CN107210752B - 多阶通道数模转换器 - Google Patents

Abstract

一种数模转换器，其通过将输入数字信号的最低有效位部分分配给低阶通道电路和将输入数字信号的最高有效位部分分配给高阶通道电路来最小化噪声和优化动态范围。低阶通道电路具有馈入低阶通道放大器的低阶通道数模转换器，该低阶通道放大器馈入低阶通道电阻元件，低阶通道电阻元件馈入输出节点。高阶通道电路具有馈入高阶通道放大器的高阶通道数模转换器，当高阶通道切换元件闭合时，高阶通道放大器馈入高阶通道电阻元件，高阶通道电阻元件馈入输出节点。当输入数字信号具有高于切换阈值电平的幅值时，高阶通道切换元件闭合。开关阈值电平明显高于高阶通道电路产生的噪声电平，从而提供对高阶通道电路产生的噪声的心理声学屏蔽。

Description

多阶通道数模转换器

对相关专利申请的交叉引用

本申请是基于并要求由John Howard La Grou于2015年11月6日提交的、 专利号为14/935,363、标题为《Multi-path，serial-switched，passive-summed digital-to-analog converter(多阶通道串行切换无源求和的数模转换器)》的非临 时专利申请的优先权，该专利申请是基于并要求如下临时专利申请的优先权： 由John La Grou于2015年7月31日提交的、临时专利申请号为62199955、标题为 《Process and system for thedigital-to-analog conversion of signals，continuation of earlier filing(用于信号 的数模转换的过程和系统)》的临时专利申请；更早由John LaGrou于2010年7 月6日提交的、临时专利申请号为62188884的、标题为《Process and system for the digital-to-analog conversion of signals，continuation of earlier filing(用于信号的数模转换的过程和 系统)》的临时专利申请；更早由John LaGrou于2010年1月22日提交的、临 时专利申请号为62106219的、标题为《Process and system for the digital-to-analogconversion of signals，continuation of earlier filing(用于信号的数模转换的过程和系统)》的临时专利申 请；更早由John LaGrou于2014年11月7日提交的、临时专利申请号为62076560 的、标题为《Processand system for the digital-to-analog conversionof signals，continuation of earlier filing (用于信号的数模转换的过程和系统)》的临时专利申请。

技术领域

本发明涉及电子装置，尤其涉及数模转换器，更具体地，涉及利用多个D-A 转换器和/或提供低噪声和/或高动态范围的D-A转换系统和方法。

发明背景

音频数模转换(DAC)技术在过去三十年中稳步提高。过去30年来，宽带 自噪声和动态范围这两个关键而相互关联的参数以每年约0.7dB的平均速度得 到改善，或者自20世纪80年代以来以大约每八年提高一位的性能提升。本发 明寻求极大地提高数模转换的动态范围和自噪声。本发明将当前的DAC的最佳 动态范围性能提高了约4位，同时将宽带自噪声降低了约15dB。为了实现这些 显著的性能改进，根据本发明，组合和优化了许多新颖的设计技术，包括DSP 控制的多阶通道并行转换、ADC多阶通道监视器和DSP补偿、DSP管理的无源 求和及高范围串联切换。此外，根据本发明，在无源求和的多阶通道DAC拓 扑中使用ADC(模数转换)来配合所述通道电平的DSP校准。此外，根据本发 明，根据本发明的替代实施例，可以处理多个预适应的数字输入信号。

因此，本发明的目的是提供用于具有低噪声和大的动态范围的数字-音频转 换的方法和装置。

更具体地，本发明的目的是提供一种使用分别处理输入数字信号的最高有 效位部分和最低有效位部分的电路的、用于具有低噪声和大的动态范围的数字- 音频转换的方法和装置，特别是，当输入信号具有足够低的电平时，通过切换 高阶通道电路来减小模拟输出信号中的噪声，将来自低阶通道电路和高阶通道 电路的输出进行无源相加。

本发明的另一个目的是提供一种利用电路行为监测和反馈来改善性能特征 的数字-音频转换方法和装置。

本发明的另外的目的和优点将在下面的说明中阐述并将通过说明而显而易 见，或者可以通过本发明的实践来了解。本发明的目的和优点可以通过在权利 要求书中特别指出的手段及组合来实现和获得。

发明概述

本发明涉及一种用于将输入数字信号转换为具有最大输出电平的输出模拟 信号的装置。所述输入数字信号在名义上是K位信号。装置包括位分组提供系 统，该位分组提供系统采取输入数字信号并产生有L位的低阶通道数字信号和 有H位的高阶通道数字信号，其中L+H大于或等于J，J是由所述位分配器使用 的所述输入数字信号的位数，其中J小于或等于K。装置包括用于R_L位或更少 位的数字输入的低阶通道数模转换器，所述低阶通道数字信号被移位映射到所 述低阶通道数模转换器的输入，其中L小于或等于R_L，其中所述低阶通道数字 信号的L位被电平向上移动映射了L_S位，其中L+L_S≤R_L。低阶通道数模转换器产生低阶通道数模转换器输出信号。类似地，装置包括用于R_H位数字输入的高 阶通道数模转换器，高阶通道数字信号被数字化地电平移动了H_S位而移动到高 阶通道数模转换器的输入，使得(K-H_S)≤R_H和(K-H-H_S)≥0。高阶通道数模转换 器产生高阶通道数模转换器输出信号。装置还包括衰所述低阶通道数模转换器 输出信号以产生衰减的低阶通道模拟输出求和信号的低阶通道衰减器和高阶通 道放大器，高阶通道放大器放大高阶通道数模转换器输出信号，以产生其最大 电平等于装置的最大输出电平的放大的高阶通道信号。装置还包括无源求和节 点，如果输入数字信号的信号电平特性超过阈值电平，则无源求和节点将从衰 减的低阶通道模拟信号导出的倒数第二个低阶通道信号与从放大的高阶通道信 号导出的倒数第二个高阶通道信号相加以产生输出模拟信号，如果输入数字信 号的信号电平特性不超过所述阈值电平，则利用一种方法来减少来自高阶通道 放大器的噪声向无源求和节点的接入。

本发明还涉及一种用于将输入数字信号转换为具有最大输出电平的输出模 拟信号的装置，其中输入数字信号在名义上是K位信号。该装置包括位分组提 供系统，该位分组提供系统接收输入的数字信号并产生L位的低阶通道数字信 号、M位的中间阶通道数字信号和H位的高阶通道数字信号，其中L+M+H大 于或等于J，J是由所述位分配器使用的所述输入数字信号的位数，其中J小于 或等于K。该装置包括用于R_L位或更少位的数字输入的低阶通道数模转换器。 低阶通道数字信号通过位分组提供系统被数字式地电平移动到低阶通道数模转 换器的输入，其中L小于或等于R_L，使得低阶通道数字信号的L位被电平移动 映射了Ls位，其中L+Ls≤R_L。低阶通道数模转换器产生低阶通道数模转换器输 出信号。该装置包括用于R_M位或更少位的数字输入的中间阶通道数模转换器。 中间阶通道数字信号被位分组提供系统数电平移动到中间阶通道数模转换器的 输入，其中M小于或等于R_M。中间阶通道数模转换器产生中间阶通道数模转换 器输出信号。该装置还包括用于R_H位或更少位的数字输入的高阶通道速数模转 换器。高阶通道数字信号被位分组提供系统数字式地电平移动到高阶通道数模 转换器的输入端，其中H小于或等于R_H，使得高阶通道数字信号被电平移动向 下映射了H_S位，其中(J-H_S)≤R_H。高阶通道数模转换器产生高阶通道数模转换 器输出信号。该装置还包括衰减低阶通道数模转换器输出信号以产生衰减的低 阶通道模拟信号的低阶通道衰减器和高阶通道放大器，高阶通道放大器放大高 阶通道数模转换器输出信号以产生其最大电平等于最大输出电平的放大的高阶 通道信号。该装置还包括无源求和节点，如果输入数字信号的信号电平特性超 过第一阈值电平，则无源求和节点将从衰减的低阶通道模拟信号得到的倒数第 二个低阶通道信号、从中间阶通道数模转换器输出信号得到的倒数第二个中间 阶通道信号和从放大的高阶通道信号导出的倒数第二个高阶通道信号相加以产 生输出模拟信号。如果输入数字信号的信号电平特性超过第二阈值电平而不超 过第一阈值电平，则该装置将从所述衰减的低阶通道模拟信号得到的倒数第二 个低阶通道信号和从中间阶通道数模转换器输出信号得到的倒数第二个中间阶 通道信号相加以产生输出模拟信号，并且利用一种方法来减少来自高阶通道放 大器的噪声对无源求和节点的接入。如果所述输入数字信号的信号电平特性不 超过第二阈值电平，则该装置利用一种方法来减少来自中间阶通道数模转换器 输出信号和高阶通道放大器的噪声对无源求和节点的接入。

本发明还涉及一种用于将输入数字信号转换为具有最大输出电平的输出模 拟信号的装置，其中输入数字信号在名义上是K位信号。该装置包括接收输入 数字信号并产生L位的低阶通道数字信号、n个分别为M₁…M_n位的中间阶通道 数字信号和H位的高阶通道数字信号的位分组提供系统，其中L+M₁+…+M_n+H 大于或等于J，J是由所述位分配器使用的输入数字信号的位数，其中J小于或 等于K。该装置具有用于R_L位或更少位的数字输入的低阶通道数模转换器，低 阶通道数字信号被数字式地电平移动到低阶通道数模转换器的输入，其中L小 于或等于R_L，使得低阶通道数字信号的L位被电平移动向上映射了L_s位，L+L_s≤L_L。低阶通道数模转换器产生低阶通道数模转换器输出信号。此外，该装置 具有用于R_M1…R_Mn位的数字输入的n个中间阶通道数模转换器，中间阶通道 数字信号被数字式电平移动到中间阶通道数模转换器的输入，其中M₁…M_n分 别小于或等于R_M1…R_Mn。中间阶通道数模转换器产生中间阶通道数模转换器输 出信号。此外，该装置具有用于R_H位的数字输入的高阶通道数模转换器，高阶 通道数字信号被数字式向下电平移动了H_S位而移动到高阶通道数模转换器的输 入，使得(J-H_S)≤R_H。高阶通道数模转换器产生高阶通道数模转换器输出信号。 该装置包括衰减低阶通道数模转换器输出信号以产生衰减的低阶通道模拟信号 的低阶通道衰减器和高阶通道放大器，高阶通道放大器放大高阶通道数字模拟 转换器输出信号，以产生其最大电平等于最大输出电平的放大的高阶通道信号。 该装置具有无源求和节点，如果输入数字信号的信号电平特性超过最高阈值电 平，则无源求和节点将从衰减的低阶通道模拟信号得到的倒数第二个低阶通道 信号、从中间阶通道数模转换器输出信号得到的倒数第二个中间阶通道信号和 从放大的高阶通道信号导出的倒数第二个高阶通道信号相加，以产生输出模拟 信号。如果输入数字信号的信号电平特性不超过最低阈值电平，则该装置利用 一种方法来减少来自中间阶通道数模转换器输出信号和高阶通道放大器的噪声对无源求和节点的接入。

