CN107223345B - 用于波束成形滤波器的fir滤波器系数计算 - Google Patents

Abstract

为换能器阵列(诸如麦克风或扬声器阵列)的波束成形滤波器计算FIR滤波器系数的有效性通过在两个阶段中执行计算而被增加，即，首先通过计算波束成形滤波器的频域滤波器权重，即，描述频率维度内的波束成形滤波器的传递函数的系数，以便获得用于波束成形滤波器的目标频率响应，使得将波束成形滤波器应用于阵列近似期望定向选择性，以及随后通过为波束成形滤波器计算FIR滤波器系数，即，描述时域内的波束成形滤波器的脉冲响应的系数，如此使得FIR波束成形滤波器的频率响应根据预定标准以最优方式近似目标频率响应。与如来自由FIR滤波器系数所描述的脉冲响应的离散傅立叶变换的结果的频率分辨率相比，两阶段过程允许作为目标频率响应的计算的基础的频率分辨率的独立选择。此外，在频域中的波束成形驱动权重的计算中和在时域FIR滤波器系数的计算中，都可以预定义特定约束，以便以有针对性的方式影响各个计算。

Description

用于波束成形滤波器的FIR滤波器系数计算

技术领域

本发明涉及为例如麦克风或扬声器阵列之类的换能器阵列的波束成形滤波器计算FIR滤波器系数。

背景技术

如在音频领域中采用的波束成形技术(例如)定义–在麦克风阵列的情况下，用于评估麦克风的个别信号，以及在扬声器阵列的情况下，用于再现个别扬声器的信号–信号如何通过使用各自的时间离散滤波器来进行个别的滤波。例如，对于诸如音乐的宽带应用，从最佳频率响应的规范为所述时间离散滤波器确定系数。

关于波束成形和信号驱动的文献几乎仅涉及在频域内的驱动权重的设计。在此上下文中，一个隐含的假设是时域内的FIR滤波器通过称为FFT的逆离散傅立叶变换(DFT)来确定。这种方法可以被解释为频率采样设计[Smi11，Lyo11]，非常简单的滤波器设计方法，其具有各种缺点：滤波器的频率响应必须在上至采样频率的整个时间离散频率轴上在等距离光栅内被指示。如果不能为各个频域(例如，其中令人满意的定向效率是不可能的非常低的频率或者其中由于空间混叠而不能发生发射的定点(pin-pointed)影响的高频率)的频率响应提供合理的定义，将存在结果产生的FIR滤波器不能被使用的风险(例如，由于频率采样点之间的强波动导致的在特定频率处的过度增益值等)。

结果产生的FIR滤波器在由DFT给出的频率光栅内精确地映射所定义的频率响应；但是，频率响应可以采用光栅点之间的任何值。这经常导致表现出结果产生的频率响应的激烈振荡的不切实际的设计。

此外，在频率采样设计中，FIR滤波器的长度自动地由所定义的频率响应的分辨率而造成(反之亦然)。

利用频率采样设计创建的滤波器倾向于时域混叠，即脉冲响应的周期性卷积(例如，[Smi11])。为此，可能必须使用诸如DFT的零填充(zero-padding)或所生成的FIR滤波器的加窗(windowing)的附加技术。

替代方法包括在一阶段(one-stage)过程中直接在时域内确定FIR系数[MDK11]。在这个上下文中，用于所定义的频率光栅的阵列的发射行为被直接表示为所有换能器(例如，扬声器/麦克风)的FIR系数的函数，并且被公式化为单个优化问题，其求解同时确定所有波束成形滤波器的最佳滤波器系数。这里的问题是优化程度的问题，既与要被优化的变量的数量(滤波器长度乘以波束成形滤波器的数量)有关又与定义方程的维度，并且可能地，次要条件有关。后面的维度通常与频率光栅点的数量以及以其建立期望波束成形器响应的空间分辨率两者成比例。由于这种快速增加的复杂性，这种方法限于具有少量元件的阵列和非常小的滤波器阶数。例如，使用[MSK11]包括六个元件和具有滤波器长度为8的麦克风阵列。

发明内容

本发明的目的是提供一种为换能器阵列的波束成形滤波器计算FIR滤波器系数的概念，所述概念就例如所实现的波束成形质量与所涉及的计算开销之间的比率而言更有效。

此目的是通过所附独立权利要求的主题实现的。

本申请所基于的一个构想在于已经发现，为诸如麦克风或扬声器阵列的换能器阵列的波束成形滤波器计算FIR滤波器系数的有效性例如在所述计算在两个阶段中执行时可被增加；即，一方面通过计算预定频率光栅内的波束成形滤波器的频域滤波器权重，即描述频域内的波束成形滤波器的传递函数的系数和/或在每种情况下用于各个频率或用于具有各个频率的正弦输入信号，以便获得用于波束成形滤波器的目标频率响应，使得将波束成形滤波器应用于阵列近似期望定向选择性，以及随后通过为波束成形滤波器计算FIR滤波器系数，即描述时域内的波束成形滤波器的脉冲响应的系数，使得波束成形滤波器的频率响应近似目标频率响应。两阶段系统能够实现对如由FIR滤波器系数所描述的脉冲响应的直接傅立叶变换造成的频率分辨率的独立选择。此外，在频域中的波束成形驱动权重的计算中和在时域FIR滤波器系数的计算中，都可以定义特定次要条件，以便以定点的方式影响各个计算。

附图说明

本发明的有利实施方式是从属权利要求的主题。下面将参考附图更详细地解释本申请的优选实施例，其中：

图1示出了具有对其可使用本申请的实施例的波束成形滤波器的扬声器阵列的示意性框图；

图2示出了具有对其可使用本申请的实施例的波束成形滤波器的麦克风阵列的示意性框图；

图3示出了根据实施例的用于为波束成形滤波器计算FIR滤波器系数的设备的框图；

图4示意性地示出，根据图3中的实施例，波束成形滤波器的目标频率响应的基于优化的计算如何通过DSB设计的建模被逐步执行；

图5示意性地示出，根据实施例，布置在两个计算装置之间的图3中的修改装置如何使得优化目标更适于在第二计算装置内执行的时域优化；

图6示意性地示出，根据实施例，利用相位调平(phase leveling)在图3的延迟适配模块内移除的延迟如何可以被重新积分到所计算的FIR滤波器系数中；及

图7示意性地示出，根据用于在图3的第一计算装置中执行目标频率响应计算的混合方法，目标频率响应如何由低频段中的优化分量和高频段中的DSB传递函数组成。

具体实施方式

图1初始地示出扬声器12的阵列10的示例，通过应用波束成形滤波器(BFF)14使得扬声器12的阵列10例如展现期望定向选择性，即在特定方向16上发射。在图1中，使用了索引，例如，用于对各个扬声器12进行彼此区分。扬声器12的数量N可以是两个或更多个。如从图1中可以看到，每个扬声器12_n(其中i＝1...N)具有在其上游连接的波束成形滤波器14_n，其对对应的扬声器输入信号进行滤波。特别地，扬声器12_n在此经由其对应的波束成形滤波器14_n连接到公共音频输入18。这意味着所有扬声器12_n获得相同的音频信号，但是，该音频信号被各个波束成形滤波器14_n滤波。在输入18处的音频信号s()是由音频样本序列组成的时间离散音频信号，以及波束成形滤波器14_n被设计为FIR滤波器并且因此将音频信号与各个波束成形滤波器14_n的脉冲响应进行卷积，所述脉冲响应由各个波束成形滤波器14_n的FIR滤波器系数定义。例如，如果输入18处的音频信号由该音频样本序列s(k)描述，则用于各个扬声器12_n的结果产生的经滤波的扬声器信号

