CN107332488A - 一种谐波电流的抑制方法、装置、设备及存储介质 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种谐波电流的抑制方法、装置、设备及存储介质。该方法包括：获取当前三相定子电流对应的dq轴电流误差参量；对dq轴电流误差参量执行比例积分谐振控制，并根据控制结果确定控制参数；根据控制参数实现对电机的闭环控制。采用上述方法可以优化现有定子电流中谐波抑制方案，解决软件控制策略中计算量大、资源消耗多、实现形式复杂以及谐波抑制效果很差的技术问题。
Description
技术领域
本发明涉及电机技术领域，尤其涉及一种谐波电流的抑制方法、装置、设备及存储介质。
背景技术
永磁同步电机(Permanent magneticsynchronous machine,PMSM)是指由永磁体励磁产生同步旋转磁场的同步电机，其具有体积小、功率密度大、效率高等特点，因此，被广泛的应用于压缩机、电动汽车以及高速机床等领域。PMSM在运行过程中，由于其电机定子绕组分组、磁路磁饱和效应、开关管死区以及管压降等原因，导致了PMSM的定子电流中不仅包括基波含量，还包括谐波含量。如果定子电流中谐波含量过大，便会增加电机的损耗，引起电机发热，增加了电机运行过程中的噪声，并且会导致电机转矩和转速的脉动，降低了电机运行效率和可靠性。因此，抑制定子电流中的谐波成了亟待解决的问题。
现有技术中，可以采用优化PMSM本体设计的方式抑制定子电流中的谐波，其具体手段为改善气隙磁场分布正弦度。一般而言，此类方法只能抑制气隙磁场畸变引起的谐波，而对于开关管死区或管压降等引起的谐波，此类方法将不再适用。因此，现有技术中出现了采用通过软件控制策略的方案，其具体手段为利用低通滤波器提取各单次谐波分量，并利用比例积分(Proportional integral，PI)调节器实现对谐波的抑制。然而，此类方法需要很大的计算量，且每个单次谐波均需要2个单独的PI调节器，使得资源消耗过多，实现形式复杂。同时，利用低通滤波器提取单次谐波分量时，会导致提取信号延时以及幅值衰减，最终导致谐波抑制效果很差。
发明内容
有鉴于此，本发明实施例提供一种谐波电流的抑制方法、装置、设备及存储介质，以优化现有定子电流中谐波抑制方案，解决软件控制策略中计算量大、资源消耗多、实现形式复杂以及谐波抑制效果很差的技术问题。
第一方面，本发明实施例提供了一种谐波电流的抑制方法，包括：
获取当前三相定子电流对应的dq轴电流误差参量；
对所述dq轴电流误差参量执行比例积分谐振控制，并根据控制结果确定控制参数；
根据所述控制参数实现对电机的闭环控制。
第二方面，本发明实施例还提供了一种谐波电流的抑制装置，包括：
获取模块，用于获取当前三相定子电流对应的dq轴电流误差参量；
控制模块，用于对所述dq轴电流误差参量执行比例积分谐振控制，并根据控制结果确定控制参数；
闭环控制模块，用于根据所述控制参数实现对电机的闭环控制。
第三方面，本发明实施例还提供了一种谐波电流的抑制设备，包括：
一个或多个处理器；
存储器，用于存储一个或多个程序，
当所述一个或多个程序被所述一个或多个处理器执行，使得所述一个或多个处理器实现如本发明实施例所述的谐波电流的抑制方法。
第四方面，本发明实施例还提供了一种包含计算机可执行指令的存储介质，所述计算机可执行指令在由计算机处理器执行时用于执行如本发明实施例所述的谐波电流的抑制方法。
上述提供的谐波电流的抑制方法、装置、设备及存储介质，通过获取三相定子电流对应的dq轴电流误差参量，并对dq轴电流误差参量进行比例积分谐振控制，进而根据控制结果实现对永磁同步电机的闭环控制的技术方案，实现了通过比例积分谐振的方式对三相定子电流中的谐波进行抑制，其中，无需为每个单次谐波配置两个PI控制器，而是直接对dq轴电流误差参量执行比例积分谐振控制，可以节省资源消耗，简化谐波抑制实现形式，达到了很好的谐波抑制效果，同时，无需对每个单次谐波在每个轴向上的电流分量进行处理，也可以大幅减小计算量，提高谐波抑制效率。
附图说明
通过阅读参照以下附图所作的对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
图1为现有技术中软件控制策略框图；
图2为本发明实施例一提供的一种谐波电流的抑制方法的流程图；
图3a为本发明实施例二提供的一种谐波电流的抑制方法的流程图；
图3b为谐波抑制算法的策略框图；
图3c为经过比例积分谐振控制后输出的Iu的u相电流波形图；
图3d为第一定子电流中谐波含量分析图；
图3e为经过比例积分控制后输出的Iu的u相电流波形图；
图3f为第二定子电流中谐波含量分析图；
图4为本发明实施例三提供的一种谐波电流的抑制装置的结构示意图；
图5为本发明实施例四提供的一种谐波电流的抑制设备的结构示意图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明作进一步的详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本发明，而非对本发明的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与本发明相关的部分而非全部内容。
一般而言，永磁同步电机定子电流中谐波通常为6n±1次谐波，n为大于或等于1的正整数，一般而言，6n+1次谐波和6n-1次谐波同时存在。其中，以5次、7次、11次以及13次谐波分量幅值较大。下面以抑制5次、7次谐波为例，对现有的软件控制策略进行说明。