附图说明

并入本说明书并形成本说明书的一部分的附图示出了本发明的实施例，并 且连同在上面给出的说明和在下面给出的对优选实施例的详细说明一起用于解 释本发明的原理。

图1A示出了分离最高有效位(MSB)和最低有效位(LSB)的处理的数模 转换器的示意图。

图1B示出了将24位信号的位分离成13位最低有效位(LSB)和13位最 高有效位(MSB)的组。

图2A示出了分离低范围信号、中间范围信号和高范围信号的处理的数模转 换器的示意图。

图2B示出了由数字信号处理器将32位信号的位分离成12位低范围位、13 位中间范围位和11位高范围位的组。

图3A示出了根据本发明的二阶通道数模转换电路。

图3B示出了在图3A中的电路中的各个点处的信号电平和噪声电平，其中 使用了整个32位数字输入信号。

图3C示出了在图3A中的电路中的各个点处的信号电平和噪声电平，其中 使用了32位数字输入信号中的30位。

图4示出了在输入到数字信号处理器之前将32位信号的位分离成12位低 范围位、13位中间范围位和11位高范围位的组。

图5示出了利用本发明处理由低声压级麦克风和高声压级麦克风捕获的声 音的系统的示意图。

图6A示出了根据本发明的三阶通道数模转换电路。

图6B示出了在图6A的电路中的各个点处的信号电平和噪声电平。

图6C示出了将32位数字输入信号分成五个数字部分的示例。

图6D示出了将最大位数导向中间阶通道数模转换器和高阶通道数模转换 器的情况。

图7示出了用于图3A的电路的校准过程。

图8示出了用于图6A的电路的校准过程。

图9示出了当相对于图6B所示的信号电平有-6dB偏移时在图6A的电路中 的各个点处的信号电平。

图10显示了关键操作参数的相互关系。

具体实施方式

现有技术的多阶通道数模转换器(DAC)由于许多因素而表现出性能限制。 本发明改进了某些性能特征，其主要目标是降低系统噪声和增加动态范围。

在图1A中所示的电路(100)示出了作为本发明的基础的基本过程和系统。 图1A的电路(100)执行向数字信号处理器(DSP)(120)或能够处理在此描 述的必要数字功能的任何数字处理电路发送(110)的信号(101)(通常为PCM 编码信号)的多范围数模转换。DSP(120)被设计或编程为将输入的数字信号 (110)分离成多个部分。例如，如图1B所示，DSP(120)将24位数字字码 (110)分离成两个较小的连续数据包(111)和(112)。在最低有效位(相应的 LSB)包(111)和最高有效位(MSB)包(112)中所示的位数是任意性的示例， 并且可以根据具体设计标准而变化。每个数据包(111)和(112)分别被发送到 数模转换器(DAC)(102)和(103)，其为集成电路或其它方式或类型的数模 转换器。具体地说，下部的DAC(102)专用于最低有效位(LSB)包(111)， 而上部的DAC(103)专用于最高有效位(MSB)包(112)。如图1B所示，可 以使用一些位重叠(如下面详细描述的那样，其通过交叉衰落、电平移动或其 它调整而被促进)。具体地说，在图1B的示例中，输入信号(110)的第12位 和13位被分配给LSB包(111)和MSB包(112)。每个DAC(102)和(103) 的输出信号可以是差分或单端的，但在集成电路DAC中通常是差分的。每个 DAC(102)和(103)的模拟输出被发送到将LSBDAC(102)和MSB DAC (103)的输出重新合并成单个模拟信号的模拟求和节点(104)。

本发明的方法和系统不限于二级拓扑，而是可以通过任意级数来实现，如 图2A所示的虚线的中间级DAC(220)单元所建议的那样。例如，如图2A和 2B的实施例所示，32位PCM输入信号(210)被分成三级拓扑。在图2A中， DSP(202)将要输入的数据流中的32位数字字(210)分离成三个较小的包： 低范围包(203)、中间范围包(204)和高范围包(205)。在相应的低、中间和 高范围包(203)、(204)和(205)中显示的位数是任意的例子，并且可以根据具体的设计标准而变化。每个数据包(203)、(204)和(205)分别被发送到 DAC(206)、(207)和(208)，其是集成电路或其它方式或风格的DAC，而不 管拓扑如何，不管是否有符号是否是二进制补码。如图2B所示，可以使用一些 位重叠(如下面详细描述的那样，其通过动态优化、交叉衰落、电平移动或其 它调整而被促进)。具体地说，在图2B的示例中，输入信号(210)的第11和 第12位被分配给低范围包(203)和中间范围包(204)，输入信号(210)的第22和第23位被分配给中间范围包(204)和高范围包(205)。每个DAC(206)、 (207)和(208)的输出信号可以是差分或单端的，但在集成电路DAC中通常 是差分的。每个DAC(206)、(207)和(208)的模拟输出(236)、(237)和(238) 分别被发送到模拟求和节点(209)，它将低范围、中间范围和高范围的模拟信 号转换为单个模拟输出信号(240)。

根据本发明的优选二阶通道实施例

图3A提供了根据本发明的优选实施例的、用于32位信号的二阶通道电路 (300)的示意图，其提供增加的系统动态范围和减小的基线(即，无输入信号) 自噪声。如图3B的信号电平图所示，图3A的电路将32位输入信号(361) (K＝32；对应于192dB的信号范围，对于根据优选实施例的音频电路，将其分 配到-160dBu至+32dBu的范围)分成两个较小的字或位包，L＝18位的低阶通 道包(334)和H＝14位的高阶通道包(333)。(通常，操作模拟音频电平对应于 数字信号的非整数位值。然而，在本说明书给出的示例中，使用整数位值来说 明本发明，由于1位对应于6dBu，这就导致了整数的dB值。使用整数值仅用 于说明清楚起见，绝不排除使用分数值实现本发明。虽然本说明书没有以RMS 电压来描述本发明，但应注意的是，0dBu相当于0.7746伏RMS电压)。

本发明采用数字信号处理电路(DSP)将脉冲编码调制(PCM)数据划分 成是连续的数据或稍重叠的数据的较小的“位包”，这些数据被沿着单独的数据 “通道”处理以增加相对于单通道DAC的可能变量的动态范围。每个通道(称 为低阶、中间阶、高阶等)被优化为改善原始数字信号的部分动态范围，然后， 根据本发明，将来自多个通道的信号无源求和，以提供模拟输出。

常规IC(例如，集成电路)DAC通常并不设计为具有与典型的真实世界应 用(例如家用音频系统、专业音频系统或现场声音系统)充分接口的输出参数。 相反，本发明的DAC即使使用无源求和来提供输出信号，也提供具有适合于这 样的真实世界应用的输出参数的输出信号。到图3A的电路(300)的输入可以 是单个数字信号源(301)或多个数字信号源(301)和(340)、(341)等。将 数字信号源(301)或源(301)和(340)、(341)等馈入数字信号处理器(DSP) (302)，数字信号处理器(302)将输入信号分成高阶通道输出(333)和低阶 通道输出(334)，并将它们(333)和(334)分别引到高阶通道DAC(303)和 低阶通道DAC(304)。低阶通道输出(334)在输入到低阶通道DAC(304)时 向上映射了Ls＝5位，高阶通道输出(333)在输入到高阶通道DAC(303)时 向下映射了H_S＝9位。每个DAC(303)和(304)的模拟输出(343)和(344) 分别被发送到有源模拟放大器(305)和(306)。通常，集成电路DAC输出是 差分的，但是本发明不限于差分信号通道，并且可以采用差分或单端信号阶通 道。放大器(305)和(306)可以提供许多关键功能，包括但不限于电流-电压 转换(IV转换)、高频和/或低频滤波、直流伺服、电流缓冲/电流源、电压增益 和阻抗缓冲。在本发明中，这些放大器(305)和(306)的关键要要求包括足 够低的噪声、足够低的输出阻抗、足够高的输出电流和足够高的输出电压，以 适当地与无源模拟求和节点(360)进行接口，无源模拟求和节点(360)将低 阶通道信号和高阶通道信号合并成能够将现实世界外部设备(309)驱动到足够高的电平和足够宽的带宽的单个模拟信号，同时保持足够低的噪声和失真。根 据替代的优选实施例，可以使用音频信号变换器来实现无源模拟求和。

应当注意，尽管高阶通道输出信号(335)、低阶通道输出信号(336)和求 和节点输出信号(365)被给予了不同的参考数字，但是电连接节点(360)使 得这些信号是电连接的，其中电连接节点(360)在物理上简单地是来自高阶通 道电阻元件(307)的输出端、来自高阶通道电阻元件(307)的输出端、低阶 通道电阻元件(308)的输出端和到外部设备(309)的输入端的导电通道的汇 聚之处。由于那些信号(335)、(336)和(365)电连接而没有中间电路，所以 这些信号(335)、(336)和(365)在所有时刻都是固有地相同的。然而，为了 清楚地讨论期间，使用了不同的附图标记。被称为高阶通道输出信号(335)的 信号是由高阶通道电路(303)、(305)和(307)产生的输出信号(365)的部 分，被称为低阶通道输出信号(336)的信号是由低阶通道电路(304)、(306) 和(308)产生的输出信号(365)的部分。

尽管本发明可以应用于具有各种各样的操作参数的电路和组件，但是在这 里作为第一优选实施例的示例目的加以描述的是图3A的电路(300)，其具有两 个DAC(303)和(304)，如图3B的信号电平图所示，每个可以接受24位输 入(即，R_L＝R_H＝24)，并且每个可以产生具有剩余宽带的+8dBu的最大模拟电平 和-112dBu的未加权音频频谱噪声基底φ_LDAC(346)和φ_HDAC(345)，总共120 dBu的潜在可用的宽带动态范围，即20位。因此，在DAC输出(343)和(344) 处不能有效地解析低于-112dBu的任何未映射的(即，例如未根据本发明处理 的)数字输入电平(361)，因为该电平低于分别为-112dBu的DAC′(303)和 (304)的残留宽带噪声基底φ_LDAC(346)和φ_HDAC(345)。因此，每个DAC (303)和(304)被有效地限制在20位操作，特别是对应于-112dBu至+8dBu15 的范围的输入位5-24。(然而，应当理解，尽管有时低于噪声阈值的音频节目信 号可以被心理声学感知，但是为了在本说明书中示例的目的，假设所测量的宽 带、未加权的DAC噪声基底将是最低的可用DAC信号电平)。此外，放大器输出(354)表现出-106dBu的剩余单位增益音频频谱宽带未加权噪声基底，放大 器输出(353)表现出+32dBu的最大模拟电平，在配置为+30dB增益时，音频 频谱宽带未加权噪声基底为88dBu。低于-106dBu的任何模拟输入电平(344) 或低于-88dBu的任何模拟输入电平(343)不能由放大器装置(306)和(305) 有效地解决，因为这样的电平低于放大器的剩余宽带，分别为-106dBu和-88dBu 的未加权噪声基底。