可以被描述为，例如：

其中

是具有FIR阶数

和/或滤波器长度

的FIR滤波器14_n的滤波器系数。

FIR系数计算的技术在于，扬声器阵列10在输入18处以期望定向选择性(例如，在期望方向16上)发射音频信号。在该上下文中，图1仅通过示例的方式绘出了扬声器12_n被等距离地布置成一条线，并且阵列10是扬声器的线性阵列。但是，扬声器的二维布置也是可行的，就像扬声器12在阵列10中的非均匀分布以及就像与沿着直线和/或平面的布置偏离的布置都是可行的。发射方向16可以例如通过方向16与扬声器12沿其布置的该直线和/或面的中垂线的角度偏差来测量。但是，这里也存在两种可能的变化。例如，可能地，发射优选地旨在阵列10上游的特定位置处可听见。但是，波束成形滤波器14_n的滤波器系数h也可以甚至被更精确地选择，使得阵列10在发射时的定向特性或定向选择性不仅在特定方向16上经历最大值，而且满足其它期望标准，诸如角度发射宽度、在最大发射的方向16上的特定频率响应或者甚至在考虑包括方向16及其周围方向的区域时的特定频率响应。

下面将描述计算换能器阵列10的波束成形滤波器14_n的上述FIR滤波器系数的有效方式的实施例。但是，下面所描述的实施例也可适用于计算其它换能器阵列(诸如超声换能器、天线等)的波束成形滤波器。旨在用于接收的换能器阵列也可以是所述波束成形的对象。例如，下面所描述的实施例也可以应用于设计麦克风阵列的波束成形滤波器，即用于计算它们的FIR滤波器系数。图2示出了这种麦克风阵列。图2的麦克风阵列也通过示例的方式被提供有附图标记10，但是至少，由麦克风20₁...20_N组成。关于麦克风的布置，关于图1的扬声器12所述的一切也将适用于它们：它们可以沿着线一维地布置或沿着面二维地布置，其中线可以是直的以及面可以是平面，并且也并非需要均匀分布。每个麦克风生成所接收的音频信号

并经由各个波束成形滤波器14_n连接到用于输出所接收的音频信号s'的公共输出节点22，使得波束成形滤波器14_n的经滤波的音频信号

叠加性地贡献于音频信号s'。为此，加法器24被连接在波束成形滤波器14_n的输出和公共输出节点22之间。波束成形滤波器再次被配置为FIR滤波器并且例如根据以下公式从各个麦克风20_n的各个音频信号形成经滤波的音频信号

即

其中

再次是波束成形滤波器14_n的FIR滤波器系数。然后，根据以下公式，由加法器24所作出的求和产生总输出信号s'

后续的实施例依次使得图2的麦克风阵列10包括期望定向选择性或定向特性，以便主要或排他性地记录来自特定方向16的声音的场景，或者对来自特定方向16的声音的场景敏感，从而它将被反映在输出信号s'中；方向16可以再次如图1的情况通过角度偏差

或者在二维的情况下通过来自阵列10的中垂线的

和θ而被定义，并且期望定向选择性可能比仅仅指示最大灵敏度的方向更精确，即关于空间维度或频率维度更精确。

图3现在绘出了用于计算用于换能器阵列的波束成形滤波器的FIR滤波器系数的设备的实施例，所述换能器阵列是诸如例如图2所示的麦克风阵列，或者例如图1所示的扬声器阵列。

该设备一般地由30指示并且可以例如以由计算机执行的软件实施，在这种情况下，例如，下面所描述的所有装置和模块可以是计算机程序的不同部分。但是，以专用硬件的形式(诸如以ASIC的形式)或以可编程逻辑电路(例如FPGA)的形式的实施也是可能的。

设备30计算FIR滤波器系数32，诸如专门用于阵列10的波束成形滤波器14_n的上述

为此目的，设备30包括用于获得关于阵列10的信息或关于期望定向选择性的信息的接口。图3通过示例的方式示出了设备30从外部源获得换能器数据34，其中换能器数据34将在下面通过示例的方式更详细地描述，并且指示换能器元件(即，例如，扬声器或麦克风)的(例如)位置和朝向，以及它们各自的定向选择性的灵敏度和/或发射特性和/或频率响应。其它信息涉及期望定向选择性，例如，图3示出了设备30获得指示阵列10的期望定向行为(诸如最大发射和/或灵敏度的方向)的数据36，以及可能更精确的信息(诸如关于上述最大发射/灵敏度的发射行为和/或灵敏度)。数据36由另外的数据38进行补充，例如，其可以从外部对设备30定义并且涉及例如在阵列10的发射和/或灵敏度方向上的阵列10的期望传递特性和/或频率响应，即，在一个或多个特定方向上利用最终FIR滤波器系数设置的阵列的灵敏度或发射强度的频率相依目标描述。还可以对设备30定义其它信息用于计算FIR滤波器系数32，诸如与针对实际上设置的阵列10的实际物理情势的换能器数据34的偏差所必须遵守的计算出的FIR滤波器系数的健壮性相关的定义，所述定义在图3中具有附图标记40，以及关于频率限制42的数据，其用于计算的示例性意义将在下面进行描述并且可能与换能器数据34有关。

应当指出，通过示例的方式从外部可以对图3的设备30定义的所有信息34至42都是可选的。设备30还可以为特定阵列设置进行专门配置，并且设备还可能被专门配置用于其它数据的某些设置。在输入选项的情况下，所述输入选项可以例如经由输入接口(诸如经由计算机的用户输入接口或计算机的读取接口)来实施，使得例如一个或一些特定文件的数据被读取。

图3的设备包括第一计算装置44和第二计算装置46。第一计算装置44计算波束成形滤波器的频域滤波器权重，即波束成形滤波器的传递函数的复值样本。它们用于建立用于波束成形滤波器的目标频率响应。特别地，第一计算装置44在由特定的、不一定相互等距的频率ω₁…ω_k定义的频率光栅内计算频域驱动权重，使得它们描述波束成形滤波器的传递函数

其在将这种波束成形滤波器应用于阵列10中近似期望定向选择性。下面给出对第一计算装置为此目的而使用适当的优化算法(例如，求解线性、平方或凸优化问题的方法)的效果的描述。频率光栅可以例如根据置于波束成形应用上的要求(诸如置于特定频域内的所定义的发射的精确程度上的不同要求)或者根据其它要求(例如，关于下面提到的后续FIR时域设计方法，诸如依赖于用于定义期望频率响应的必要采样率)来选择。

虽然第一计算装置44因此描述波束成形滤波器在频率ω上的传递函数

和/或计算传递函数，即在例如特定节点ω₁…ω_k处，第二计算装置46旨在确定描述波束成形滤波器的脉冲响应的波束成形滤波器的那些FIR滤波器系数。第二计算装置46执行计算，使得如经由传递函数和脉冲响应之间的连接而与FIR滤波器系数对应的波束成形滤波器的频率响应近似由第一计算装置44定义的目标频率响应。根据后续的实施描述，第二计算装置46也使用优化，其又可以被配置为求解线性、平方或凸优化问题的方法。