图1为现有技术中软件控制策略框图。从图1可以看出，经过变频器调制的PMSM的三相定子电流Iu1、Iv1以及Iw1经过克拉克(Clarke)变换后，变成α/β坐标系下的电流参量，其中，α轴电流分量记为Iα1，β轴电流分量记为Iβ1，并且Iα1和Iβ1中均包括5次、7次谐波分量。对Iα1和Iβ1进行帕克(Park)变换后得到dq旋转坐标系下的电流参量，其中，5次谐波分量对应的d轴电流分量记为Id5th1，5次谐波分量对应的q轴电流分量记为Iq5th1，7次谐波分量对应的d轴电流分量记为Id7th1，7次谐波分量对应的q轴电流分量记为Iq7th1。其中，Park变换公式如下：
其中，t为当前运行时刻，w为基波角频率(电机运行角速度)，wt表示PMSM当前时刻的转子位置θ，其可以通过位置观测器获取。
进一步的，分别对Id5th1、Iq5th1、Id7th1以及Iq7th1进行低通滤波，以得到Id5th1、Iq5th1、Id7th1以及Iq7th1在对应坐标系下的直流量Id5、Iq5、Id7以及Iq7。以Id5th1和Id5为例，Id5为Id5th1在d轴下的直流量。其中，Id5、Iq5、Id7以及Iq7可以理解为基于当前三相定子电流得到的实际反馈电流。其中，具体的滤波公式如下：
其中，G(Z)为低通滤波器的滤波公式，其可以采用现有低通滤波公式。在图1中，将Park变换与低通滤波集成在Park变换中表示。
进一步的，获取当前三相定子电流对应的各参考电流量，其中d轴方向的参考电流量为IdRef1，q轴方向的参考电流量为IqRef1。其中，IqRef1由PMSM外环转内环时确定，IdRef1由弱磁控制给定。
将IqRef1分别减去Iq5和Iq7，以分别得到5次谐波和7次谐波在q轴方向的电流误差参量，记为Iq5x1和Iq7x1，并将Iq5x1和Iq7x1分别输入对应的PI控制器，以进行单独PI环路控制，生成dq旋转坐标系下电压补偿量Uq5th和Uq7th，其中，Iq5对应一个PI控制器，Iq7对应一个PI控制器，Uq5th为5次谐波在q轴的电压补偿量。同样的，对Id5和Id7进行同样处理，得到Ud5th和Ud7th。需要说明的是，上述说明中共需要4个PI控制器，图1中示例性的将Iq5和Iq7合并为Iq表示，并将对应的两个PI控制器通过一个PI控制器表示，将Id5和Id7合并为Id表示，并将对应的两个PI控制器通过一个PI控制器表示。其中，Uq5th的计算公式为：
Uq5th＝(0-Iq5x1)PI5q-5(0-Id5x1)WLd (5)
上述公式中，PI5q为Iq5x1对应的PI控制器的控制参数，其中P为比例控制参数，I为积分控制参数，其具体值可根据实际情况进行设定，W为电机运行频率，Ld为d轴电感(直流电感)。
Ud5th的计算公式为：
Ud5th＝(0-Id5x1)PI5d+5(0-Iq5x1)WLq (6)
上述公式中，PI5d为Id5x1对应的PI控制器的控制参数，其中P为比例控制参数，I为积分控制参数，其具体值可根据实际情况进行设定，W为电机运行频率，Lq为q轴电感(交流电感)。
Uq7th的计算公式为：
Uq7th＝(0-Iq7x1)PI7q+7(0-Id7x1)WLd (7)
上述公式中，PI7q为Iq7x1对应的PI控制器的控制参数，其中P为比例控制参数，I为积分控制参数，其具体值可根据实际情况进行设定，W为电机运行频率，Ld为d轴电感(直流电感)。
Ud7th的计算公式为：
Ud7th＝(0-Id7x1)PI7d-7(0-Iq7x1)WLq (8)
上述公式中，PI7d为Id7x1对应的PI控制器的控制参数，其中P为比例控制参数，I为积分控制参数，其具体值可根据实际情况进行设定，W为电机运行频率，Lq为q轴电感(交流电感)。
在图1中，Uq5th和Uq7th统一表示为Uq1，Ud5th和Ud7th统一表示为Ud1。进一步的，对Uq1和Ud1进行Park逆变换，以得到α/β坐标系下的电压补偿量。其中，Park逆变换的公式如下：
其中，t为当前运行时刻，w为基波角频率(电机运行角速度)，wt表示PMSM当前时刻的转子位置θ，其可以通过位置观测器获取。Uαcom和Uβcom分别为变换得到的α轴电压补偿量和β轴电压补偿量。
进一步的，将Uαcom和Uβcom分别与Iα1和Iβ1对应的Uα1和Uβ1进行相加，以得到最终的电压指令值，并对该电压指令值进行空间矢量脉宽调制(Space Vector Pulse WidthModulation，SVPWM)，并将调制结果输入变频器，以使变频器对PMSM的三相定子电流进行调制，进而实现控制闭环。
上述方案需要经过多次的坐标变换，且在坐标变换时需要分别对每个单次谐波在每个坐标轴上的分量进行计算，增大了计算量，并且，每个单次谐波需要使用两个单独的PI调节器进行控制，当三相定子电流中需要抑制的谐波电流的数量较多时，则需要多个PI调节器，使得实现形式复杂且资源消耗过多。同时，通过低通滤波的方式提取谐波分量，也会造成提取信号的延时以及幅值上的衰减，使得提取的信号与原始的谐波电流信号差异较大，导致最终生成的电压补偿量误差较大，进而影响了谐波抑制效果。有鉴于此，本实施例提供了一种无需对每个单次谐波分量进行单独处理，仅需通过比例积分谐振控制便可以实现抑制谐波电流的谐波电流的抑制方法。具体详见下述实施例：
实施例一
图2为本发明实施例一提供的一种谐波电流的抑制方法的流程图。本实施例提供的谐波电流的抑制方法适用于对PMSM中谐波进行抑制的情形。本实施例提供的谐波电流的抑制方法可以由谐波电流的抑制装置执行，该谐波电流的抑制装置可以通过软件和/或硬件的形式实现，并集成在谐波电流的抑制设备中。