如图3A和3B所示，DSP(302)将32位PCM输入(361)分为L＝18位 低阶通道DAC输入信号(334)和H＝14位高阶通道DAC输入信号(333)。DSP (302)输入位1到18是由DSP(302)数字电平移动向上映射了L_s＝5位，以 将输入(334)的位6至23输入到低阶通道DAC(304)，而DSP(302)输出 位19至32是数字电平移动，有效地向下映射了H_S＝9位，以将输入(333)的位10至23输入到高阶通道DAC(303)。在本说明书中定义了位的电平移动映射， 其中连续的位组被映射为使得所有的位都用相同的映射公式移位，即，第n位 输入位被映射到第(n+1)位输出位，其中i是施加的电平移动的量。等效地， 电平移动映射可以被认为是信号电平乘以2ⁱ，其中i是施加的位电平移动的数目。 更一般地说，电平移动映射不限于数字寄存器内的整数范围或位对齐的移动， 而是可以由乘法系数产生，其中乘法系数可以是数字信号处理的操作范围内的 任何值。映射过程要求DSP(302)在高阶通道信号(333)和低阶通道信号(334) 上执行电平移动。到低阶通道DAC(304)的输入(334)由DSP(302)向上 移动了+54dB，使得用于32位DSP(302)的-160dBu的输入电平(361)被映 射到24位低阶通道DAC输入(334)的-106dBu的电平，即根据本发明的优选 实施例，到DAC(304)的输入(334)的最低位被映射到低阶通道DAC(304) 的噪声基底φ_LDAC(346)之上。类似地，到高阶通道DAC(303)的输入(333) 被有效地向下移动了-30dB，使得到+32dBu的32位DSP(302)的输入电平(361) 被映射到在到24位高阶通道DAC(303)的输入(333)处的+2dBu的DAC 信号电平。低阶通道DAC(304)接收从-160dBu到-52dBu的、代表在到DSP (302)的输入(361)处的信号电平的18位信号(334)，即具有108dB动态范 围的信号。包括到高阶通道DAC(303)的输入(333)的14位表示从-52dBu 到+32dbu的信号电平，即84dB的动态范围。

如图3B所示，低阶通道DAC(304)位23的输出(344)具有+2dBu的模 拟电平并具有宽带，-112dBu的未加权噪声基底φ_LDAC(346)。也如图3B所示， 高阶通道DAC(303)位1623的输出(343)具有+2dBu的模拟电平并具有宽 带，-112dBu的未加权噪声基底φ_HDAC(345)。通过跟踪从输入(361)经过DSP (302)、高阶通道DAC(303)和低阶通道DAC(304)到DSP(302)的连续 映射可以看出，在高阶通道DAC(303)的输出端(343)的+2dBu信号电平表 示在到DSP(302)的输入(361)处的+32dBu的电平，而在低阶通道DAC(304) 的输出端(344)处的+2dBu信号电平表示在到DSP(302)的输入(361)处的 -52dBu的电平(361)。

如从图3B中表示低阶通道DAC输出信号(344)的棒的顶部横向穿到表示 低阶通道放大器输出信号(354)的棒的顶部的水平虚线所示，低阶通道放大器 (306)被配置为提供单位增益，因此产生具有与输入(344)的最大电平相等 的最大电平的输出信号(354)。从图3B中也可以看出，高阶通道放大器(305) 被配置为提供+30dB的增益。如前所述，单位增益放大器(306)具有宽带-106 dBu的未加权的自噪声φ_LBUF(356)。高阶通道放大器(305)产生30dB的增 益并具有宽带-88dBu的未加权的自噪声(355)。因此，如图3B所示，高阶通 道放大器(305)将具有+2dBu最大电平的输入信号(343)放大了+30dB，以 在高阶通道放大器(305)的输出(353)处产生+32dBu的最大电平，-88dBu的 放大器的噪声基底(355)是输出信号(353)的噪声基底(355)。

高阶通道放大器(305)的输出(353)经由串联切换元件(315)馈入高阶 通道无源电阻元件RE2(307)(在本发明的替代实施例中，在图3A中未示出， 串联切换元件(315)可以跟随电阻元件(307)，使得切换元件(315)在(307) 和(335)之间连接)。串联切换元件(315)由DSP(302)提供的控制信号(316) 控制。低阶通道放大器(306)的输出(354)被直接馈入低阶通道无源电阻元 件RE1(308)。当需要时，电阻元件(307)和(308)可以执行多个功能，包括信号衰减、噪声管理、阻抗管理和频率滤波。在图3A和3B的例子中，电阻 元件(307)和(308)具有低串联电阻，并且在(335)和(336)处提供足够 低的输出阻抗，以便在节点(360)处对信号(335)和(336)进行适当的相加。 根据优选实施例，电阻元件RE2(307)和RE1(308)都表现出200欧姆的串 联电阻。在需要时，可以根据电路(300)的细节和外部设备(309)的要求将 附加的频率滤波(诸如高通滤波和/或低通滤波)加到高阶通道电阻元件(307) 和(308)。

如图3B所示，根据优选实施例，低阶通道电阻元件RE1(308)产生-54dB 的衰减，提供200欧姆的串联电阻，并提供DAC(304)可能需要的频率滤波。 根据本发明的优选实施例，高阶通道电阻元件RE2(307)不呈现衰减，提供200 欧姆的串联电阻，并提供DAC(303)可能需要的频率滤波。在电阻元件(307) 和(308)中可以采用其它串联电阻值。较低的电阻将提供较低的总热噪声，但 具有较高的电位损耗，这取决于目标阻抗(309)。较高的电阻将导致更高的总 热噪声，但具有较低的电位损耗，这取决于目标阻抗(309)。

由电阻为R的电阻产生的热(或约翰逊-奈奎斯特)噪声电压V_n由下式给 出

V_n＝(4kBTfR)^1/2 (1.1)

其中k_B是玻兹曼常数1.3806504×10^-23(焦耳/开)，T是绝对温度(开)，f 是以Hz为单位的频率带宽，R是以欧姆为单位的电阻值。假设温度T为20摄 氏度(293.15°K)，频率带宽为20,000Hz，总串联电阻R为200欧姆，总带宽 未加权噪声(V_n)约为245nV RMS或约-130dBu，这是由下式.给出

dBu＝20Log₁₀(V_n/0.7746)，0dBu＝0.7746Vrms (1.2)

求和节点(360)是分别来自电阻元件(307)和(308)的输出信号(335) 和(336)的简单的物理电连接。当在(353)和(354)处具有足够高的源电流 以及电阻元件(307)和(308)的足够低的串联电阻时，如下面将进一步描述 的那样，高阶通道输出(335)和低阶通道输出(336)的总和将与现实世界设 备(309)适当地接口而同时保持低噪声和高动态范围。

当数字输入信号电平(361)低于L＝18位时，经由控制线(316)的、在 DSP(302)的控制下的高阶通道切换元件(315)保持断开(如图3A所示)。 当该开关(315)断开时，它在高阶通道电阻元件RE2(307)的输入端产生开 路，从而导致电阻元件RE2(307)的热噪声φ_HPU(337)没有达到求和节点(360)。 当高阶通道切换元件(315)断开时，输入到求和节点(360)的唯一噪声是由 低阶通道电阻元件RE1(308)产生的热噪声(338)加上由诸如低阶通道DAC(304)和低阶通道放大器(306)之类的现有电路元件产生的任何残余噪声 (356)。假设由低阶通道DAC(304)的噪声φ_LDAC(346)和来自低阶通道放 大器(306)的噪声φ_LBUF(356)的组合所产生的相加的宽带噪声为-106dBu并 且假设由低阶通道电阻元件RE1(308)产生的衰减为-54dB，则来自低阶通道 DAC(304)和低阶通道放大器(306)的组合噪声被衰减到-160dBu，相对于来 自低阶通道电阻元件RE1(308)的-130dBu的噪声(338)(大致为200欧姆串 联电阻的热噪声)可以忽略。

高阶通道放大器(305)产生+30dB的增益，在+30dB增益下的高阶通道 放大器(305)的自噪声(355)为-88dBu。高阶通道电阻元件RE2(307)提供 了一个非衰减的无源阶通道，它表现出200欧姆的总串联电阻(非衰减是指例 如在无负载时测量时，在输入端的+4dBu的信号将在输出端保持+4dBu信号)。 当低阶通道输出信号(336)上升并接近某一电平(根据本优选实施例为-52dBu) 时，DSP(302)发送控制信号(316)，该控制信号引起高阶通道串联切换元件 315)闭合(即，切换到与图3A所示的位置相反的位置)。根据本发明的优选实 施例，该开关闭合发生在DSP(302)开始向高阶通道DAC(303)发送高阶通 道编程信号之前。为了更好地预期切换(315)闭合的理想点，可以在DSP(302) 中使用延迟和预见功能，即，输入信号(361)可以在DSP(302)中稍微延迟 例如几毫秒的级别，而DSP(302)预先确定开关(315)闭合的最佳点，并且 在预定的最佳点处启动该闭合。

高阶通道放大器(305)产生+30dB的增益(很明显，在图3B中，相对于 DAC输出信号(343)，放大器输出信号(353)的高度增加了+30dB)，具有-88 dBu的未加权宽带自噪声(355)。高阶通道放大器(305)之后是具有200欧姆 总串联电阻和-130dBu未加权宽带自噪声的电阻元件RE2(307)。由于电阻元 件RE2(307)的自噪声比由高阶通道放大器(305)产生的噪声(355)小得多， 所以，在电阻元件RE2(307)的输出端(335)处的总宽带未加权音频通道噪 声φ_HPU(337)也大致为-88dBu。因为当求和节点(360)处的低阶通道(336) 节目电平接近或超过-52dBu时高阶通道电路(303)和(305)用输出节点(360) 切换到电连接时高阶通道放大器(305)输出信号(353)被高阶通道切换元件 (315)切换到带有求和节点(360)的电连接，所以，当高阶通道电路(303) 和(305)被切换到带有输出节点(360)的电连接时在低阶通道节目电平(336) 和高阶通道噪声电平中_HPU(337)之间有至少30dB的电平差(-88dBu和-52dBu 之间的电平差)。30dB的信噪比差异对通过合上开关(315)增加的-88dBu宽带 未加权高阶通道噪声电平(360b)提供了高度的心理声学掩蔽，从而使得通常 由高阶通道元件(303)、(305)、(307)和(315)生成的噪声φ_HPU(337)在心 理声学上是不可检测的。这是本发明的重要方面。(应当注意，由于固有的困难， 通常不尝试从有源音频节目提取目标基线噪声测量。宽带噪声测量通常在没有 节目存在的情况下进行)。