下面将针对可能的实施情况更详细地描述图3的设备30的操作模式。该描述还涉及各种实施可能性。根据一种实施可能性，第一计算装置44通过求解第一优化问题来执行计算，根据其，如由频域驱动权重

造成的阵列的定向选择性和可以由数据34和/或38定义的期望定向选择性之间的偏差被最小化。如图3所示，为此目的，第一计算装置44可以使用健壮性定义40作为优化问题的次要条件，并且换能器数据34用于设置或定义优化变量(即一方面频域驱动权重

以及另一方面结果产生的定向选择性)之间的连接。接下来的描述将讨论第二计算装置46的可能实施，这将导致第二计算装置也可以求解优化问题以便执行计算。根据作为第二计算装置46的基础的第二优化问题，与目标频率响应

的偏差在频域内被最小化。如前所述，待被第二计算装置46计算的FIR滤波器系数与脉冲响应对应，并且根据以下实施例，装置46通过优化来尝试计算它们，使得与所述脉冲响应对应的传递函数尽可能地近似如已由第一计算装置44计算出的传递函数

从接下来的描述中将变得清楚的是，在计算装置46的优化中，为这种优化专门提供并由数据42定义的次要条件可被有利地加以考虑。接下来的描述还将讨论目标频率响应修改装置48，该目标频率响应修改装置48被可选地提供于两个计算装置44和46之间并且可能在已由第一计算装置44确定的波束成形滤波器的目标频率响应被第二计算装置46用作近似目标之前修改波束成形滤波器的目标频率响应。将描述各种修改可能性。它们用于避免在由计算装置46进行的FIR滤波器系数32的计算或者甚至质量方面较差的FIR滤波器系数的计算中的有效性的损失。根据一个修改可能性，设备30还可能包括可选的修改装置50，用于修改已由第二计算装置46计算的计算出的FIR滤波器系数，从而各个修改被加以考虑。在下文中，图3还通过示例的方式描述了用于第一计算装置44和目标频率响应修改装置48的可能的模块化设置，但是各个模块化设置只是示例性的。

如以上已经概述的，图3的设备30可以使用优化问题的求解方案用于找到用于波束成形滤波器的时域FIR滤波器和/或FIR滤波器系数。利用基于优化的滤波器设计方法的时域FIR滤波器计算将如下所述地避免频率采样设计的缺点以及例如对于如在本申请的介绍部分中已描述的滤波器的直接时域设计的复杂性并且因此置于计算时间和诸如主存储器的资源上的要求。根据图3，设计波束成形滤波器由第一和第二计算装置44和46在两阶段过程中执行：

-在由第一计算装置44提供的第一阶段中，频域内的波束成形驱动滤波器BFF的频率响应被设计为在所定义的频率光栅ω_k内，该频率光栅建立了某种频率分辨率，诸如Δω＝ω_k-ω_k-1。但是，该频率光栅不需要被选择为等距的，而也可以是不均匀的。在这种上下文中，可以返回在文献中描述的波束成形技术。可以使用优化。这种频域优化方法在例如[MSK09]中描述。

-在由第二计算装置46提供的第二阶段中，如第一阶段所定义的，通过计算所述FIR滤波器的FIR滤波器系数

为每个波束成形驱动滤波器BFF_n从其目标频率响应生成FIR滤波器。这里也可以使用优化方法，以便实现用于给定FIR滤波器布置的期望频率响应的最佳近似、可自由选择的滤波器标准以及可能的多个附加次要条件。通过例如FIR滤波器的Nyquist频率除以FIR滤波器长度的一半建立FIR滤波器设计的频率分辨率，或者更准确地说，其中实施波束成形器并且因此也实施FIR滤波器的时间-离散系统的Nyquist频率(采样率的一半)可被选择以与频域分辨率的频率分辨率进行区分。

根据随后描述的实施，由设备30实施的滤波器设计过程提供多个相关的个别措施和准备。总之，它们使得能够生成特别稳定、健壮的驱动滤波器和/或波束成形滤波器。现在将详细描述设备30的操作模式。但是，依赖于应用的情况，也可以省略措施中一些个别措施。

如上面已经提到的，换能器性质，即例如麦克风和/或扬声器的性质，在由计算装置44进行的第一计算中被加以考虑。换能器数据34描述了通常从测量或从建模(例如，模拟)中获得的换能器性质。换能器数据34可以表示例如来自(在扬声器的情况下)或到(在传感器和/或麦克风的情况下)房间内的不同点的换能器的方向相依和频率相依的传递函数。例如，计算装置44的模块52可以执行定向特性内插，例如换能器数据34的内插，以便能够实现来自/到原始数据34中不包含的，即在原始数据集内不包含的点或者方向的换能器的传递函数。

由此获得的模块52的换能器数据被用在第一计算装置44的两个功能块(或模块54和56)中，即，在延迟求和波束成形器模块和优化模块56中。通过对于换能器阵列的定向行为的所定义目标，其指定例如在(一个或多个)发射方向上的期望幅度，延迟求和波束成形器模块54在对于每个换能器n的各个方向上使用阵列的各个换能器的同时计算延迟和幅度权重，即频率无关幅度，诸如每个换能器12和/或14的时间延迟和增益因子。优化56在频域内操作。它优化作为优化变量的上面提到的频域形成系数和/或频域驱动权重

即频率相依幅度。频域驱动权重的后面的优化56可以通过包括特定换能器传递函数来改善，尤其是在它们强烈偏离假定为理想的行为时，诸如偏离单极特性。例如，通过测量获得的换能器数据34常常包括纯延迟，诸如由于声传播造成的，例如，并且可能提供连接在定向特性内插模块52和优化模块56之间的延迟提取模块58，用于去除所有换能器和/或换能器数据的公共延迟时间。这简化了优化模块56内的优化过程，因为，在这种情况下，延迟将不再必须包括在期望优化目标函数中和/或因为所获得的波束成形滤波器将不需要补偿阵列的所述延迟，其对于所有换能器是公共的。从下面的描述中变得显然的是，使用延迟求和块的优点在于，通过所述块，用于换能器阵列的频率响应的设计定义(其可以在给定所使用的换能器的情况下以高水平的健壮性实施)可以在期望发射方向/入射方向上以高水平的灵敏度获得。

应当再次指出，上述的在由计算装置44所作出的计算中包括换能器性质仅仅是可选的，即其中数据34以及模块52和58的定义可以被省略。相反，由计算装置所作出的计算也可以在理想化的传递特性的假设下执行。另一方面，实际换能器数据34的使用常常使得最终计算出的波束成形滤波器的性能更好。

期望定向行为和/或波束成形行为的规范是经由根据图3的数据36来执行的。所述数据36通过描述期望定向特性来形成波束成形器设计的起始点。其例如在扬声器的情况下描述期望声音在一个或多个方向或区域中的期望发射，或者在麦克风的情况下描述对来自一个或多个方向或区域的声音的灵敏度，而在其它方向/区域中的发射和/或对其它方向/区域的灵敏度要尽可能地被抑制。由数据36进行的这种描述例如通过模块60被转换成目标模式规范，即，被转换成期望定向行为的数学公式。由目标模式规范60输出的目标函数描述例如在各个空间方向