参考图2，本实施例提供的谐波电流的抑制方法具体包括：
S110、获取当前三相定子电流对应的dq轴电流误差参量。
其中，本实施例中的电机为PMSM。PMSM中采用三相定子绕组，因此生成三相定子电流。本实施例中，三相定子电流分别用Iu、Iv以及Iw表示。三相定子电流中包括基波电流以及可能包括至少两个单次谐波电流。其中，两个单次谐波电流的次数可以用6n±1表示，n为大于或者等于1的正整数，6n+1次谐波和6n-1次谐波同时存在。以n＝1为例，即三相定子电流中包括5次、7次谐波电流，此时，三相定子电流可表示为：
其中，Im表示PMSM定子电流幅值。γ1表示5次谐波初始相位角、γ2表示7次谐波初始相位角。w表示基波角频率(PMSM运行角速度)，t表示当前运行时刻。
进一步的，每个时刻的三相定子电流均存在对应的dq轴电流误差参量。其中，dq轴电流误差参量包括d轴电流误差分量以及q轴电流误差分量。其可以根据dq轴实际电流参量和dq轴参考电流参量确定。
具体的，dq轴实际电流参量为根据当前三相定子电流反馈得到的实际电流参量。其可以通过对当前三相定子电流进行第一坐标变换确定。第一坐标变换的过程可以为：对三相定子电流进行Clarke变换，得到静止两相坐标系(即α/β坐标系)下的α轴实际电流分量和β轴实际电流分量。其中，α轴实际电流分量和β轴实际电流分量中均包括基波以及谐波分量。进一步的，对α轴实际电流分量和β轴实际电流分量进行Park变换，得到转子坐标系(dq旋转坐标系)下dq轴实际电流参量，其具体包括d轴实际电流分量以及q轴实际电流分量。其中，d轴实际电流分量中包括d轴方向上反馈的实际基波以及实际设定次数的谐波。q轴实际电流分量中包括q轴方向上反馈的实际基波以及实际设定次数的谐波。d轴方向与q轴方向的设定次数相同。可选的，预先对三相定子电流进行傅里叶处理以确定当前包含的单次谐波，进而根据单次谐波确定设定次数的谐波。在本实施例中，第一坐标变换后的6n±1次谐波均可以表现为6n次谐波的形式，即6n为设定次数。例如，确定当前包含的单次谐波为5次谐波和7次谐波，即6n±1，n＝1，那么对应的设定次数为6，即设定次数为6n，n＝1。又如，确定当前包含的单次谐波为5次谐波、7次谐波、11次谐波以及13次谐波，即n＝1和2，那么对应的设定次数为6和12，即设定次数为6n，n＝1和2。
典型的，dq轴参考电流参量为与当前时刻对应的PMSM应该产生的电流参量，即期望电流参量。dq轴参考电流参量包括d轴参考电流分量和q轴参考电流分量。其中，d轴参考电流参量可以通过弱磁控制确定，q轴参考电流分量可以在外环转内环后，通过PI控制器确定。一般而言，d轴参考电流分量中包括d轴方向的参考基波分量，可选包括d轴方向的参考谐波分量，q轴参考电流分量中包括q轴方向的参考基波分量，可选包括q轴方向的参考谐波分量。
通常，PMSM实际运转时，需要确定参考电流参量，也可称为期望电流参量，根据参考电流参量控制PMSM运转以使得实际电流参量能够跟随参考电流参量。然而，PMSM实际运转时，由于谐波的关系使得实际电流参量不可能完全跟随参考电流参量，因此，需要确定参考电流参量与实际电流参量的差值，即确认实际运行中谐波参量对PMSM运行的影响，进而消除该影响。其中，参考电流参量与实际电流参量的差值为dq轴电流误差参量。
进一步的，根据dq轴实际电流参量和dq轴参考电流参量便可以确定dq轴电流误差参量。dq轴电流误差参量中包括基波分量和设定次数的谐波分量。其中，d轴电流误差分量中的设定次数与q轴电流误差分量中的设定次数相同。
S120、对dq轴电流误差参量执行比例积分谐振控制，并根据控制结果确定控制参数。
示例性的，对dq轴电流误差参量进行比例积分谐振(Proportional integralResonance，PIR)控制时，可以是将dq轴电流误差参量经过PIR控制器，以实现PIR控制。一般而言，d轴方向的电流误差分量经过一个PIR控制器，q轴方向的电流误差分量经过一个PIR控制器。此时，仅需要两个PIR控制器便可以实现抑制dq轴电流误差参量中的谐波分量。
可选的，对dq轴电流误差参量进行PIR控制时，可以是将dq轴电流误差参量输入PIR控制器中。其中，PIR控制器中包括PI控制部分以及谐振控制部分。进一步的，通过PI控制部分可以实现对dq轴电流误差参量中直流分量进行无误差跟踪，通过谐振控制部分可以实现对dq轴电流误差参量中设定次数的谐波分量进行谐振控制，以实现对谐波进行抑制。
其中，对dq轴电流误差参量执行PIR控制时，具体的比例积分谐振控制的传递函数为：其中，Kp为比例系数，KI为积分系数，KRk为对k次谐波分量进行谐振控制时的增益系数，s为dq轴电流误差参量在拉普拉斯域的表现形式，wh为谐振控制时带宽选择系数，k为谐波的设定次数，w为基波角频率(PMSM运行时角速度)，n为大于或等于1的正整数。其中，控制d轴方向的电流误差分量的PIR传递函数中的各值跟控制q轴方向的电流误差分量的PIR传递函数中的各值均可以根据实际情况进行设定。可选的，不同k次谐波对应的KRk的值可以相同也可以不同。一般而言，wh＝5便可以满足谐振控制时的带宽要求。当对d轴电流误差参量进行比例积分谐振控制时，s为d轴电流误差分量在拉普拉斯频域里面的表现形式。当对q轴电流误差参量进行比例积分谐振控制时，s为q轴电流误差分量在拉普拉斯频域里面的表现形式。