当高阶通道切换元件(315)断开(如图3A中描绘的(315)的状态)时， 进入求和节点(360)的总串联电阻为200欧姆，即低阶通道电阻元件RE1(308) 的固有串联电阻。当高阶通道切换元件(315)闭合(即，状态与图3A所示的 状态相反)时，低阶通道电阻元件RE1(308)和高阶通道电阻元件RE2(307) 的并联电阻产生在输出节点(360)上为100欧姆的总电阻，即并联连接时的RE1 (308)和RE2(307)的总电阻。根据本发明的优选实施例，当高阶通道切换 元件(315)闭合时，DSP(302)调整其数字输出电平(333)和(334)以补偿 由如下所述的总源电阻随着固定目的地阻抗(309)的变化的比率而产生的求和 输出信号(365)的任何电平移动。DSP基于通过ADC(320)、(325)和(330) 接收的测量值来计算所需的补偿量。

根据本发明，高阶通道切换元件(315)应理解为代表用于从求和节点(360) 中以消除或显着降低由高阶通道元件(303)、(305)和(307)产生的自噪声的 方式去除高阶通道输出信号(335)的、在DSP(302)控制下的任何方法或技 术。在差分信号通道中，高阶通道切换元件(315)可以是两个分立的切换元件， 每个差分信号的一个操作具有一个切换元件。根据替代实施例，高阶通道放大 器(305)可以采用可选择的关闭、静音或禁用(等)功能，其中放大器(305) 的设计特征本身允许对来自放大器(305)的输出(353)信号和噪声进行选择 性的(即，由DSP(302)控制的)去除。

如图3A所示，在求和节点(360)、高电平放大器输出(353)和低电平放 大器输出(344)处的信号电平在分别通过相关联的串联通道切换元件(321)、 (326)和(331)切换到监测中时由模数转换器(ADC)(320)、(325)和(330) 进行监测。每个ADC器件(320)、(325)和(5330)向DSP(302)报告其 模拟输入电平。在根据本发明的信号(335)和(336)的无源求和中，由于 高阶通道电路(303)、(305)、(307)、低阶通道电路(304)、(306)、(308) 和外部装置(309)的电阻之间的关系，通常会产生一定量的输出电平损耗 (307)，这来自于求和附加电阻的相互作用和源极/目的地电阻的比率。根据 本发明的优选实施例，DSP(302)使用ADC电平报告来控制输出信号(333) 和(334)的电平，以补偿正常的无源电平损耗和输出电平中的其它损失或变 化。

图3C示出了不使用到DSP(302)的所有的、在名义上的K＝32个输入 位的本发明的替代实施例。特别地，如图3C所示，使用J＝30个输入位。位 3到18(即L＝16位)由DSP(302)向上移动Ls＝7位，以将数字输入信号(334) 提供给低阶通道DAC(304)，位19至32(即H＝14位)由DSP(302)向下 映射HS＝9位，以将数字输入信号(333)提供给高阶通道DAC(303)。如DSP OUT(302)的第一位和第二位的虚线所示，不使用第一位和第二位。使 用的位数J＝30(在这种情况下等于L加H)的数目比K＝32少了2。如图3C 所示，在信号处理的模拟部分中的信号处理与前面对图3B所做的描述相似。

如图7所示，一旦图3A的电路(300)和外部设备(309)的电源接通(705) 时，DSP(302)将通过高阶通道DAC(303)和低阶通道DAC(304)发送 (710)具有精确的已知幅度的稳态AC信号或稳态信号序列)，同时使切换元 件(315)保持打开(这是在图3A中描绘的位置)。然后，DSP(302)将经 由控制线(322)发送(715)控制信号以合上切换元件(321)，并且DSP(302) 将使用ADC来测量(717)输出信号(365)的幅度(320)。一旦DSP(302) 确定并内部保存了该第一测量的精确幅度，DSP(302)将经由控制线(316) 发送(720)控制信号以合上切换元件(315)，从而改变在求和节点(360) 看到的源阻抗。在切换元件(315)合上之后，DSP(302)将再次使用ADC (320)测量(722)输出信号(365)的振幅(722)。在第一次测量和第二次 测量之间的幅度差(如果有的话)将被存储(725)在DSP(302)存储器中 并用作校准因子，以在阻抗和电阻由于打开和闭合高电平切换元件(315)而 偏移的过程中保持线性性能。如果改变了外部设备(309)，特别是如果改变 了目的地(输入)阻抗(309)，则应该重复该例行程序以确定新的校准因子。

根据优选实施例，ADC(320)、(325)和(330)的内部阻抗足够大，通 过开关(321)、(315)和(331)将它们(320)、(325)和(330)切换到电路中 会引起它们(320)、(325)和(330)正在测量的信号的最小振幅偏移。根据本 发明，ADC(320)、(325)和(330)的内部阻抗优选是由所述ADC(320)、(325) 和(330)监测的信号通道中的元件(303)/(305)/(307)和(304)/(306) /(308)的内部阻抗的至少十倍，更优选为至少二十倍，更优选为至少四十倍。

此外，根据本发明，ADC(325)和ADC(330)用于将测量的幅度与预期 的幅度进行比较。特别地，DSP(302)可以经由控制线(327)和(328)发送 控制信号以闭合高电平监视开关和低电平监视开关(326)和(331)，从而将 ADC(325)和(330)连接到高电平放大器和低电平放大器(305)和(306) 的输出。由ADC(302)和(330)提供的测量幅度值与期望值之间的差异被DSP (302)使用，以收集校准/校正因子。测量通常是在通电后还没有输入节目时立 即进行，但也可以在没有输入节目的任何足够长的时间段内进行。切换元件 (326)和(331)用于在不使用时将ADC输入从低电平电路通道和高电平电路 通道完全去除，从而完全消除任何潜在有害的电气问题。

根据本发明的三阶通道的优选实施例

图6A提供了根据本发明的优选实施例的、用于32位信号的三阶通道电路 (600)的示意图，其提供增加的系统动态范围和减小的基线(即，没有输入信 号)自噪声。如图6B的信号电平图所示，图6A的电路将32位输入信号(661) (对应于192dB的信号范围，对于根据优选实施例的音频电路，将被指定为-160 dBu至+32dBu的范围)分成三个较小的字包或位包：低阶通道包(605)和中 间阶通道包(606)和高阶通道包(608)。

图6A的电路(600)的输入可以是单个数字信号源(601)或多个数字信号 源(601)和(1690)、(691)等。将数字信号源(601)或源(601)、(690)、(691) 等馈入数字信号处理器(DSP)(602)，数字信号处理器(602)将输入信号分成 高阶通道输出(608)、中间阶通道输出(606)和低阶通道输出(605)，并将它 们(608)、(606)和(605)分别引向高阶通道DAC(613)、中间阶通道DAC (611)和低阶通道DAC(610)。每个DAC(613)、(611)和(610)的模拟输 出(5618)、(616)和(615)分别被发送到有源模拟放大器(623)、(621)和 (620)。通常，集成电路DAC输出是差分的，但是本发明不限于差分信号通道， 可以采用差分信号阶通道或单端信号阶通道。放大器(623)、(621)和(620) 可以提供许多关键功能，包括但不限于电流-电压转换(IV转换)、高频和/或低 频滤波、直流伺服、电流缓冲/电流源、电压增益和阻抗缓冲。在本发明中，这 些放大器(623)、(621)和(620)的关键要求包括足够低的噪声、足够低的输 出阻抗、足够高的输出电流和足够高的输出电压，以适当地与无源模拟求和节 点(651)对接，无源模拟求和节点(651)将低阶通道信号、中间阶通道信号 和高阶通道信号组合成能够将典型的外部设备(660)驱动到足够高的电平和足 够宽的带宽而同时保持足够低的噪声和失真的单个模拟信号。专业音频电路设 计领域的技术人员通常会理解这样的足够的音频规范。

虽然本发明可以应用于具有各种各样的操作参数的电路和组件，但是作为 第二优选实施例的示例目的，在这里描述的是图6A的电路(600)，它具有三个 DAC(610)、(611)和(613)，如图6B的信号电平图所示，每一个DAC都可 以接受24位输入(605)、(606)和(608)，并且每一个DAC都可以产生具有 -112dBu的剩余宽带、未加权音频频谱噪声基底(615a)、(616a)和(618a)的 +8dBu的最大模拟电平，给每一个DAC器件(610)、(611)和(613)提供120dB 的总的潜在可用的宽带和未加权的动态范围，即20位。因此，低于-112dBu的 任何未映射的数字输入电平(661)都不能在DAC输出(615)、(616)或(618) 处被有效地解析，因为这种电平低于分别为-112dBu的DAC(610)、(611)和 613)残留宽带噪声基底(615a)、(616a)和(618a)。因此，每个DAC(610)、 (611)和(613)被有效地限制为20位操作，特别是对应于从-112dBu到+8dBu 的范围的输入位5-24。(然而，应当理解，尽管有时低于噪声阈值的音频节目信 号可以被心理声学感知，但是为了在本说明书中举例的目的，假定所测量的宽带、未加权的DAC噪声基底将是最低的可用的DAC信号电平)。此外，放大器 (620)和(621)提供具有-106dBu的剩余单位增益音频频谱宽带未加权噪声 基底(685a)和(686a)的+32dBu的最大模拟输出电平(685)和(686)，放 大器(623)提供具有-98dBu的残余+24dB增益音频频谱宽带未加权噪声基底 (688a)的+32dBu的最大模拟输出电平(688)。低于-106dBu的任何模拟电平 (615)和(616)无法由放大器装置(620)和(621)有效地解决，而低于大 约-98dBu的任何模拟电平(618)无法由放大器装置(623)有效地解决，因为 这些电平低于放大器(620)、(621)和(623)相应的剩余宽带未加权噪声基底。

如图6A和图6B所示，DSP(602)将32位PCM输入(661)分为低阶通 道DAC输入信号(3605)、中间阶通道DAC输入信号(606)和高阶通道DAC 输入信号(608)。源(601)输入位(661)1至17由DSP(602)映射到到低阶 通道DAC(610)的输入(605)的位6至22，源(601)输入位(661)18至 24由DSP(602)映射到到中间阶通道DAC(611)的输入(606)的位18至24， 而源(601)输入位(661)25至32被映射到到高阶通道DAC(613)的输入(608) 的输入位17至24。