或

和θ上的期望复杂声音发射。目标函数可以是频率无关的或频率相依的，即可以对于频域的不同频率具有不同的定义。此外，定向行为的数学公式可以包括以下元素中的一个或多个：

-一个或多个优选的发射方向或点；

-其中仅允许所实现的声音发射以所定义的方式(通常由最大偏差定义)偏离期望声音发射的方向或区域；

-其中没有给出关于其声音发射的定义的区域，其也可以被称为过渡区域或空间“不关心”区域；

-其中声音发射将被最小化的区域，可选地通过加权函数，以便适应各个子区域的优先级。

一般而言，应当指出，由目标函数描述的期望复杂声音发射不一定限于方向。其它自变量也是可能的，例如，沿着线或跨表面/体积的期望发射。

以下关于健壮性定义适用。在波束成形应用的上下文中，健壮性是指在换能器阵列10或传递系统(transfer system)的偏差(诸如驱动滤波器与理想行为的偏差、阵列内的换能器的定位误差或者与建模的传递行为的偏差)的情况下仅表现出发射行为的相对小量降级的性质。例如，对于麦克风阵列经常采用的健壮性的度量是所谓的白噪声增益[BW01，MSK09]，([WNG])，其结果如在入射方向上的信号幅度与用于阵列的驱动权重的L₂标准的商。这种度量显然也可以应用于扬声器阵列[MK07]；在此，期望发射方向上的信号幅度采用入射方向上的幅度的角色。

如以上段落中所示，相对于驱动权重的允许标准的在发射方向(或入射方向)上的幅度对WNG以及因此对健壮性具有直接影响。类似地，可以在发射方向上实现的水平(level)依赖于驱动权重的最大容许量和换能器的发射特性二者。因此，有必要指定幅度(或者期望发射模式的振幅)，使得满足对健壮性和对所实现的发射幅度两者置以的要求。为了获得用于本说明书的良好起点，有可能使用以下方法：

-基于期望发射方向或者关于期望定向行为的数据36，在模块54中创建用于延迟求和波束成形器(DSB)的驱动滤波器的传递函数。这意味着，在每个换能器元件的每种情况下，模块54假设为仅依赖于换能器的位置和发射方向并且仅包括频率无关增益值和频率无关延迟的简单滤波器。基于期望定向行为36并且在考虑换能器数据34的同时，对于每个换能器仅由模块54计算这种频率无关值。因此，DSB基本上对应于图1和图2的设置；但是，使用更简单的BFF，即执行时间延迟和频率无关增益的这种BFF。虽然这种DSB的定向效率对于低频尤其小，但是这种DSB表现出高WNG值并且因此具有良好的健壮性。

-基于这种DSB驱动滤波器设置(对于每个换能器元件仅由频率无关增益值和频率无关延迟组成)，计算/模拟阵列在期望发射方向上的发射。如已经提到的，来自数据34的建模的或测得的换能器特性被引入由模块54所作出的对于每个换能器元件的这些频率无关值对的计算中。

-在发射方向上由模块54的DSB驱动滤波器设置造成的换能器阵列的频率响应可以被称为参考频率响应(或幅度响应)并且可以在由计算装置44所作出的计算的后续步骤中使用。这种方法的优点在于，由此，存在对换能器阵列可以在用于个别换能器的所定义的最大调制值内实施的幅度的定义，并且其(由于它由DSB设计造成)表现出良好的健壮性性质，或者可以被设计为表现出良好的健壮性性质。

根据图3的示例，计算装置44包括另一模块，即，模块58，其基于模块54的所获得的参考幅度响应结合对期望频率响应的定义来确定换能器阵列在发射方向上的频率响应的最终规范38。这意味着用于确定模块58的起始点由换能器阵列的频率响应构成，如迄今为止由模块54的DSB值所确定的那样，即，通过利用在对应方向上的DSB值对换能器阵列产生的那个频率响应。基于这个幅度响应，由模块58执行修改。例如，对参考幅度响应执行修改，以便均衡例如频率响应。而且，通过相对于参考幅度响应减小在发射方向上的幅度响应，阵列的定向效率可以在某个限度内(或者全局地或者针对特定频率)增加。在这个上下文中，DSB参考设计及其WNG值的使用允许对最终设计规范的健壮性性质的公平评估。

在应用的可选示例中，心理声学发现被引入频率响应确定58中。在这个上下文中，例如，可以利用如下发现：信号的特定频域对于声音事件的感知更重要以及因此由于较少定向而不太有利的在其它频率域中的发射可以通过具体地升高所述频域得到补偿或者被渲染成不太容易感知的。在这里应当指出，这种均衡与信号无关，并且也仅限于一个发射特性，即，不基于各种发射特性或音频信号之间的心理声学掩蔽。

基于已由模块58确定的用于换能器阵列的特定频率响应目标，然后在模块56内执行优化。在此，波束成形滤波器的设计在频域内对多个离散频率ω_k实现。在本申请的上下文中，优选地使用基于凸优化的优化方法[M07，MSK09]。关于如由模块60、54和58基于数据36确定的由模块58定义或选择的发射特性的优化，具体而言是关于可选择的误差标准，例如，L₂(最小二乘法)或L_∞标准(Chebyshev，极小化极大(minimax)标准)，所述优化方法使得最佳近似成为可能。在模块56中执行的优化的结果是用于每个离散频率的复数驱动值，使得对于每个换能器n产生其它复数权重的向量H_n(ω_k)。任何测得或建模的换能器数据，或数据34，可以被引入由模块56求解的优化问题中，以便获得关于频率响应和发射特性优化的驱动滤波器频率响应H_n。此外，基于优化的方法启用可能涉及所实现的发射和驱动权重的许多次要条件。例如，可以建立对最小白噪声增益的限制。类似地，有可能为驱动权重建立最大量，以便限制各个换能器的驱动。

以说明性方式再次总结上述对第一计算装置44的操作模式的可能实施的描述，将参考图4。用于由计算装置44所作出的计算目标频率响应的起始点由期望定向选择性构成，该期望定向选择性由Ω描述并且在图4中以附图标记70提供。期望定向选择性Ω在这里通过示例的方式被示为依赖于发射角

的函数Ω。但是，如上面所指示的，方向相依性也可以以与角度的不同方式定义。而且，图4通过虚线

指示期望定向选择性70可以关于空间而不是仅在平面内定义。在右上角，图4指示可以如何定义角度

和

期望定向选择性也可能已经包含频率相依性，即，Ω可以依赖于ω。就此而言，经常提到“频率响应”Ω，因为以方向性相依方式确定的频率被衰减更大或更小的程度。但是，这个频率响应Ω应当与如待被计算装置44计算的用于各个波束成形滤波器的频率响应H_n(ω_k)区分开。两者都充当具有由对ω的依赖性确定的传递函数的滤波器，但是频率响应Ω受到个别波束成形滤波器的最终计算出的频率响应H_n的影响。

如由数据36定义的期望定向选择性70现在要利用特定换能器阵列来实现。在图4的右上方，举例来说，阵列的元件被假设为是扬声器，但是如已经提到的，例如由诸如麦克风的其它换能器组成的阵列也是可能的。因此，阵列由特定的换能器位置、换能器朝向、换能器频率响应构成，该频率响应又可以依赖于发射和/或灵敏度的方向和/或方向相依性，其反过来又可以依赖于频率。在模块54中，为每个换能器n确定值对ψ_n和a_n，即频率无关延迟ψ和也与频率无关的增益值a，使得假设只有这些频率无关值被应用在换能器n的BFF中，定向选择性Ω‘72产生，其依赖于方向，即依赖于