其中，在进行PIR控制时，以d轴方向的电流误差分量为例，通过PI控制部分对d轴方向的电流误差分量中直流(基波)分量进行静态无误差跟踪。通过谐振控制部分对d轴方向的电流误差分量中的谐波分量进行谐振控制，其具体为在谐波频率处实现无穷大增益。一般而言，d轴方向的电流误差分量中的谐波分量均可以表现为6n次谐波误差分量，因此，在谐波误差频率处实现无穷大增益时，可以是在6n次谐波误差分量频率处实现无穷大增益，以减小d轴电流误差分量中的谐波分量，进而达到对6n±1次谐波进行抑制。同时，PI控制部分仅需对直流误差参量进行无误差跟踪，实现了对d轴方向的电流误差分量相角无误差跟踪，进而保证了控制结果的准确性。
同样，q轴方向的电流误差分量的处理方式与d轴方向的电流误差分量的处理方式相同。此处不再描述。
典型的，对dq轴电流误差参量进行PIR制后，得到的控制结果为电压参量，其可以理解为与抑制dq电流误差参量中谐波分量后得到的电流参量对应的电压参量。该电压参量可以记为dq轴电压控制参量，其也可以理解为对dq轴直流分量进行无误差跟踪后得到的电压控制参量，根据电压控制参量可以确定永磁同步电机运转过程中与当前三相定子电流对应的控制电压。
其中，dq轴电压控制参量包括对d轴电压分量和q轴电压分量，根据d轴方向的电流误差分量确定d轴电压分量，根据q轴方向的电流误差分量确定q轴电压分量。根据控制结果确定控制参数时，可以是对d轴电压分量和q轴电压分量进行第二坐标变换得到α/β轴的电压参量，即当前三相定子电流对应的α/β轴上的调制电压参数。其中，第二坐标变换可以为反Prak变换，即将dq轴电压参量变为α/β轴的电压参量。
S130、根据控制参数实现对电机的闭环控制。
具体的，对控制参数进行SVPWM，形成三相脉冲宽度调制(Pulse WidthModulation，PWM)波，并将三相PWM波输入变频器，以实现变频器对永磁同步电机的旋转速度进行控制，以使永磁同步电机根据旋转速度生成Iu、Iv和Iw，进而继续对Iu、Iv和Iw中的谐波进行抑制。即实现了对PMSM的闭环控制。
本实施例的技术方案，通过获取三相定子电流对应的dq轴电流误差参量，并对dq轴电流误差参量进行比例积分谐振控制，进而根据控制结果确定控制参数，并根据控制参数实现对永磁同步电机的闭环控制的技术方案，实现了通过比例积分谐振的方式对三相定子电流中的谐波进行抑制，其中，无需为每个单次谐波配置两个PI控制器，而是直接对dq轴电流误差参量执行比例积分谐振控制，可以节省资源消耗，简化谐波抑制实现形式，达到了很好的谐波抑制效果，同时，无需对每个单次谐波在每个轴向上的电流分量进行处理，也可以大幅减小计算量，提高谐波抑制效率。
实施例二
图3a为本发明实施例二提供的一种谐波电流的抑制方法的流程图。本实施例是在上述实施例的基础上进行具体化。具体的，获取当前三相定子电流对应的dq轴电流误差参量包括：对当前三相定子电流进行第一坐标变换得到dq旋转坐标系下的dq轴实际电流参量；根据dq轴实际电流参量和当前三相定子电流对应的dq轴参考电流参量确定dq轴电流误差参量。
进一步的，对dq轴电流误差参量执行比例积分谐振控制包括：对dq轴电流误差参量中直流分量进行比例积分控制，以实现对直流分量进行无误差跟踪；对dq轴电流误差参量中设定次数的谐波分量进行谐振控制，以实现对设定次数的谐波分量进行抑制。
进一步的，控制结果为dq轴电压控制参量时，根据控制结果确定控制参数包括：对所述dq轴电压控制参量进行第二坐标变换得到调制电压参数，并将调制电压参数作为控制参数。
参考图3a，本实施例提供的谐波电流的抑制方法具体包括：
S210、对当前三相定子电流进行第一坐标变换得到dq旋转坐标系下的dq轴实际电流参量。
其中，第一坐标变换包括Clarke变换和Park变换。
具体的，对三相定子电流进行Clarke变换，得到静止两相坐标系(即α/β坐标系)下的α轴实际电流参量和β轴实际电流参量。其中，Clarke变换公式可以为：
其中，Iα表示α轴实际电流参量，Iβ表示β轴实际电流参量。
进一步的，对Iα和Iβ进行Park变换，得到转子坐标系(dq旋转坐标系)下dq轴实际电流参量，其具体包括d轴实际电流参量以及q轴实际电流参量。其中，Park变换公式可以为：
其中，w表示运行角速度，t表示当前运行时刻，wt表示永磁同步电机当前时刻的转子位置θ，也可以理解为dq旋转坐标系中d轴与α/β坐标系中α轴的夹角，其可以通过位置观测器获取。Id为d轴实际电流参量，Iq为q轴实际电流参量。以三相定子电流中包括5次、7次谐波电流为例，将公式(10)代入公式(11)中，并将得到的Iα和Iβ代入公式(12)中，可以得到dq轴电流参量为：
其中，Id表示d轴实际电流参量，Id1表示d轴实际电流参量中基波幅值，Id5th表示d轴实际电流参量中5次谐波分量幅值，Id7th表示d轴实际电流参量中7次谐波分量幅值。Iq表示q轴实际电流参量，Iq1表示q轴实际电流参量中基波幅值，Iq5th表示q轴实际电流参量中5次谐波分量幅值，Iq7th表示d轴实际电流参量中7次谐波分量幅值。
根据式(13)可知，经过第一坐标变换得到的dq轴实际电流分量中，每个轴向分量中不仅包括基波，还包括5次谐波、7次谐波，同时，5次谐波和7次谐波经过坐标变换后在dq旋转坐标系上都可以表现为6次谐波分量。即将两个单次谐波通过一个对应的单次谐波进行体现。
依次类推，可以确定，经过第一坐标变换得到的dq轴实际电流参量中，每个轴向分量中不仅包括基波，还包括设定次数的谐波。其中，设定次数的谐波可以根据对三相定子电流经过傅里叶处理后确定的幅值较大的谐波而确定。一般而言，设定次数的谐波个数大于等于0，且为2的整数倍。同时，dq轴实际电流参量中，6n±1次谐波均可以表示为6n次谐波分量的形式，即设定次数为6n。此时，后续仅需要对直流分量(即基波)以及6n次谐波进行处理，便可以抑制三相定子电流中6n±1次谐波。