映射过程要求DSP(602)在高阶通道信号(608)、中间阶通道信号(606) 和低阶通道信号(605)上执行数字式电平移动。通过DSP(602)将到低阶通 道DAC(610)的输入(605)数字式地电平移动了+54dB，使得-160dBu的等 效输入电平(661)被映射到在低阶通道DAC输入(334)处的-106dBu的电平， 即，到低阶通道DAC(610)的输入(605)的最低位被映射到恰好在DAC(610) 的噪声基底(615a)之上。类似地，到中间阶通道DAC(611)的输入(606) 被数字式地电平移动了+24dB，使得-16dBu的、到DSP(602)的输入电平(661) 被映射到在到中间阶通道DAC(611)的输入端(606)处的+8dBu的DAC信 号电平。到高阶通道DAC(613)的输入(608)被数字式地电平移动了-24dB， 使得+32dBu的到DSP(602)的输入电平(661)被映射到在到高阶通道DAC (613)的输入(608)处的+8dBu的DAC信号电平。低阶通道DAC(610)接 收从-160dBu到-58dBu的、表示在到DSP(602)的输入(661)处的信号电平 的17位信号(605)，即具有102dB动态范围的信号(605)。包括到中间阶通 道DAC(611)的输入(606)的7位信号表示在到DSP(602)的输入(661) 处的从-58dBu到-16dBu(即42dB的动态范围)的信号电平。包括到高阶通 道DAC(613)的输入(608)的8位信号表示在到DSP(602)的输入(661) 处的从-16dBu到+32dBu(即48dB的动态范围)的信号电平。

如图6B所示，低阶通道DAC(610)位22的输出(615)表现出-4dBu的 最大电平和-112dBu的宽带未加权噪声基底(615a)。也如图6B所示，中间阶 通道DAC(611)位24的输出(616)表现出+8dBu的最大电平和-112dBu的 宽带未加权噪声本底(616a)。也如图6B所示，高阶通道DAC(613)位24的 输出(618)表现出+8dBu的最大电平和-112dBu的宽带未加权噪声本底(618a)。

图6D示出了DSP(602)以最大位数M′＝R_M＝24和H′＝R_H＝24将信号(606) 和(608)分别传送到中间阶通道DAC(611)和高阶通道DAC(613)的位映 射的替代实施例(相对于图6B)。图6D是一个特例，其示出了一般性的事实， 即多至DAC(610)、(611)和(613)的最大输入容量(在当前优选实施例中为 24位)的任何数目的位可以从DSP(602)传递到低阶通道DAC(610)、中间 阶通道DAC(611)和高阶通道DAC(613)。从DSP OUT(602)的位1的底 部到MID DAC IN(606)的位1的底部的第一根虚线以及从DSP OUT(602) 的位24的顶部到MIDDAC IN(606)的位24的顶部的第二根虚线(其中第一 根虚线平行于第二根虚线)表示DSPOUT(602)的底部M′＝R_M＝24位被传送到 中间阶通道DAC(611)。类似地，从DSP OUT(602)的位9的底部到HIGH DAC IN(608)的位1的底部的第三根虚线以及从DSP OUT(602)的位32的顶部到 HIGH DAC IN(608)的位24的顶部的第四根虚线(其中第三根虚线平行于第 四根虚线)表示DSP OUT(602)的顶部H′＝R_H＝24位被传送到高阶通道DAC (613)。

如图6B中从表示低阶通道DAC输出信号(615)的棒的顶部到表示低阶通 道放大器输出信号(685)的棒的顶部的水平虚线所示，低阶通道放大器(620) 被配置为提供单位增益，并因此产生具有与输入(615)的最大电平(dBu)相 等的最大电平(dBu)的输出信号(685)。如前所述，单位增益放大器(620) 具有-106dBu的宽带未加权自噪声(685a)。从图6B中也可以看出，中间阶通 道放大器输出(686)被配置为提供单位增益，并因此产生具有等于输入(616) 的最大电平(dBu)的输出信号(686)。如前所述，单位增益放大器(621)具 有-106dBu的宽带未加权自噪声。如图6B中从代表高阶通道DAC输出信号 (618)的棒的顶部到代表高阶通道放大器输出信号(688)的棒的顶部的虚线 所示，高阶通道放大器(623)被配置为提供+24dB的增益，因此产生具有比输 入(618)高24dB的幅度的输出信号(688)。如前所述，配置为有+24dB增益 的高阶通道放大器(623)展示出-98dBu的宽带未加权自噪声(688a)。因此， 如图6B所示，高阶通道放大器(623)将具有+8dBu的最大电平的输入信号(618) 放大了24dB，以在高阶通道放大器(623)的输出(688)出产生+32dBu的最 大电平，而-89dBu的放大器的噪声基底是输出信号(688)的噪声基底(688a)。

高阶通道放大器(623)的输出(688)通过串联切换元件(681)馈入高阶 通道无源电阻元件RF3(633)(在本发明的替代实施例中，串联切换元件(681) 在图6A未示出，它可以在电阻元件30(633)之后，使得切换元件(681)在 (633)和(643)之间连接)。串联切换元件(681)由DSP(31602)提供的控 制信号(682)控制。中间阶通道放大器(621)的输出(686)被直接馈入中间 阶通道无源电阻元件RE2(631)。低阶通道放大器(620)的输出(685)被直 接馈入低阶通道无源电阻元件RE1(630)。电阻元件可以执行许多功能，包括 信号衰减、噪声管理、阻抗管理和频率滤波。在图6A的示例中，高阶通道电阻 元件(633)提供低串联电阻，在(643)处提供足够低的输出阻抗，以在节点 (651)处对信号(643)、(641)和(640)适当求和并提供DAC(613)可能需 要的频率滤波。也是在图6A的例中，中间阶通道电阻元件(631)提供低串联 电阻，在(641)处提供足够低的输出阻抗，以在节点(651)处对信号(643)、(641)和(640)适当求和，并提供DAC(611)可能需要的频率滤波。也是在 图6A的例中，低阶通道电阻元件(630)提供低串联电阻，在(640)处提供足 够低的输出阻抗，以在节点(651)处对信号(643)、(641)和(640)适当求 和，并提供DAC(610)可能需要的频率滤波。

如图6A所示，根据优选实施例，高阶通道电阻元件RE3(633)是没有串 联衰减的200欧姆电阻器。在图6B中，该非衰减信号通道表示为从高阶通道放 大器输出(688)的棒的顶部开始在高阶通道电阻元件RE3输出(643)的棒的 顶部结束的虚线水平线。如图6A和图6B所示，根据优选实施例，中间阶通道 电阻元件RE2(631)表现出200欧姆串联电阻，并提供-24dB的串联衰减。该 串联衰减在图6B中表示为从中阶通道放大器输出(686)的棒的顶部开始到中 阶通道电阻元件RE2输出(641)的棒的顶部结束的虚线向下倾斜的对角线。如图6A和图6B所示，根据优选实施例，低阶通道电阻元件RE1(630)表现出 200欧姆串联电阻并提供-54dB的串联衰减。该串联衰减在图6B中表示为从低 阶通道放大器输出(685)的棒的顶部开始到低阶通道电阻元件RE1输出(640) 的棒的顶部结束的虚线向下倾斜的对角线。因此，从我们早先的电阻热噪声分 析和从图6B可以看出，在电阻元件RE2(641)和RE1(640)之后的信号(640)、 (641)和(650)的噪声电平(640a)、(641a)、(650a)和(650b)都至少为-130 dBu。

求和节点(651)是分别来自电阻元件(630)、(631)和(633)的输出信 号(640)、(641)和(643)的简单物理电连接。通过在(685)、(686)和(688) 处具有足够高的源电流(通常每个通道不小于约10mA)和电阻元件(630)、(631) 和(633)的足够低的串联电阻(对于我们的优选实施例，我们给出了每个串行 通道是200欧姆)，在求和节点(651)处的高阶通道输出、中阶通道输出和低 阶通道输出(640)、(641)和(643)的无源求和将适合与典型的现实世界外部 设备(660)接口，这意味着当与典型的外部设备(660)耦合时，在(650)处 的求和信号将保持高电平、高电流、高带宽、低噪声和低失真。

当数字输入信号电平(661)低于25位时，通过控制线(682)使得在DSP (602)的控制下的高阶通道切换元件(681)保持打开(如图6A所示)。当该 开关(681)打开时，其在到高阶通道电阻元件RE3(633)的输入处产生开路， 从而导致来自电阻元件RE3(633)的、到达求和节点(651)的热噪声为零。 当高阶通道切换元件(681)断开时，输入到求和节点(651)的唯一噪声是由 低阶通道电阻元件RE1(630)和RE2(631)产生的热噪声和由诸如低阶通道DAC(610)、低阶通道放大器(620)、中间阶通道DAC(611)和中间阶通道 放大器(621)之类的现有电路元件产生的残留噪声。考虑到由低电平DAC(610) 和放大器(620)的组合产生的总的宽带噪声大约为-106dBu(685a)，并且假定 由低阶通道电阻元件RE1(630)产生的衰减为-54dB，则来自低电平DAC(610) 和放大器(620)的噪声被RE1(630)衰减到-160dBu，相对于由低阶通道电阻 元件RE1(630)产生的-130dBu(640a)的热噪声可以忽略。假定由中间阶通 道DAC(611)和中间阶通道放大器(621)的组合产生的相加的宽带噪声大致 为-106dBu(686a)，假定由中间阶通道电阻元件RE2(631)产生的衰减为-24dB， 来自中间阶通道DAC(611)、中间阶通道放大器(621)和中间阶通道电阻元件 RE2(631)的所有宽带噪声的总和大致为-130dBu(641a)。当低阶通道输出(640) 和中间阶通道输出(641)在求和节点(651)合并时，低阶通道电阻元件RE1 (630)的200欧姆串联电阻与中间阶通道电阻元件RE2(631)的200欧姆电 阻串联，产生100欧姆的总串联电阻，这可以进一步降低在求和节点(651)处测量的总热噪声(650b)。

高阶通道放大器(623)产生+24dB的增益，并且在+24dB增益时的高阶 通道放大器(623)的自噪声(688a)为-98dBu。高阶通道电阻元件RE3(633) 是非衰减的无源阶通道，其表现为200欧姆串联电阻。当中间阶通道输出信号 (641)上升到/接近某一电平(根据本优选实施例为-16dBu)时，DSP(602) 发送控制信号(682)，该控制信号(682)使得高阶通道串联切换元件(681) 闭合(即，切换到与图6A所示的位置相反的位置)。根据本发明的优选实施例， 该开关闭合发生在DSP(602)开始向高阶通道DAC(613)发送高阶通道节目 信号(608)之前。