并且可选地依赖于

并且依赖于频率，即依赖于ω。执行模块54中的确定，使得尽可能地实现或近似期望定向选择性70。当然，这仅在有限程度上是可能的，因为对于每个换能器n仅确定频率无关的延迟和/或增益。但是，为了弥补这一点，以高水平的健壮性实现定向选择性Ω‘。如已描述的，Ω‘72现在充当用于实际期望定向选择性74的起始点，以预期在稍后的时间点用作优化56的基础。就定向选择性72而言，利用由于其DSB性质而是健壮的现有知识。模块58现在修改定向选择性Ω‘72，使得其更接近针对定向选择性的特定频率相依性的期望。例如，在模块58中，定向选择性Ω的频率相依性通过传递特性38被定义在预定方向

或

上，例如，在最大发射和/或最大选择性的方向上，即在Ω在70处于最大值的方向上。优化56的优化目标74也是依赖于频率和方向的定向选择性Ω_target，并且执行优化56，使得其找到用于波束成形滤波器n的目标频率响应和/或传递函数H_n(ω_k)，使得，通过其在换能器阵列10的波束成形滤波器中的利用，优化目标74被尽可能好地实现或近似，即，使得就特定标准而言的偏差被最小化。因此，优化56可以被认为是波束成形滤波器传递函数76的精细调整，其在用于波束成形滤波器时等效于频率无关的延迟和增益。但是，要确保DSB设计实际上仅被用来制定优化目标并且频域优化56可以独立于DSB设计而开始。换句话说，根据优选实施例，DSB设计不适于和/或被用作基础，因此，DSB设计仅在发射方向上充当对期望频率响应的主导，即用于定义优化目标，并且优化算法56从零开始，即无需关于DSB加权的任何知识。如在模块54中计算的频率无关的延迟和增益ψ_n和a_n可以具体而言由具有传递函数H_n的滤波器类似地生成，其中传递函数H_n的以2π相位跳变调整的线性相位响应呈现对应于ψ_n的斜率，并且其幅度，或量，对应于a_n并且因此是恒定的。依赖于应用的情况，可以适当地设置为其执行优化56的频率节点或采样点ω_k，其中k＝1...K。由于传递函数H_n是复值函数，因此要优化的变量是2·N·K个，其中N是换能器的数量，并且K是为其执行优化56的频率样本的数量。由优化56造成的优化的目标频率响应78可以通过可选地使优化也服从次要条件(诸如关于满足由数据40定义的特定健壮性标准的次要条件)来实现。因此，优化56可以尤其是具有规定了不能被低于的特定健壮性度量的次要条件的平方程序(square program)。

上面已经指出了若干次，目标频率响应78的计算也可以不同地执行。

在图3的实施例中，在将波束成形滤波器的目标频率响应78作为用于第二计算装置46内的优化的基础之前，执行一个或多个修改，但是，这些修改是可选的，如上面所提到的。

如下面将要描述的，具体而言，由于在每种情况下实际上去除了滤波器的权重，因此各个驱动滤波器n的频率响应由在优化56中获得的驱动权重H_n(ω_k)造成。所述滤波器常常包含显著的延迟，其例如是由相位和/或组延迟时间反映的。所述延迟关于进一步的处理阶段，诸如尤其是在第二计算装置46中执行的后续优化。下面描述的可选的平滑步骤也变得更困难或者需要频率光栅在第一计算装置中执行的优化56期间的明显更高的分辨率，因为平滑涉及通过“相位解包裹(phase unwrapping)”来确定连续相位。包含在频率响应中的相位函数的增加越高，正确检测和随后补偿相位跳变就越困难。这影响相位解包裹算法的正确性。

此外，对于在第二计算装置46中执行的优化步骤，如果那里的优化目标，即目标频率响应78，存在于尽可能近似零相位频率响应的版本中，则这是有利的，即，其中由延迟引起的相位项尽可能地被消除。关于在计算装置46中执行的优化步骤的进一步要求将在下面更详细地描述。一般而言，应当指出以下方面：

结果产生的滤波器的因果关系在设计过程的这个阶段是不相关的。对于驱动滤波器，可以与近似零相位传递函数的非因果期望频率响应一起作用。在FIR设计之后(通过重新插入提取的延迟，可能补充附加的延迟)，因果关系可以再次成为有因果关系的。

来自换能器数据的延迟的提取(其已经在上面关于换能器性质的包括进行了阐述)已经减少了包含在驱动滤波器n的期望频率响应H_n 78中的一些延迟。但是，这可能不是各处都可用，并且可以由用于延迟适应的模块80来补充。以下方法可以用于适应增益值。

-对每个滤波器BFF_n单独执行适应。

-频率响应的连续相位由用于“相位解包裹”的算法确定。

-相位函数的线性比例(即，增加)由以一阶多项式的最小二乘法拟合来确定。可以从中确定延迟的线性比例。

-可选地：线性延迟比例被向上或向下取整为采样周期的整数倍。这可以简化后续的重组，这将仅需要脉冲响应的移位(例如，通过在前面放置对应数目的零或通过以延迟线的形式实施这些延迟)。

-基于这个线性项，从具有相对于这个线性相位项被否定的相位响应的复指数计算向量。

-通过将原始频率响应78乘以这个复指数的向量来适应频率响应的延迟。

-计算规范可以容易地改变，例如，分解幅度响应(更好地：零相位频率响应)和连续相位内的复频率响应，确定线性延迟比例，从连续相位减去所述比例，随后重组幅度和相位或者将这两部分都传递到后续的平滑。

图5再次示出了修改装置48的延迟适配模块80的操作模式。如上所述，起始点是可能要修改的目标频率响应78的集合，即，H_n(ω_k)。图5通过图示示出了H_n(ω_k)的相位响应82。所述相位响应通过示例的方式表现出相位跳变84。以2π相位跳变调整的相位响应在86处示出并且可以由线性函数88近似，例如，通过最小二乘法拟合，具有对应于频率无关延迟ψ‘_n的斜率的线性比例88。模块80对目标频率响应78的修改现在为待被消除或减少的这个线性比例88作准备，即以2π相位跳变调整的相位响应被调平和/或矫直，图5示出了目标频率响应H’_n(ω_k)的相位响应因此在90处被修改。延迟Ψ‘_n被指定并存储。

修改装置48的另一个模块是可选地存在的频域平滑模块92。以下可以说明关于由模块92进行的频域平滑。驱动滤波器n的由基于优化的滤波器设计生成的频率响应78，或H’_n(ω_k)，通常包括幅度和相位的强烈波动。这种设计定义难以在FIR滤波器设计中实施和/或需要波束成形滤波器的非常高的FIR滤波器阶数和/或FIR长度。即使在后一种情况下可以利用所定义的接口实现良好的匹配，在节点ω_k之间也频繁地发生强烈的过冲现象(overshoot phenomena)，所述过冲现象降级了结果产生的波束成形器的频率响应。而且，在心理声学考虑方面，映射这种窄带波动常常是没有用的。因此，驱动滤波器的期望频率响应78服从平滑算法。例如，基于心理声学考虑，利用例如1/3倍频程(octave)或1/6倍频程的频率相依窗口宽度来执行后者[HN00]。由于频率响应是复值的，因此对于幅度和相位分开执行平滑，例如，即平滑对于幅度传递函数(更具体而言地，零相频率响应(参见例如，[Sar93，SI07]))和连续(解包裹的)相位是分开的[PF04]。可以通过在模块92内的相位解包裹算法从复频率响应H_n(ω_k)或H’_n(ω_k)生成幅度和相位，并且利用频率相依平滑滤波器(也被称为“窗口”)通过卷积独立地平滑幅度和相位。如果存在模块80，则模块92内的所述相位解包裹可能被省略，因为所述相位解包裹已经在模块80内被执行。随后，两个被平滑的部分，即，幅度和相位，被接合，以形成平滑的复频率响应，以形成可谓的H“_n(ω_k)。可替代地，在模块80内获得的将频率响应分成零相位分量和连续相位也可以在模块90内被直接平滑并且随后被组合。图5指示模块80和92的应用的组合。