S220、根据dq轴实际电流参量和当前三相定子电流对应的dq轴参考电流参量确定dq轴电流误差参量。
其中，dq轴参量电流参量包括d轴参考电流分量和q轴参考电流分量。
具体的，PMSM中外环是速度控制(即速度环)，内环是电流控制(即电流环)，且实际应用中永磁同步电机通常采用双闭环控制。其中，在进行双闭环控制时，由外环转内环时确定的电流可以记为q轴参考电流分量，即IqRef。其具体确定过程为：确定PMSM当前运转时刻对应的期望速度参量，记为SpdRef*，并通过位置观测器确定当前时刻对应的实际速度参量，记为SpdFb。其中，位置观测器为观测PMSM转子的装置，其可以得到转子实际转动过程中各时刻的实际转动位置(也可以称为转动角度)以及实际转动速度(即实际速度参量)，同时还可以根据实际转动位置和实际转动速度确定各时刻转子的实际转动加速度。进一步的，根据期望速度参量和实际速度参量便可以确定当前运行时刻的速度误差参量，记为SpdDe。其具体的计算公式为：
SpdDe＝SpdRef*-SpdFb (14)
确定速度误差参量后，将速度误差参量经过PI控制器得到q轴参考电流分量。其中，通过PI控制器实现了由速度环转为电流环，即根据速度误差参量确定了当前时刻对应的q轴参考电流分量。可选的，q轴参量电流分量记为IqRef。一般而言，由于实际运行时三相定子电流中存在谐波分量，使得获取的实际速度参量可能受到谐波分量的影响，因此，得到的q轴参考电流分量中可能包含对应的谐波分量。其中，当存在对应的谐波分量时，将谐波分量优选表示为6n的形式。
进一步的，根据q轴参考电流分量以及q轴实际电流分量便可以确定出q轴方向的电流误差分量，其确定公式为：
IqDe＝IqRef-Iq (15)
其中，IqDe为q轴电流误差分量，Iq为q轴实际电流分量。
示例性的，根据弱磁控制可以确定中PMSM转子中流过的电流，该电流映射到d轴后，便可以确定出d轴参考电流分量，其中，d轴参考电流分量记为IdRef。
根据d轴参考电流分量以及d轴实际电流分量便可以确定出d轴方向的电流误差分量，其具体公式为：
IdDe＝IdRef-Id (16)
其中，IdDe为d轴电流误差分量，Id为d轴实际电流分量。
本实施例中，dq轴电流误差参量包括：d轴方向的电流误差分量和q轴方向的电流误差分量，d轴方向的电流误差分量包括d轴方向的直流分量以及d轴方向的设定次数的谐波分量，q轴方向的电流误差分量包括q轴方向的直流分量以及d轴方向的设定次数的谐波分量。其中，设定次数的谐波可以表示为6n次谐波，n为大于等于1的正整数。由于dq轴参考电流参量和dq轴实际电流参量中涉及到6n±1次谐波分量时均可以表示为6n的形式，因此，根据公式(15)和公式(16)确定dq轴电流误差分量中6n±1次谐波分量也可以表示为6n次形式，即6n为设定次数。同时，dq轴参考电流参量中的基波分量与dq轴实际电流参量中的基波分量进行做差后得到基波误差分量，该误差分量为直流，在本实施例中记为直流分量，dq轴参考电流参量中的谐波分量与dq轴实际电流参量中的谐波分量进行做差后的结果记为谐波分量。
S230、对dq轴电流误差参量中直流分量进行比例积分控制，以实现对直流分量进行无误差跟踪。
可选的，本实施例中采用两个PIR控制器。每个PIR控制器中均包括PI控制部分以及谐振控制部分。将q轴电流误差分量输入至一个比例积分谐振控制器，将d轴电流误差分量输入至另一个比例积分谐振控制器。
其中，每个PIR控制器将输入的电流误差分量中的直流分量经过PI控制部分。PI控制部分的比例系数、积分系数可以根据实际情况进行设定。对直流分量进行PI控制后，便可以实现对直流分量的无误差跟踪，即实现实际电流分量中基波分量尽可能的完全跟随参考电流参量中基波分量。
S240、对dq轴电流误差参量中设定次数的谐波进行谐振控制，以实现对设定次数的谐波进行抑制。
其中，每个PIR控制器将输入的电流误差分量中设定次数的谐波分量经过谐振控制部分，以实现对设定次数的谐波进行抑制。
具体的，在对dq轴电流误差参量中设定次数的谐波分量进行谐振控制时，其具体可以为：放大dq轴电流误差参量中设定次数的谐波分量的频率增益。其中，不同设定次数的谐波对应的增益系数可以根据实际情况进行设定。例如，当前设定次数包括6和12，那么6次谐波对应的增益系数和12次谐波对应的增益系数均可以根据实际情况，其可以相同也可以不同。进一步的，根据增益系数实现设定次数的谐波频率处无穷大增益，便可以实现对6n±1次谐波的抑制。
需要说明的是，S230和S240时间上可以同时执行，虽然在本实施例中将dq轴参考电流参量分中直流分量和设定次数的谐波分量描述成前后顺序处理，但是实际应用中，其通过PIR传递函数是可以实现同时处理的，即不需要将dq轴参考电流参量中的直流分量和设定次数的谐波分量分别提取出来，而是通过传递函数实现对直流分量以及设定次数的谐波分量进行处理。
进一步的，经过处理后的控制结果为电压参量，记为dq轴电压控制参量。
S250、对dq轴电压控制参量进行第二坐标变换得到调制电压参数，并将调制电压参数作为控制参数。
示例性的，第二坐标变换为Park逆变换。其中，dq轴电压控制参量包括d轴电压控制分量和q轴电压控制分量，其变换公式为：
其中，Ud为d轴电压控制分量，Uq为q轴电压控制分量，Uα为α轴电压分量、Uβ为β轴电压分量，w表示基波角频率(PMSM运行角速度)，t表示当前运行时刻，wt表示永磁同步电机当前时刻的转子位置θ。