高阶通道放大器(623)产生+24dB的增益(这很显然，在图6B中，相对 于DAC输出信号(618)，放大器输出信号(688)的高度增加了24dB)，并且 具有-98dBu的未加权宽带自噪声(688a)。高阶通道放大器(23)之后是具有200欧姆的总串联电阻和-130dBu的未加权宽带自噪声的电阻元件RF3(633)。 由于电阻元件RF3(633)的自噪声远小于由高阶通道放大器(623)和高阶通 道DAC(613)产生的噪声，所以，在电阻元件RE3(633)的输出(643)处的 总的宽带未加权音频通道噪声(643a)大致为-98dBu。因为当求和节点(651) 处的中间阶通道节目电平(641)为-16dBu或接近-16dBu时，高阶通道放大器 (623)输出信号(688)被高阶通道切换元件(681)切换到带有求和节点(651) 的电连接，所以，当高阶通道(643)被切换到带有输出求和节点(651)的电 连接时，在中间阶通道节目电平(641)和高阶通道噪声电平(650c)之间存在 大约80dB的电平差(-98dBu和-16dBu之间的电平差)。这个大约为80dB的信号噪声差异为通过闭合开关(681)而增加的-98dBu宽带未加权高阶通道噪 声电平提供了非常高的程度的心理声学掩蔽，从而使得由高阶通道元件(613)、 (623)、(681)和(633)产生的总噪声(650c)在心理声学上是通常不可检测 的。(还应当注意，由于固有的困难，通常不尝试从有源音频节目提取噪声测量。 通常在没有信号的情况下进行宽带噪声测量。)

当高阶通道切换元件(681)断开(在图6A中示出的(681)的状态)时， 到求和节点(651)的总串联电阻为100欧姆，即并联的低阶通道和中间阶通道 电阻元件RE1(630)和RE2(631)的总串联电阻。当高阶通道切换元件(681) 闭合(即，处于与图6A所示的状态相反的状态)时，低阶通道电阻元件RE1 (630)、中间阶通道电阻元件RE2(631)和高阶通道电阻元件RE3(633)在 输出节点(651)产生66.67欧姆的总串联电阻，即并联连接时RE1(630)、RE2(631)和RE3(633)的总电阻。在高阶通道切换元件(681)闭合时，根据本 发明的优选实施例，DSP(602)根据需要调整其高阶通道数输出电平(605)、 (606)和(608)，以补偿由总电路电阻的变化产生的输出信号(650)的任何 电平偏移。如在别处所描述的那样，DSP(602)根据通过ADC(670)、(672)、 (674)和(675)接收的先前的测量来计算所需的补偿量。

根据本发明，高阶通道切换元件(681)应理解为代表用于从求和节点(651) 中以消除或显着降低由高阶通道元件(613)、(623)和(633)产生的自噪声的 方式去除高阶通道输出信号(643)的、在DSP(602)控制下的任何方法或技 术。

在差分信号通道中，高阶通道切换元件(681)可以是两个分立的切换元件， 每个差分信号的一个操作具有一个切换元件。(根据替代实施例，多于一个的DAC通道可以采用用于从求和节点去除通道噪声的串联切换元件。)根据替代实 施例，高阶通道放大器(623)可以采用可选择的关闭、静音或禁用(等)功能， 其中放大器(623)的设计特征本身允许对来自放大器(623)的输出(643)信 号和噪声进行选择性的(即，由DSP(602)控制的)去除。在优选实施例中， 由于其快速的切换速度、在电和物理上的安静的操作以及从输出求和节点(651) 完全去除高阶通道噪声产生装置(613)、(623)和(633)，将簧片继电器用于 切换元件(681)。

如图6A所示，当分别通过相关的串联通道切换元件(677)、(676)、(673) 和(671)切换到监视中时，在求和节点(651)、高阶通道放大器(688)、中间 阶通道放大器(686)和低阶通道放大器(685)的输出处的信号电平分别由模 数转换器(ADC)(674)、(675)、(672)和(670)监视。每个ADC器件(674)、 (675)、(672)和(670)向DSP(602)报告其模拟输入电平。

在图8的流程图中给出了用于DSP校准的ADC监视的一个优选实施例。 根据本发明的优选实施例，DSP(602)使用ADC电平报告以通过校准输出信 号(688)、(686)、(685)和(650)的电平来适应电路变化。如果改变外部设 备(660)，特别是如果(660)的目的地(输入)阻抗改变，则在下面描述的并 示于图8中的校准例程应重复进行，以确定新的校准因子。根据优选实施例， ADC20(674)、(675)、(672)和(670)的内部阻抗足够大，将它们(674)、(675)、 (672)和(670)通过切换元件(677)、(676)、(673)和(671)切换到电路 中使得它们(674)、(675)、(672)和(670)正在测量的信号的幅度偏移最小。 根据本发明，ADC(674)、(675)、(672)和(670)的内部阻抗优选为是ADC (674)、(675)、(672)和(670)正在监视的电路点的阻抗的至少十倍，更优 选为至少二十倍，更优选为至少四十倍。

此外，根据本发明，ADC(674)、(675)、(672)和(670)用于将测量的 幅度与预期的幅度进行比较。特别地，DSP(602)可以闭合高电平监视开关和 低电平监视开关(326)和(331)，从而将ADC(674)、(675)、(672)和/或670 连接到高电平放大器、中间电平放大器、低电平放大器(623)、(621)和(620) 的输出(688)、(686)、(685)以及求和的输出节点(651)。由(674)、(675)、 (672)和/或(670)提供的测量幅度值与DSP(602)存储器中的期望值之间的 差异被DSP(602)使用，以校准/校正因子。校准测量通常是在通电后还没有输 入节目时立即进行，但也可以在没有输入节目(661)的任何足够长的时间段内 进行。当不使用时，切换元件(677)、(676)、(673)和(671)用于将ADC输 入从其各自的电路通道中完全去除，从而完全消除任何潜在的有害电气问题。

如图6A所示，本发明的电路(600)不限于单个数字信号源(601)，即， 电路(600)可用于多个先前预处理的多阶通道信号的D-A转换(即，例如由美 国专利US20140328501的例子所给出的那样，为了改善动态范围而已被预处理 (分割)成两个或更多个离散通道的任何连续信号)。为了清楚起见，附加的数 字信号输入源(690)、(691)…(699)在这里以多输入并行拓扑表示，但是这 样的多阶通道源也可以被配置在单个输入串联拓扑或混合串联-并联拓扑中，或 数字数据转换、传输和/或输入的任何其它合适的方法或拓扑中。

现在将描述利用本发明的新颖结构的电平控制方法，其中DAC装置(620)、 (621)和(623)的模拟输出(685)、(686)和(688)的电平通过动态改变 DSP多通道位移动映射特性来移动。

如上参照图6A所述的那样，DSP(602)将数字信号(661)映射到多个 DAC装置(610)、(20611)和(613)中。该映射以在输出(650)处相对于输 入(661)实现固定(不可调整)的模拟电平范围的方式完成。然而，根据该替 代实施例，模拟输出(650)的电平可以通过调节输入位(661)的映射位置改 变成更高或更低，如图6A所示，这是通过经由信号通道(656)连接到DSP(602) 的电平调整控制(655)进行的。电平调节控制(655)可以是对向DSP(602) 提供信号(656)的DSP的任何方式的输入控制或控制装置，其中DSP(602) 指示DSP(602)执行相应的电平调整。这种电平控制(655)或控制装置(655) 的一些示例包括但不限于灰度编码的旋转编码器控制、正交旋转编码器控制、 通过开关进行的上下控制或任何其它的对于数控制领域的技术人员而言已知的 装置。

如图6B所示，32位的数字输入信号(661)对应于导致-130dBu至+32dBu 的可用输出(650)电平范围的、-160dBu至+32dBu的模拟电平范围。低于-130 dBu的交叉影线表示由于噪音而导致范围不可用。相比之下，图9示出了相对于 数字输入信号(661)而言将输出(650′)的最大电平降低了-6dB的示例。(相 对于图6B的电平的变化水平用加了撇号的附图标记表示)。为了清楚描述起见， 在图6B中所示的噪声电平未在图9中示出，因为它们的特性已在图6B中充分 描述了)。通过DSP(602)在到DAC(610)、(611)和(613)的每一个输入(605′)、 (606′)和(608′)处向下电平移动1位来实现输出范围的-6dB减小。更具体地 说，如图9所示，为了实现在输出(650′)处的、相对于在图6B中实现的输出 电平(650)的-6dB的电平降低，源(601)输入位(661)1至17由DSP(602) 映射到到低阶通道DAC(610)的输入(605′)的输入位5至21，源(601)输 入位(661)18至24由DSP(602)映射到到中间阶通道DAC(611)的输入(606′) 的输入位17至23，源(601)输入位(661)25至32由DSP(602′)映射到到高阶通道DAC(613)的输入(608′)的输入位16到23。

因此，如图9所示，为了获得相对于在图6B中实现的输出电平(650)的 -6dB输出(650′)电平降低，DSP(602)执行数字电平移动，使得通过DSP(602) 将到低阶通道DAC(610)的输入(605′)向上移位了4位，使得对应于32位 DSP(602)中的-160dBu模拟电平的输入信号(661)的位1被映射到在对应于 24位低阶通道DAC输出(615′)的-112dBu电平的低阶通道DAC(610)的位 5。到中间阶通道DAC(611)的输入(606′)由DSP(602′)向下移位了1位， 使得对应于32位DSP(602)中的-58dBu的模拟电平的输入信号(661)的位 18被映射到对应于在24位中间阶通道DAC(611)的输出(616′)处的-40dBu 的模拟电平的中间阶通道DAC(611)的位17。高阶通道DAC(613)的输入 (608′)由DSP(602′)向下移位了9位，使得对应于32位DSP(602)中的+32 dBu模拟电平的输入信号(661)的位32被映射到对应于在高阶通道DAC(613)的输出(618′)处的+2dBu的模拟电平的高阶通道DAC(613)的位23。

因此，当低阶通道位(605′)、中间阶通道位(606′)和高阶通道位(608′) 以上述说明的和在图9中示出的方式移位时，DAC输出(615′)、(616′)和(618′) 的模拟电平相对于上面参考图6B说明的DAC输出电平(615)、(616)和(618) 低了-6dB。此外，当低阶通道位(605′)、中间阶通道位(606′)和高阶通道位 (608′)都以上述方式移位时，如图9所示，放大器(620)、(621)和(623) 的输出电平(685′)、(686′)和(688′)分别比在上文参照图6B说明的放大器输 出电平(685)、(686)和(688)低6dB。此外，当低阶通道位(605′)、中间阶 通道位(606′)和高阶通道位(608′)以上述方式移位时，如图9所示，电阻元 件(630)、(631)和(633)的输出电平(640′)、(641′)和(643′)比在上文参 照图6B说明的电阻元件输出电平(640)、(641)和(643)低6dB。因此，在 图9中所示的低阶通道输出信号、中间阶通道输出信号和高阶通道输出信号 (640′)、(641′)和(643′)在所有的时间都比在图6B中所示的低阶通道输出信 号、中间阶通道输出信号和高阶通道输出信号(640)、(641)和(643)低-6dB。图9描述了本发明的一个实现了在输出(650′)处的相对于上面参考图6B说明 的输出电平(650)的-6dB的电平移动的实施例。因此，可以通过由DSP(602) 实现的适当的数字电平移动来实现在模拟输出(650)处的电平向下移动。类似 地，也可以通过由DSP(602)实现的适当的数字电平移动来实现在模拟输出 (650)处的向上的相对电平移动。