由于在计算装置46内执行的优化，确定FIR滤波器系数

(其中i＝1...I)，使得波束成形滤波器的目标频率响应被近似，例如，在应用两个修改模块80和92的情况下是H“_n(ω_k)。关于这一点的细节将在下面讨论。但是，如已经提到的，这可以涉及利用用于线性、平方或，更一般地，凸优化问题的优化方法。这个优化问题可以提供有关于例如波束成形滤波器的传递函数的形状的次要条件，即与波束成形滤波器的传递函数和/或频域相关的次要条件，而在计算装置46内执行的优化另外将关注作为优化变量的对应于波束成形滤波器的脉冲响应的波束成形滤波器的FIR滤波器系数。

但是，为了完整起见，将在更详细地描述在计算装置46内执行的优化之前讨论修改装置50的重要性。具体而言，所述修改装置50负责可能“重新积分”由模块80执行的修改，即，将波束成形滤波器的目标频率响应的相位响应调平到通过在计算装置46内执行的优化而获得的FIR滤波器系数中，其中它执行某种延迟重组，诸如插入零，这将在下面再次详细描述，并且根据其，零被放在FIR滤波器系数之前。这将在下面描述。作为示例，图6通过双箭头示出了通过在计算装置46内执行的优化获得的FIR滤波器系数

描述通过波束成形滤波器的波束成形滤波器、各个波束成形滤波器n的脉冲响应并且经由FFT或傅立叶变换，合并到或对应于，各个波束成形滤波器的传递函数H_n(ω)。作为示例，图6示出了在96处的脉冲响应，并且其通过示例的方式示出了在98处的传递函数的以2π相位跳变调整的相位响应。修改装置50现在通过根据

适当地移位FIR滤波器系数来使用为各个波束成形滤波器n存储的相位延迟值ψ_n；如已经提到的，为此目的有利的是，将用于调平模块80中的调平的斜率Ψ‘_n限制为FIR滤波器抽头的时间间隔的整数倍，因为在这种情况下考虑到由修改装置50中的模块80所作出的调平将仅对应于FIR滤波器系数

的移位，而在其它情况下将附加地需要FIR滤波器系数的内插。对于对应于经修改的FIR滤波器系数

的相位响应，这意味着，如图6中的100所指示的，可以说调平被撤销。

作为图6的方法的替代方案，在修改装置50中，每个波束成形滤波器n可以不仅由波束成形FIR滤波器系数

而且由频率无关延迟Ψ‘_n定义；通过与FIR滤波器串联连接的简单延迟元件，在图1和2的波束成形滤波器中可以考虑后者。

通常不可能在时间离散滤波器(即，波束成形滤波器的FIR滤波器)的整个频域上，即，从f＝0Hz到

执行频域设计或频域优化56，其中f_s为采样频率。对于非常低的频率，尤其是也对于f＝0Hz，即，对于直流分量(direct component)，发射行为的明确定义是无用的，具体而言在调制实际换能器时。同样，对于非常高的频率，通常不可能有有用的定义，例如，相对于阵列的空间混叠频率：1)不能通过对应的期望特性来防止明显的旁瓣的形成，2)期望发射方向的波束的宽度随着频率的增加而减小。因此，不可能或者仅以大的规范支出有可能对这些频域内的波束的宽度做出有用的、可实现的定义。

以上直接做出的说明涉及频域优化56，但是也允许关于在时间计算装置46内执行的时域优化来得出结论。一般而言，在计算装置46中执行的优化过程，即，基于优化的FIR滤波器的设计，允许引入未对其做出定义的频域或频率段，即对于其不存在期望频率响应或目标频率响应，即对于其没有建立优化目标。这种区域可以被称为过渡带或不关心带。但是，对于所考虑的波束成形应用，已经证明，没有任何设计规范或没有任何优化目标的已经非常窄的频域将导致所设计的FIR滤波器在第二计算装置46的优化期间的不受控制的行为，例如，它们将导致非常高的幅度和在所述频率段内的波束成形滤波器频率响应的波动。

为此，图3给出了可选的可能性，根据该可能性，关于所述频率段内的频率响应在所定义的优化目标方面执行限制42。如图3中的虚线所指示的，并且如在上述段落之前的段落中所阐述的，频率段可以根据换能器的特性来选择。计算装置46要求解的优化问题例如考虑频率限制42，其中最大幅度被指示为用于凸优化问题的次要条件：

...关于次要条件

其中X是过渡，或不关心，带(即，在第二计算装置46内执行的优化中对于其不存在优化目标的那些频率段)的离散表示，并且

指定在过渡带X内的频率ω处的频率响应的最大允许幅度。

使用频率限制42或针对高频和/或低频的限制的替代方案包括使用混合设计方法，这将在下面描述。

在第二计算装置46内执行的优化的目标是生成FIR滤波器，从作为用于波束成形器的频域设计的结果获得并且在上面被称为H_n(ω_k)或H’_n(ω_k)或H“_n(ω_k)而在下面被称为具有变量名称

的期望频率响应的频率响应，利用该FIR滤波器可以执行源信号(即，在如图1所示的扬声器阵列的情况下是扬声器信号，以及在如图2所示的麦克风阵列的情况下是麦克风输出信号)的滤波。为此，使用数学优化方法，其例如可以是凸优化的方法。通过所述方法，所设计的FIR滤波器h(i)的频率响应H(ω)被确定，使得尽可能近似

即关于可选择的标准p的误差变得最小。一般而言，优化问题可以以以下形式给出：

在<(一个或多个)次要条件>的次要条件下

补充<次要条件>是可选的。次要条件不需要但可以存在，如上面已经关于高频限制通过示例的方式描述的。一个单个的次要条件也是可能的。一般而言，所述次要条件表示多个可能的次要条件，其可以涉及但不必专门涉及FIR滤波器的频率响应或系数。在这里用作规一化角频率ω＝2πf/f_s的频率变量ω通常被离散化。因此，方程(2)的优化问题和次要条件二者通常都可以以矩阵形式给出。

在频域优化56(和/或修改80和/或92)的上下文中产生的、用于在第二计算装置46内执行的时域优化的目标频率响应一般是复值的，并且包括非平凡的，尤其是既不线性也不最小相位的，频率响应。因此，上面提到的方程(2)的优化问题对应于针对具有任意相位特性的FIR滤波器的滤波器设计问题。在文献中，诸如在[PR95，KM95；KM99]中，已经描述了关于此的许多方法。