进一步的，Uα和Uβ为最终确定的控制参数，即调制电压参数。需要说明的是，调制电压参数也可以理解为dq轴电压控制分量的另一种表现形式，即通过α/β轴呈现。
S260、根据控制参数实现对电机的闭环控制。
本实施例提供的技术方案，通过第一坐标变换确定三相定子电流在dq旋转坐标系下的dq轴实际电流参量，并根据dq轴实际电流参量以及dq轴参考电流参量确定dq轴电流误差参量，对dq轴电流误差参量进行比例积分谐振控制得到dq轴电压控制参量，并对dq轴电压控制参量进行第二坐标变换得到对电机进行闭环控制的调制电压参数的技术方案，实现了对dq轴电流误差参量中的直流分量进行无误差的跟踪，并有效的抑制了dq轴电流误差参量中的谐波分量。同时，抑制过程仅需要利用两个比例积分谐振器也可以节省资源消耗，无需对每个单次谐波在每个轴向上的电流分量做单独处理，降低了计算量，提高了谐波抑制效率。
下面对本实施例提供的谐波电流的抑制方法做实例性的说明。本实施例中PMSM为3kwPMSM。其中，该PMSM参数包括：极对数：2对极；定子电阻：Rs＝0.45欧；D轴电感Ld＝4.6mH；Q轴电感：Lq＝6.5mH；反电动势：Ke＝38Vrms/Krpm(线间有效值)；转动惯量：J＝2.2e-4N.M.S^2；电机稳态运行电频率：120Hz。
示例性的，对电子定子电流进行傅里叶分析确定该电子定子电流中5次、7次、11次以及13次谐波含量比较大，因此，需要对PMSM运行过程中产生的三相定子电流中的5次、7次、11次以及13次谐波进行抑制。
具体的，图3b为谐波抑制算法的策略框图。首先，获取当前时刻PMSM输出的三相定子电流Iu、Iv以及Iw。进一步的，对Iu、Iv以及Iw进行Clarke变换，得到α/β坐标系下的α轴实际电流参量Iα以及β轴实际电流参量Iβ，具体变换公式参考公式(11)。进一步的，对Iα和Iβ进行Park变换，得到dq旋转坐标系下的d轴实际电流参量Id以及q轴实际电流参量Iq，具体的变换公式参考公式(12)。
由位置观测器获取Iα和Iβ以及α/β坐标系下调制电压参数，其中α/β坐标系下调制电压参数包括：α轴电压分量Uα、β轴电压分量Uβ。进一步的，位置观测器根据Iα、Iβ、Uα和Uβ确定PMSM当前的转子位置θ以及PMSM基波角频率(PMSM运行角速度)w，并根据w确定实际速度参量SpdFb。同时，获取当前PMSM期望运行的期望速度参量SpdRef*，并根据公式(14)得到当前的速度误差参量SpdDe。进一步的，将SpdDe经过PI控制部分，以得到当前PMSM期望运行的q轴参考电流分量IqRef。进一步的，根据公式(15)确定当前PMSM运行时q轴电流误差分量。根据励磁控制确定d轴参考电流分量IdRef，并根据公式(16)确定当前PMSM运行时d轴电流误差分量。
将d轴电流误差分量经过第一PIR控制器，并得到d轴电压分量Ud。将q轴电流误差分量经过第二PIR控制器，并得到q轴电压分量Uq。其中，PIR控制器的传递函数表现为：其中，KR6为6次谐振控制器增益系数，KR12为12次谐振控制器增益系数，wh＝5。需要说明的是，第一PIR控制器和第二PIR控制器中KP、KI、KR6以及KR12的实际数值可以根据实际情况进行设定，可以相同也可以不同。
进一步的，利用公式(17)对Ud和Uq进行Park逆变换，得到α轴电压分量Uα以及β轴电压分量Uβ。将Uα和Uβ输入SVPWM后形成的三相脉冲宽度调制波输入变频器，以实现变频器对PMSM的旋转速度进行控制，以使PMSM根据旋转速度生成Iu、Iv和Iw，进而继续对Iu、Iv和Iw中的谐波进行抑制。即实现了对PMSM的闭环控制。
图3c为经过比例积分谐振控制后输出的Iu的u相电流波形图。图3d为对应的定子电流中谐波含量分析图。根据图3d可知，经过第一PIR控制器输出的Ud对应的u向电流中总谐波含量为2.66％，谐波含量电流幅值为4.4673A。
如果对采用同样参数的PMSM采用现有技术(即图1)的方式进行谐波电流抑制处理时，其中，图3e为经过比例积分控制后输出的Iu的u相电流波形图，图3f为对应的定子电流中谐波含量分析图。根据图3f可知，采用现有技术处理后，得到的u相电流中总谐波含量为12.09％，对应的谐波含量电流幅值为4.473A。
根据图3c和图3e可知，本实施例中采用的谐波电流抑制方法输出的u相电流波形更为平滑，正弦度明显得到了提高。同时，根据图3d和图3f可知，本实施例中采用的谐波电流抑制方法对谐波抑制效果明显，与现有技术相比，定子电流中总谐波含量由12.09％下降到2.66％，其中，对于5次、7次、11次以及13次谐波均有明显的抑制。
实施例三
图4为本发明实施例三提供的一种谐波电流的抑制装置的结构示意图。参考图4，本实施例提供的谐波电流的抑制装置包括：获取模块301、控制模块302以及闭环控制模块303。
其中，获取模块301，用于获取当前三相定子电流对应的dq轴电流误差参量；控制模块302，用于对dq轴电流误差参量执行比例积分谐振控制，并根据控制结果确定控制参数；闭环控制模块303，用于根据控制参数实现对电机的闭环控制。
本实施例提供的技术方案，通过获取三相定子电流对应的dq轴电流误差参量，并对dq轴电流误差参量进行比例积分谐振控制，进而根据控制结果确定控制参数，并根据控制参数实现对永磁同步电机的闭环控制的技术方案，实现了通过比例积分谐振的方式对三相定子电流中的谐波进行抑制，其中，仅需利用无需两个比例积分谐振器为每个单次谐波配置两个PI控制器，而是直接对dq轴电流误差参量执行比例积分谐振控制，可以节省了资源消耗，同时，简化了谐波抑制实现形式，达到了很好的谐波抑制效果，同时，无需对每个单次谐波在每个轴向上的电流分量进行处理，也可以大幅减小计算量，提高谐波抑制效率。