为了清楚起见，上述电平移动通过整数阶的位移动实现，导致电平偏移增 加了6dB。但是，更一般地，通过对非最高有效位进行位值操作，可以以小于6 dB的步阶来实现由DSP实施的电平移动调整。如上所述，电平移动映射不限于 数字寄存器内的整数宽度或位对齐移动，而是可以由乘法系数产生，其中乘法 系数可以是在数字信号处理的操作范围内的任何值。要将电平变化在心理声学 上视为线性(即非阶梯式)，就需要音频电平变化的每一次的增量不得大于0.1 dB，即增量等于或小于电平移动中的“可注意到的差异”(见《Introduction to the Physics and Psychophysics of Music》，Juan Roederer，Springer Verlag，1978年， 第81页，将其通过引用并入本文)。

根据本发明的替代实施例，不是由DSP(602)实现电平控制，而是存在与 每个DAC相关联的、用于电平控制的装置。每个电平控制可以作为模拟电位器、 可调电阻器或数字控制的模拟调平装置或DSP(602)中的数字增益函数或DAC 装置(610)、(611)和(613)它们自己中的增益控制来实现。

应理解，本发明的系统也可以应用于三个以上的通道。例如，图6C示出了 将K＝32位输入信号分为从DSP IN的位1到10获取的L＝10位低阶通道信号、 的示例性划分，从DSPIN的位11到15获取的M₁＝5位的第一中间阶通道信号、 从DSP IN的位16到21获取的M₂＝6位的第二中间阶通道信号、从DSP IN的 位22至25获取的M₃＝4位的第三中间阶通道信号以及从DSP IN的位26至32 获取的H＝7位高阶通道信号。DSP数字式地将电平将L＝10位低阶通道信号向 上移动了5位，以提供LOW DAC IN。应注意，R_L＝24低阶通道DAC的位16至 24未被使用。如MID1 DAC IN的位1到19的虚线框所示，DSP将M₁＝5位第 一中间阶通道信号向上移动了9位。如MID2 DAC IN的位1至18的虚线框所 示，DSP将M₂＝6位第二中间阶通道信号向上移动了3位。如MID3DAC IN的 位1至20的虚线框所示，DSP将M₃＝4位的第三中间阶通道信号向下移动了1 位。如HIGH DAC IN的位1至17和位25至32的虚线框所示，DSP将H＝7位 高阶通道信号向下移动了H_S＝8位。在本示例中，LOW DAC IN、MID1 DAC IN、MID2 DAC IN、MID3 DAC IN、MID4 DAC IN和HIGH DAC IN的输入范围为 R_L＝R_M1＝R_M2＝R_M3＝R_H＝24位。

如图4所示，根据本发明的替代实施例，不是如图1A、1B、2A、2B和3A 所示使DSP(410)将要输入的数字信号分成位通道(111)和(112)或(203)、 (204)和(205)或(333)和(334)，数字信号处理器(DSP)(410)可以具 有分别接收表示原始数字信号(401)的一部分的数字信号(402)、(403)和(404) 的多个数字输入(412)、(413)和(414)。尽管图中示出了32位数字输入信号 (401)，但应当注意，输入信号(401)可以由任何数目的位组成。原始输入信 号(401)被分成三个较小的部分输入信号(402)、(403)和(404)，每一个馈 入单独的DSP(410)输入(412)、(413)和(414)。部分信号(402)、(403) 和(404)可以在通道之间具有一些数据重叠，如图4所示，其中位11-12(420) 由低阶通道信号和中间阶通道信号(402)和(403)共享，位22-23(421)由 中间阶通道信号和高阶通道信号(403)共享，和(404)。或者，部分通道信号 (402)、(403)和(404)可以是连续的，没有位重叠。根据另一替代实施例， 任何数目的部分阶通道源可被封装成单个串行数据流或任何其它方式的数字传 输或输入。在一个替代实施例中，处理将如图3A所示，其中DSP(在本例中是 (401)而不是(302))然后将多阶通道输入数据(402)、(403)和(404)列 入馈入高电平DAC(303)和低电平DAC(304)的两个输出阶通道。本发明提 供任意多个多阶通道输入信号，以在每一通道馈入任何数目的多阶通道DAC、 分成任意数目的位或子位系数乘法器。

在图5所示的另一替代实施例(500)中，使用两个音频麦克风(510)和 (511)。两个麦克风(510)和(511)接触宽动态范围声源(501)。麦克风(510) 针对具有相对较低的声压电平(SPL)的声信号的性能进行了优化。麦克风(511) 针对具有相对较高的SPL声信号的性能进行了优化。每个麦克风(510)和(511) 分别馈入调节放大器(520)和(521)，每一个调理放大器(520)和(521)提 供适当的增益、输入和输出阻抗以及在麦克风终端领域的技术人员熟悉的其它 优选的性能特性，例如根据 www.thatcorp.com/datashts/AES129_Designing_Mic_Preamps.pdf中描述的方式和 方法，将其通过引用并入本文。然后，将被适当调理的、来自调理放大器(521) 和(520)的高阶通道输出和低阶通道输出(526)和(525)分别馈入模数转换 器(ADC)(531)和(530)。然后，将每个ADC(536)和(535)的输出馈入 合适的DSP(540)的输入。图5的系统(500)可以被应用于图3A的系统(300)， 在这种情况下，ADC(531)和(530)的输出(536)和(535)将是数字信号 源(301)和(340)，数字输出(551)和(550)将分别是高阶通道DAC(303) 和低阶通道DAC(304)的输入(333)和(334)。

当然，图4和图5仅示出了本发明的多种可能应用中的两个示例(400)和 (500)，用于向多个DAC馈入表示单个节目的多个数字信号(与将单个原始信 号馈入DSP相反，其中该DSP然后馈入多个多阶通道DAC)。例如可以使用任 何数目的麦克风或任何其它的多个多阶通道节目信号。

根据式(1.1)和(1.2)，如图10中的(曲线)(1015)所示，热噪声V_N随 着电路源电阻R_s上升。因此，电阻元件(307)和(308)和(630)、(631)和 (633)的电阻一定不能太大，否则信噪比将会受到影响。如图10所示，当源 极电阻R_s增加时，输出端的电压降V_D(1011)和(1012)增加，其中电压降 V_D的量也取决于外部设备(309)和(660)的负载R_L。因此，电阻元件(307)、 (308)、(630)、(631)和(633)具有提供低的系统信噪比和电压降的低电平 电阻是有利的。因此，根据本发明，每个电阻元件的优选标准是具有在10欧姆 和1000欧姆之间的电阻，更优选为具有在30欧姆和300欧姆之间的电阻。

因此，可以看出，在这里提出的改进与前文所述的本发明的目的是一致的。 虽然上述说明包含许多特定性，但这些不应被解释为对本发明的范围的限制， 而是作为其优选实施例的示例。许多其它变化是在本发明的范围内的。例如： 本发明不限于32位输入信号-可以使用具有任何位长度信号的输入信号；在通 道之间的位分配可以包括或可以不包括其重叠位或非数数的位电平(即，小于 一个完整位)；中间阶通道电路和高阶通道电路的切入切出可以是很快或包括淡 入淡出或抖动；数字信号处理器可以是具有足够的速度、带宽、输入/输出能力 和可编程特征以执行必要处理的数字处理器(例如FPGA等)的任何方式；尽 管教导的是使用200欧姆的电阻元件，但是本发明可以被设计成使用适当的且 适合于低噪声、高性能无源求和的任何电阻；电阻元件可以产生在上述教导的 特定值之外的衰减值(或非衰减值)，当被合适地设计为与电路的其它参数相适 应时，本发明可以在宽范围的衰减值上成功地发挥作用；本发明不限于2阶通 道和3阶通道拓扑，根据本发明，可以采用任何数目的通道；高阶通道(或更 高阶通道)串联切换元件可以是用于从带有求和节点的电路连接去除高阶通道 输出信号的任何装置，以消除或显着减少由高阶通道部件产生的自噪声-可能 的装置包括但不限于：(1)通过电源、内部关断或禁止引脚或其它方法选择性 性地切断通道放大器；(2)通过适当的接地通道电阻使高阶通道接地；(3)使 用低噪声CMOS或FET或相关有源切换器件(尽管应注意FET和CMOS器件 可能具有固有的、比上面教导的更高的自噪音)；定时进行高阶通道切换的方法 可能涉及数字控制的信号延迟和预估技术；虽然这里描述了通道切换阈值电平 的具体示例，但是本发明不限于这些特定的切换电平，可以采用其它切换阈值 电平和/或其它切换定时动力学(例如，即使输出信号电平可能下降到阈值点之 下，开关也可以在一段时间内保持闭合，其中开关在上面描述为在该阈值点从 打开状态改变为闭合状态)；尽管本文描述了特定的模数转换器校准过程，但是 本发明不限于这种校准标准，并且可以遵循可针对各种设计变化进行优化的其 它校准过程；如果需要，可以使用数控(即，DSP控制的)电阻来实现补偿目 标；可以从切换元件向上来实现高阶通道电阻元件，以改善噪声和/或开关性能； 尽管根据离散项目(例如放大器、数模转换器、电阻元件和切换元件等)对电 路做了图示和描述，但是多个离散元件可以集成到单个集成电路或其它的集成 系统或模块化系统；尽管本文描述了具有特定特性(例如，具有+32dBu的最大 输出和-106dBu的单位增益噪声基底)的放大器，但本发明不限于具有这些特性的放大器，而是可以采用任何类型的低噪声、单端的或差分式的音响专用放 大器；高阶通道切换元件可以位于电阻元件和输出节点之间；虽然本文描述了 具有特定特性的数模转换器(DAC)(例如，24位输入，-112dBu噪声，120dB 的可用动态范围等)，但本发明不限于具有这些特性的DAC，可以使用任何类型 的音响专用DAC；尽管在这里为了解释清楚起见而使用了单极的或无符号的 DAC拓扑，但本发明并不限于单极的或无符号样式的DAC，可以采用DAC的 任何拓扑，包括但不限于带符号的、双极或补码DAC拓扑；尽管在这里描述了 具有-6dB的示例性系统电平移动，但本发明不限于任何特定的系统电平移动值， 即可以利用在DSP的可编程范围内的任何电平移动值；虽然为了清楚说明起见， 以整数位(对应于6dB模拟域电平移动)示出和描述了电平移动和/或映射示例， 但本发明可以利用对应于非整数位的电平移动，并且这种电平移动可以通过与 任何方便的或相关的系数相乘或通过对指数寄存器值的计算和/或编程来实现。 一个或多个模数转换器可以是在使用相关联的继电器的通路之间切换，使得例 如单个模数转换器可以在多个通道中使用；虽然是通过离散功能元件(例如 DSP、DAC、放大器、电阻元件等)说明了优选实施例，但功能元件可以集成到共有设备中，例如放大器功能可以集成到DAC器件中，以使得DAC器件可 以具有具有足够低的输出阻抗、足够高的输出电流、足够高的输出增益能力、 足够强的频率滤波特性等的输出，即集成DAC器件执行可能是相反而在外部放 大器设备的域中的功能；或者，例如，DAC器件可以集成到DSP器件中，或者 具有适当的输出电阻和/或衰减特性等的电阻元件可以被集成到集成DAC和 DSP器件等；虽然某些说明和权利要求使用了诸如“向上”或“向下”等方向 式语言来说明数字电平移动或电平映射或位映射，但使用这种语言是为了说明 清楚，可能或可能不代表在数量上的向上或向下的“方向”；以及其它情形。因 此，旨在本发明的保护范围不是由所示的实施例所确定的实施例或激发所示实 施例的物理分析来确定，而是由所附权利要求书及其合法等效物确定。