在设计算法的实施中，包含在滤波器

和

内的延迟，即以2π相位跳变调整的相位响应的线性项，表现出特别的重要性。如在[KM99]中所绘出的，任意相位响应的利用导致非常差条件的优化问题或退化的解决方案。尤其在使用具有以下频率响应的因果FIR滤波器的标准公式时是这样的情况：

为此，如[KM99]中所建议的，将有可能基于具有以下传递函数的非因果FIR滤波器来执行设计：

其中

因果(3)和非因果(4a)滤波器的区别在于纯延迟项，即

当使用非因果频率响应时，期望函数

应当被适应，使得相位的线性比例尽可能近似0。这通过修改80和50有效地实施。

一旦在第二计算装置46中执行的优化期间确定了FIR滤波器的脉冲响应，即h(i)，修改装置50就可选地将先前得到补偿的延迟分量重新积分到驱动滤波器中。根据替代实施例，绕过了延迟ψ‘_n到滤波器n中的积分，因为在波束成形应用的运行时间期间纯延迟ψ‘_n通过适当的信号处理装置如数字延迟线而被应用到控制滤波器的输入或输出信号。在这种情况下，仅确保所获得的FIR滤波器的脉冲响应是有因果关系的，即，脉冲响应的索引从0开始。这种修改在运行时不需要主动计算操作，而仅仅对应于引入用于所有驱动滤波器n的恒定的实施引起的延迟。应当注意，确保这个延迟对于波束成形器的所有驱动滤波器都是恒定的。对于延迟的单独应用，选择在延迟适配80中提取的那些延迟作为采样周期的倍数可以是有利的。在这种情况下，具体而言，延迟线可以被用于积分延迟，如已经关于图6描述的那样，其不是滤波操作，而是仅需要对信号的索引式访问，同时不引起任何失真。可替代地，也可以映射任意延迟值。但是，这需要延迟线能访问任意延迟(分数延迟线)，这可能导致失真、需要计算功率并且可能导致附加的延时或延迟。

在高频限制42的上下文中，已经阐述了同样涉及所有频率的优化并不总是有用的。这同样适用于频域优化56。上面已经暗示，混合设计方法也可以在频域优化56中使用。根据所述方法，如到目前为止已经描述的、获得频域驱动函数H_m(ω_k)的基于优化的方法与对应于如在模块54中计算的DSB设计的设计组合，该DSB设计方法用于高频。这里的目标是减少所需的滤波器阶数，同时提高健壮性。在这种上下文中，使用以下事实：对于高频，由于空间混叠而不再能完全控制换能器阵列的发射特性。这就是为什么DSB设计方法用于比指定基本频率(例如，相对接近于换能器阵列的空间混叠频率的频率)高的频率的原因。为此，整个滤波器的频域规范由两个部分组合：通过优化获得的频率响应(上至基本频率)，以及对应于DSB的那些频率响应的频率响应(对于其上的频率)。两种方法的组合通过上面已经描述过的后续平滑并且通过基于优化的FIR设计来实现。这里的关键步骤是匹配两种设计方法的信号延迟时间(延迟)。例如，可能地，通过最小二乘法拟合确定用于DSB的延迟偏移，使得各个驱动滤波器的延迟跳变在均方根内被最小化。

在各种示例性设计中，混合设计方法在高频域内能够实现更健壮的发射，其特征在于行为的更少不稳定波动，同时在性能上没有任何明显的损失，并且同时低频域内的定向效率被部分地改善而且，此外，具有恒定的滤波器阶数。作为其原因，可以假设在混合设计方法中对于其中可能影响特性的那些频域可以更好地使用由特定滤波器阶数提供的自由度，而对于其中对由于空间混叠引起的不期望发射的抑制存在严格限制的高频采用较少的资源。

图7再次示出了混合设计方法：就涉及较低音频频率的段100而言，用于在第二计算装置46内执行的时域优化的传递函数由根据频域优化56获得的传递函数组成；对应于与频率无关值对ψ_na_n的传递函数H_n用在较高音频频率的段102中。段100和段102可以以截止频率ω_border彼此接界，截止频率ω_border例如对应于换能器阵列的空间截止混叠频率，或者与后者偏离小于10％。如虚线所示，也还有可能低频段100和高频段和102彼此重叠。例如，如果段100在[ω_N，b，ω_N，e]上延伸，并且段102在[ω_H，b，ω_H，e]上延伸，则ω_N，b＜ω_H，b^ω_N，e＜ω_H，e将适用，例如，其中有可能ω_N，b＝0和/或ω_H，b≤ω_N，e或者甚至ω_H，b＝ω_N，e和/或0.9·ω_border<ω_H,b,ω_N,e<1.1·ω_border适用。在两个段的重叠区域中，可以例如通过在两个传递函数(DSB设计和56的优化结果)之间求平均来获得最终要使用的时域优化传递函数。

总之，因此，上述实施例描述了为波束成形应用提供健壮FIR滤波器的设计的可能性。具有任意相位响应的FIR滤波器可以从各个波束成形滤波器的复数值频率响应生成。上述实施例的特殊价值在于可以获得波束成形器的健壮性性质。

上述实施例的特别的优点在于，例如，对于复杂的波束成形问题，诸如甚至在宽带操作的情况下超出换能器阵列的混叠频率，或者在换能器的复杂行为的情况下(诸如在低频处的有限电平)，也可以获得健壮的FIR滤波器。另一个优点在于可以彼此独立地选择频率响应规范的频率光栅(即，在频域优化56中)和波束成形滤波器的FIR滤波器的滤波器阶数。此外，用于波束成形器和滤波器的多种设计规范是可能的：诸如电平限制、在对于其不存在波束成形频率响应的区域中的滤波器的行为等次要条件可以以简单的方式集成。

本发明可以在多个波束成形应用中采用，诸如在用于空间选择性声辐射的扬声器阵列中，用于生成“安静区”或用于经由扬声器线(条形音箱)再现环绕素材。同样，上述实施例也可以由麦克风阵列使用，以便以定向选择性方式接收声音。

可能地，用于电磁波的波束成形应用(诸如移动无线电天线或雷达天线)也是可行的。但是，其中所需的带宽明显小于音频应用采用的带宽，使得难以在这里估计如FIR滤波器的实施和/或用于宽带滤波器的设计方法的必要性。

虽然已经在设备的上下文中描述了一些方面，但是应当理解，所述各方面也表示对应方法的描述，使得设备的块或结构组件也应当被理解为对应的方法步骤或方法步骤的特征。通过与此类推，已经关于方法步骤或作为方法步骤描述的各方面也表示对对应设备的对应块或细节或特征的描述。方法步骤中的一些或全部可以由诸如微处理器、可编程计算机或电子电路的硬件设备(或者在使用硬件设备的同时)执行。在一些实施例中，最重要的方法步骤中的一些或几个可以由这种设备执行。

用于波束成形滤波器的FIR滤波器系数32的发明性集合可以存储在数字存储介质上，或者可以在诸如无线传输介质或有线传输介质(例如互联网)的传输介质上被传输。

依赖于特殊的实施要求，本发明的实施例可以以硬件或软件实施。可以在使用其上存储有电子可读控制信号的数字存储介质(例如，软盘、DVD、蓝光盘、CD、ROM、PROM、EPROM、EEPROM或FLASH存储器、硬盘或任何其它磁性或光学存储器)的同时实现所述实施，这些电子可读控制信号可以与可编程计算机系统协作，使得执行各个方法。这就是为什么数字存储介质可以是计算机可读的。