进一步的，获取模块301包括：实际参量确定单元，用于对当前三相定子电流进行第一坐标变换得到dq旋转坐标系下的dq轴实际电流参量；参考参量确定单元，用于根据dq轴实际电流参量和当前三相定子电流对应的dq轴参考电流参量确定dq轴电流误差参量。
进一步的，控制模块302包括：跟踪单元，用于对dq轴电流误差参量中直流分量进行比例积分控制，以实现对直流分量进行无误差跟踪；抑波单元，用于对dq轴电流误差参量中设定次数的谐波分量进行谐振控制，以实现对设定次数的谐波分量进行抑制；参数确定单元，用于根据控制结果确定控制参数。
进一步的，抑波单元具体用于：放大dq轴电流误差参量中设定次数的谐波分量的频率增益，以实现对设定次数的谐波分量进行抑制。
进一步的，dq轴电流参量包括：d轴方向的电流误差分量和q轴方向的电流误差分量，d轴方向的电流误差分量包括d轴方向的直流分量以及d轴方向的设定次数的谐波分量，q轴方向的电流误差分量包括q轴方向的直流分量以及d轴方向的设定次数的谐波分量。
进一步的，控制结果为dq轴电压控制参量，相应的，参数确定单元具体用于：对dq轴电压控制参量进行第二坐标变换得到调制电压参数，并将调制电压参数作为控制参数。
进一步的，控制模块302在对dq轴电流误差参量执行比例积分谐振控制时，比例积分谐振控制的传递函数为：
其中，Kp为比例系数，KI为积分系数，KRk为对k次谐波分量进行谐振控制时的增益系数，s为dq轴电流误差参量在拉普拉斯域的表现形式，，wh为谐振控制时带宽选择系数，k为谐波次数的设定次数，w为基波角频率，n为大于或等于1的正整数。
本发明实施例提供的谐波电流的抑制装置可以执行上述任意实施例提供的谐波电流的抑制方法，具备相应的功能和有益效果。
实施例四
图5为本发明实施例四提供的一种谐波电流的抑制设备的结构示意图。如图5所示，该抑制设备包括处理器40、存储器41、输入装置42和输出装置43；抑制设备中处理器40的数量可以是一个或多个，图5中以一个处理器40为例；抑制设备中的处理器40、存储器41、输入装置42和输出装置43可以通过总线或其他方式连接，图5中以通过总线连接为例。
存储器41作为一种计算机可读存储介质，可用于存储软件程序、计算机可执行程序以及模块，如本发明实施例中的谐波电流的抑制方法对应的程序指令/模块(例如，谐波电流的抑制装置中的获取模块301、控制模块302和闭环控制模块303)。处理器40通过运行存储在存储器41中的软件程序、指令以及模块，从而执行抑制设备的各种功能应用以及数据处理，即实现上述的谐波电流的抑制方法。可选的，处理器40中包括两个PIR控制器。
存储器41可主要包括存储程序区和存储数据区，其中，存储程序区可存储操作系统、至少一个功能所需的应用程序；存储数据区可存储根据终端的使用所创建的数据等。此外，存储器41可以包括高速随机存取存储器，还可以包括非易失性存储器，例如至少一个磁盘存储器件、闪存器件、或其他非易失性固态存储器件。在一些实例中，存储器41可进一步包括相对于处理器40远程设置的存储器，这些远程存储器可以通过网络连接至抑制设备。上述网络的实例包括但不限于互联网、企业内部网、局域网、移动通信网及其组合。
输入装置42可用于接收输入的数字或字符信息，以及产生与抑制设备的用户设置以及功能控制有关的键信号输入。输出装置43可包括显示屏等显示设备。
本发明实施例提供的谐波电流的抑制设备可以执行上述任意实施例提供的谐波电流的抑制方法，具备相应的功能和有益效果。
实施例五
本发明实施例五还提供一种包含计算机可执行指令的存储介质，所述计算机可执行指令在由计算机处理器执行时用于执行一种谐波电流的抑制方法，该谐波电流的抑制方法包括：
获取当前三相定子电流对应的dq轴电流误差参量；
对dq轴电流误差参量执行比例积分谐振控制，并根据控制结果确定控制参数；
根据控制参数实现对电机的闭环控制。
当然,本发明实施例所提供的一种包含计算机可执行指令的存储介质,其计算机可执行指令不限于如上所述的抑制方法操作,还可以执行本发明任意实施例所提供的谐波电流的抑制方法中的相关操作，具备相应的功能和有益效果。
通过以上关于实施方式的描述，所属领域的技术人员可以清楚地了解到，本发明可借助软件及必需的通用硬件来实现，当然也可以通过硬件实现，但很多情况下前者是更佳的实施方式。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品可以存储在计算机可读存储介质中，如计算机的软盘、只读存储器(Read-Only Memory,ROM)、随机存取存储器(RandomAccess Memory,RAM)、闪存(FLASH)、硬盘或光盘等，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述的方法。
值得注意的是，上述抑制装置的实施例中，所包括的各个单元和模块只是按照功能逻辑进行划分的，但并不局限于上述的划分，只要能够实现相应的功能即可；另外，各功能单元的具体名称也只是为了便于相互区分，并不用于限制本发明的保护范围。
注意，上述仅为本发明的较佳实施例及所运用技术原理。本领域技术人员会理解，本发明不限于这里所述的特定实施例，对本领域技术人员来说能够进行各种明显的变化、重新调整和替代而不会脱离本发明的保护范围。因此，虽然通过以上实施例对本发明进行了较为详细的说明，但是本发明不仅仅限于以上实施例，在不脱离本发明构思的情况下，还可以包括更多其他等效实施例，而本发明的范围由所附的权利要求范围决定。