Claims (15)

1.一种用于将输入数字信号转换为具有最大输出电平的输出模拟信号的装置，所述输入数字信号是K位信号，其特征在于，所述装置包括：

位分组提供系统，该位分组提供系统提供有L位的低阶通道数字信号和H位的高阶通道数字信号的所述输入数字信号，其中L+H大于或等于J，J是由位分配器使用的所述输入数字信号的位数，其中J小于或等于K；

用于R_L位或更少位的数字输入的低阶通道数模转换器，所述低阶通道数字信号被直接移位映射到所述低阶通道数模转换器的输入，其中L小于或等于R_L，其中所述L位的低阶通道数字信号被电平向上移动映射了L_S位，其中L+L_S≤R_L，所述低阶通道数模转换器产生低阶通道数模转换器输出信号；

用于R_H位数字输入的高阶通道数模转换器，所述高阶通道数字信号被电平移动映射了H_S位而映射到所述高阶通道数模转换器的输入，使得(K–H_S)≤R_H和(K–H–H_S)≥0，所述高阶通道数模转换器产生高阶通道数模转换器输出信号；

低阶通道衰减器，该低阶通道衰减器衰减所述低阶通道数模转换器输出信号以产生衰减的低阶通道模拟输出求和信号；

高阶通道电阻元件，该高阶通道电阻元件接收所述高阶通道数模转换器输出信号并提供高阶通道模拟输出求和信号；

用于管理高阶通道电路的控制系统，所述高阶通道电路包括所述高阶通道数模转换器、以及所述高阶通道电阻元件，

低阶通道电路，所述低阶通道电路包括所述低阶通道数模转换器和所述低阶通道衰减器；

无源求和节点，该无源求和节点合并从所述衰减的低阶通道模拟输出求和信号得到的最终的低阶通道模拟信号和从所述高阶通道模拟输出求和信号得到的最终的高阶通道模拟信号以产生所述输出模拟信号；和

高阶通道噪声降低元件，如果所述输入数字信号的信号电平不超过阈值电平，则该高阶通道噪声降低元件降低来自所述高阶通道数模转换器的噪声对所述无源求和节点的影响。

2.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述装置还包括放大所述高阶通道数模转换器输出信号以产生其最大电平等于所述最大输出电平的放大的高阶通道信号的放大器。

3.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述低阶通道衰减器是变压器。

4.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述高阶通道电阻元件是变压器。

5.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，还包括用于在跨越所述阈值电平的所述输入数字信号的转换过程期间稳定所述输出模拟信号的模数反馈机构。

6.一种用于将输入数字信号转换为具有最大输出电平的输出模拟信号的装置，所述输入数字信号是K位信号，其特征在于，所述装置包括：

位分组提供系统，该位分组提供系统提供有L位的低阶通道数字信号、有M位的中间阶通道数字信号和有H位的高阶通道数字信号的所述输入数字信号，其中L+M+H大于或等于J，J是由位分配器使用的所述输入数字信号的位数，其中J小于或等于K；

用于R_L位或更少位的数字输入的低阶通道数模转换器，所述低阶通道数字信号被电平移动映射到所述低阶通道数模转换器的输入，其中L小于或等于R_L，其中所述L位的低阶通道数字信号被电平向上移动映射了L_S位，其中L+L_S≤R_L，所述低阶通道数模转换器产生低阶通道数模转换器输出信号；

用于R_M位或更少位的数字输入的中间阶通道数模转换器，所述中间阶通道数字信号被电平移动映射到所述中间阶通道数模转换器的输入，其中

M小于或等于R_M，所述中间阶通道数模转换器产生中间阶通道数模转换器输出信号；

用于R_H位或更少位的数字输入的高阶通道数模转换器，所述高阶通道数字信号被移位映射到所述高阶通道数模转换器的输入，其中H小于或等于R_H，其中所述高阶通道数字信号的所述H位被电平移动映射了H_S位，其中(J-H_S)≤R_H，所述高阶通道数模转换器产生高阶通道数模转换器输出信号；

低阶通道衰减器，该低阶通道衰减器衰减所述低阶通道数模转换器输出信号以产生衰减的低阶通道模拟信号；

控制系统，该控制系统用于管理跨越所述输入数字信号的第一阈值电平的信号电平转换和管理跨越所述输入数字信号的第二阈值电平的信号电平转换；

高阶通道噪声降低元件，如果所述输入数字信号的信号电平不超过所述第一阈值电平，则所述控制系统通过所述高阶通道噪声降低元件减少来自所述高阶通道数模转换器的噪声的接入；

中间阶通道噪声降低元件，如果所述输入数字信号的信号电平不超过所述第二阈值电平，所述第二阈值电平低于所述第一阈值电平，则所述控制系统通过所述中间阶通道噪声降低元件，来减少来自所述中间阶通道数模转换器的噪声的影响；和

用于在转换跨越所述第一阈值电平和所述第二阈值电平的所述输入数字信号的过程中稳定所述输出模拟信号的模数反馈机构。

7.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述装置还包括求和节点，该求和节点合并从所述衰减的低阶通道模拟信号得到的最终的低阶通道模拟信号、从所述中间阶通道数模转换器输出信号得到的最终的中间阶通道模拟信号和从高阶通道信号得到的最终的高阶通道模拟信号以产生所述输出模拟信号。

8.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，所述最终的低阶通道模拟信号是所述衰减的低阶通道模拟信号，所述最终的中间阶通道模拟信号是所述中间阶通道数模转换器输出信号，所述最终的高阶通道模拟信号是所述高阶通道信号，以产生所述输出模拟信号。

9.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，所述求和节点是无源求和节点。

10.一种用于将输入数字信号转换为具有最大输出电平的输出模拟信号的装置，所述输入数字信号是K位信号，其特征在于，所述装置包括：

位分组提供系统，该位分组提供系统提供有L位的低阶通道数字信号、有M1…Mn位的n个中间阶通道数字信号和有H位的高阶通道数字信号的所述输入数字信号，其中L+M1+…+Mn+H大于或等于J，J是由位分配器使用的所述输入数字信号的位数，其中J小于或等于K；

用于R_L位或更少位的数字输入的低阶通道数模转换器，所述低阶通道数字信号被直接电平移动映射到所述低阶通道数模转换器的输入，其中L小于或等于R_L，其中所述低阶通道数字信号的L位被电平移动向上映射了LS位，其中L+L_S≤R_L，所述低阶通道数模转换器产生低阶通道数模转换器输出信号；

用于RM1…RMn位或更少位的数字输入的n个中间阶通道数模转换器，所述中间阶通道数字信号被电平移动映射到所述中间阶通道数模转换器的M1…Mn位输入，其中M1…Mn分别小于或等于RM1,…,RMn，所述中间阶通道数模转换器产生中间阶通道数模转换器输出信号；

用于R_H位的数字输入的高阶通道数模转换器，所述高阶通道数字信号被移位了H_S位而电平映射到所述高阶通道数模转换器的输入，使得(J-H_S)≤R_H，所述高阶通道数模转换器产生高阶通道数模转换器输出信号；

控制系统，该控制系统用于管理跨越所述输入数字信号的第一阈值电平的信号电平转换和管理跨越所述输入数字信号的另外的阈值电平的信号电平转换；

求和节点，如果所述输入数字信号的信号电平特性超过最高的阈值电平，则该求和节点合并从衰减的低阶通道模拟信号得到的最终的低阶通道信号、从所述中间阶通道数模转换器输出信号得到的最终的中间阶通道信号和从放大的高阶通道信号得到的最终的高阶通道信号以产生所述输出模拟信号；

高阶通道噪声降低元件，如果所述输入数字信号的信号电平不超过所述第一阈值电平，则该高阶通道噪声降低元件减少来自所述高阶通道数模转换器的噪声对所述求和节点的接入；

中间阶通道噪声降低元件，如果所述输入数字信号的信号电平不超过中间阈值电平，则该中间阶通道噪声降低元件减少来自所述最终的中间阶通道信号的噪声对所述求和节点的接入，所述最终的中间阶通道信号对应于高于所述中间阈值电平的所述输入数字信号中的信号电平；和

用于在转换跨越所述第一阈值电平和第二阈值电平的所述输入数字信号的过程中稳定所述输出模拟信号的模数转换器反馈机构。

11.根据权利要求10所述的装置，其特征在于，还包括衰减是次最低阶通道数模转换器的输出信号的、所述中间阶通道数模转换器输出信号中的一个以产生衰减的次最低阶通道模拟信号的次最低阶通道衰减器，最终的次最低阶通道模拟信号是所述最终的中间阶通道信号之一并且是从所述衰减的次最低阶通道模拟信号得到的。

12.根据权利要求10所述的装置，其特征在于，还包括放大是次最高阶通道数模转换器的输出信号的、所述中间阶通道数模转换器输出信号中的一个以产生放大的次最高阶通道模拟信号的次最高阶通道放大器，最终的次最高阶通道模拟信号是所述最终的中间阶通道信号之一并且是从所述放大的次最高阶通道模拟信号得到的。

13.根据权利要求10所述的装置，其特征在于，所述求和节点是无源求和节点。

14.根据权利要求10所述的装置，其特征在于，所述输入数字信号是多个部分电平范围的输入数字信号，所述部分电平范围的输入数字信号中的每一个都具有小于所述输入数字信号的K位的动态范围。

15.根据权利要求10所述的装置，其特征在于，还包括控制由所述低阶通道数字信号、所述中间阶通道数字信号和所述高阶通道数字信号的所述位分组提供系统产生的电平转换的电平控制。

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