因此，根据本发明的一些实施例包括数据载体，其包括能够与可编程计算机系统协作的电子可读控制信号，使得执行本文所述的任何方法。

一般而言，本发明的实施例可以被实施为具有程序代码的计算机程序产品，当计算机程序产品在计算机上运行时，程序代码有效地执行任何方法。

程序代码还可以存储在例如机器可读载体上。

其它实施例包括用于执行本文所述的任何方法的计算机程序，所述计算机程序存储在机器可读载体上。

换句话说，本发明性方法的实施例因此是具有程序代码的计算机程序，当计算机程序在计算机上运行时，程序代码用于执行本文所述的任何方法。

因此，本发明性方法的另一个实施例是其上记录有用于执行本文所述的任何方法的计算机程序的数据载体(或数字存储介质或计算机可读介质)。

因此，本发明性方法的另一个实施例是表示用于执行本文所述的任何方法的计算机程序的数据流或信号序列。数据流或信号序列可以被配置为例如经由数据通信链路(例如经由互联网)被传送。

另一个实施例包括处理装置，例如，计算机或可编程逻辑器件，其被配置或适于执行本文所述的任何方法。

另一个实施例包括其上安装有用于执行本文所述的任何方法的计算机程序的计算机。

根据本发明的另一个实施例包括被配置为向接收器发送用于执行本文所述的方法中的至少一个的计算机程序的设备或系统。例如，传输可以是电子的或光学的。接收器可以是例如计算机、移动设备、存储设备或类似的设备。例如，设备或系统可以包括用于将计算机程序发送到接收器的文件服务器。

在一些实施例中，可编程逻辑器件(例如现场可编程门阵列，FPGA)可以被用于执行本文所述的方法的一些或全部功能。在一些实施例中，现场可编程门阵列可以与微处理器协作，以执行本文所述的任何方法。一般而言，在一些实施例中，方法是由任何硬件设备执行的。所述硬件设备可以是任何通用的硬件，诸如计算机处理器(CPU)，或者可以是专用于该方法的硬件，诸如ASIC。

上述实施例仅仅表示本发明的原理的说明。应当理解，本领域的其他技术人员将会认识到本文所述的布置和细节的任何修改和变化。这就是为什么本发明意在仅由以下权利要求的范围限制，而不是由本文通过实施例的描述和讨论给出的具体细节限制。

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Claims (12)

1.一种用于为换能器阵列(10)的波束成形滤波器计算FIR滤波器系数的设备，包括：

第一计算装置(44)，用于接收期望定向选择性和描述所述换能器阵列的换能器数据作为第一输入，并针对预定频率光栅由所述第一输入计算所述波束成形滤波器(14₁，…，14_N)的频域滤波器权重，以便获得用于所述波束成形滤波器的目标频率响应，使得对于所述换能器阵列(10)的所述波束成形滤波器的应用近似所述期望定向选择性；及

第二计算装置(46)；

连接在所述第一计算装置(44)和所述第二计算装置(46)之间的目标频率响应修改装置(48)，以便修改由所述第一计算装置(44)获得的所述波束成形滤波器的目标频率响应，所述修改包括

频域平滑(92)和/或

对于每个波束成形滤波器，通过去除线性相位函数部分(88)对各个波束成形滤波器的目标频率响应的以2π相位跳变调整的相位响应的调平，并且存储用于各个波束成形滤波器的延迟，所述延迟对应于所述线性相位函数部分的斜率，

其中所述第二计算装置(46)用于接收以被所述目标频率响应修改装置修改的形式的目标频率响应作为第二输入，并由所述第二输入为所述波束成形滤波器计算FIR滤波器系数，使得所述波束成形滤波器的频率响应以被所述目标频率响应修改装置修改的形式近似所述目标频率响应。

2.如权利要求1所述的设备，其中所述第一计算装置(44)被配置为通过求解第一优化问题来执行计算，根据所述第一优化问题，由频域滤波器权重造成的阵列的定向选择性与所述期望定向选择性之间的偏差被最小化。

3.如权利要求2所述的设备，其中所述第一计算装置(44)被配置为使得所述第一优化问题是凸优化问题。

4.如权利要求2所述的设备，其中所述第一计算装置(44)被配置为组合在相对低的音频频率的第一范围(100)内的计算和在相对高的音频频率的第二范围(102)内的计算，其中在相对低的音频频率的第一范围(100)内的计算是通过求解所述第一优化问题以便获得用于所述波束成形滤波器的低频域目标频率响应，以及在相对高的音频频率的第二范围(102)内的计算是通过根据所述期望定向选择性为阵列计算全局频率延迟和幅度权重，并且随后组合所述低频域目标频率响应和对应于全局频率延迟和幅度权重的高频域目标频率响应。

5.如权利要求1所述的设备，所述设备还包括FIR滤波器系数修改装置(50)，其被配置为使得由所述第二计算装置计算的FIR滤波器系数经受对应于所存储的用于各个波束成形滤波器的延迟的时域移位。

6.如权利要求1所述的设备，其中所述第二计算装置(46)被配置为通过求解第二优化问题来执行计算，根据所述第二优化问题，对应于所述FIR滤波器系数的所述波束成形滤波器的频率响应与所述目标频率响应之间的偏差被最小化。

7.如权利要求6所述的设备，其中所述第二计算装置(46)被配置为使得所述第二优化问题是凸优化问题。

8.如权利要求6所述的设备，其中所述第二计算装置(46)被配置为使得所述第二优化问题

以频率选择性方式定义所述偏差，或者为所述偏差定义频率相依容差阈值。

9.如权利要求6所述的设备，其中所述第二计算装置(46)被配置为使得，作为次要条件，所述第二优化问题在其中所述偏差未被最小化的至少一个频率段中包括对应于FIR滤波器系数的所述波束成形滤波器的频率响应的幅度的限制。

10.如权利要求1所述的设备，其中由所述FIR滤波器系数定义的所述波束成形滤波器的频率分辨率不同于针对其计算了波束成形滤波器的频域滤波器权重的频率光栅的频率分辨率。

11.一种为换能器阵列(10)的波束成形滤波器计算FIR滤波器系数的方法，包括：

使得期望定向选择性和描述所述换能器阵列的换能器数据作为第一输入经受第一计算，所述第一计算针对预定频率光栅由所述第一输入计算所述波束成形滤波器(14₁，…，14_N)的频域滤波器权重，以便获得用于所述波束成形滤波器的目标频率响应，使得对于所述换能器阵列(10)的所述波束成形滤波器的应用近似所述期望定向选择性；及

修改所述波束成形滤波器的目标频率响应，所述修改包括：

频域平滑(92)和/或

对于每个波束成形滤波器，通过去除线性相位函数部分(88)对各个波束成形滤波器的目标频率响应的以2π相位跳变调整的相位响应的调平，并且存储用于各个波束成形滤波器的延迟，所述延迟对应于所述线性相位函数部分的斜率；以及

使得以被目标频率响应修改装置修改的形式的目标频率响应作为第二输入经受第二计算，所述第二计算由所述第二输入为所述波束成形滤波器计算FIR滤波器系数，使得所述波束成形滤波器的频率响应以被所述目标频率响应修改装置(48)修改的形式近似所述目标频率响应。

12.一种计算机可读介质，具有记录于其上的用于执行根据权利要求11所述的方法的计算机程序。

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