Claims (10)
1.一种谐波电流的抑制方法，其特征在于，包括：
获取当前三相定子电流对应的dq轴电流误差参量；
对所述dq轴电流误差参量执行比例积分谐振控制，并根据控制结果确定控制参数；
根据所述控制参数实现对电机的闭环控制。
2.根据权利要求1所述的抑制方法，其特征在于，所述获取当前三相定子电流对应的dq轴电流误差参量包括：
对当前三相定子电流进行第一坐标变换得到dq旋转坐标系下的dq轴实际电流参量；
根据所述dq轴实际电流参量和所述当前三相定子电流对应的dq轴参考电流参量确定dq轴电流误差参量。
3.根据权利要求1所述的抑制方法，其特征在于，所述对所述dq轴电流误差参量执行比例积分谐振控制包括：
对所述dq轴电流误差参量中直流分量进行比例积分控制，以实现对所述直流分量进行无误差跟踪；
对所述dq轴电流误差参量中设定次数的谐波分量进行谐振控制，以实现对所述设定次数的谐波分量进行抑制。
4.根据权利要求3所述的抑制方法，其特征在于，所述对所述dq轴电流误差参量中设定次数的谐波分量进行谐振控制包括：
放大所述dq轴电流误差参量中设定次数的谐波分量的频率增益。
5.根据权利要求1-4任一所述的抑制方法，其特征在于，所述dq轴电流误差参量包括：d轴方向的电流误差分量和q轴方向的电流误差分量，所述d轴方向的电流误差分量包括d轴方向的直流分量以及d轴方向的设定次数的谐波分量，所述q轴方向的电流误差分量包括q轴方向的直流分量以及q轴方向的设定次数的谐波分量。
6.根据权利要求1所述的抑制方法，其特征在于，所述控制结果为dq轴电压控制参量；
所述根据控制结果确定控制参数包括：
对所述dq轴电压控制参量进行第二坐标变换得到调制电压参数，并将所述调制电压参数作为控制参数。
7.根据权利要求1所述的抑制方法，其特征在于，所述对所述dq轴电流误差参量执行比例积分谐振控制时，所述比例积分谐振控制的传递函数为：
<mrow>
<msub>
<mi>K</mi>
<mi>p</mi>
</msub>
<mo>+</mo>
<mfrac>
<msub>
<mi>K</mi>
<mi>I</mi>
</msub>
<mi>s</mi>
</mfrac>
<mo>+</mo>
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<mo>&Sigma;</mo>
<mrow>
<mi>k</mi>
<mo>=</mo>
<mn>6</mn>
<mi>n</mi>
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</mrow>
</munder>
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<mi>K</mi>
<mrow>
<mi>R</mi>
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</mrow>
</msub>
<mfrac>
<mrow>
<mn>2</mn>
<msub>
<mi>w</mi>
<mi>h</mi>
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</mrow>
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<mn>2</mn>
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<mo>+</mo>
<mn>2</mn>
<msub>
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<mi>h</mi>
</msub>
<mi>s</mi>
<mo>+</mo>
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<mrow>
<mo>(</mo>
<mi>k</mi>
<mi>w</mi>
<mo>)</mo>
</mrow>
<mn>2</mn>
</msup>
</mrow>
</mfrac>
</mrow>
其中，Kp为比例系数，KI为积分系数，KRk为对k次谐波分量进行谐振控制时的增益系数，s为dq轴电流误差参量在拉普拉斯域的表现形式，wh为谐振控制时带宽选择系数，k为谐波的设定次数，w为基波角频率，n为大于或等于1的正整数。
8.一种谐波电流的抑制装置，其特征在于，包括：
获取模块，用于获取当前三相定子电流对应的dq轴电流误差参量；
控制模块，用于对所述dq轴电流误差参量执行比例积分谐振控制，并根据控制结果确定控制参数；
闭环控制模块，用于根据所述控制参数实现对电机的闭环控制。
9.一种谐波电流的抑制设备，其特征在于，包括：
一个或多个处理器；
存储器，用于存储一个或多个程序，
当所述一个或多个程序被所述一个或多个处理器执行，使得所述一个或多个处理器实现如权利要求1-7中任一所述的谐波电流的抑制方法。
10.一种包含计算机可执行指令的存储介质，其特征在于，所述计算机可执行指令在由计算机处理器执行时用于执行如权利要求1-7中任一所述的谐波电流的抑制方法。
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