CN107106013A - 具有带有斩波调制的闭环单元增益放大器的有源电极 - Google Patents

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Abstract

有源电极具有用于感测电位并生成输入信号的电极，以及放置在所述电极附近但与电极电绝缘的屏蔽件。集成放大器(10)具有连接到至少一个电极的输入，用于接收输入信号，并提供输出缓冲输出信号的缓冲路径。屏蔽件连接到集成放大器的所述输出以有源驱动所述屏蔽件的电位，由此提供所述电极的有源屏蔽。缓冲路径包括在集成放大器前面的第一混频器(11)，用于将输入信号从基本频率范围频移到较高频率范围；以及在集成放大器的输出上的第二混频器(12)，用于将放大的信号从所述较高频率范围频移回到所述基本频率范围。有源电极可用于记录EEG信号。

Description

具有带有斩波调制的闭环单元增益放大器的有源电极
技术领域
本发明涉及电场传感器。本发明更具体地涉及电场传感器，其用于感测电位差——例如，生物电位信号，并生成用于信号处理的输入信号。感测电极由有源驱动的屏蔽件保护，以最小化电容耦合噪声并使源信号的容性负载最小化。此外，本发明涉及一种用于感测电位差的传感器系统。此外，本发明涉及一种用于感测传感器系统中的电位差的方法。
背景技术
有源电极广泛用于生物电位记录，特别适用于非接触式和干式接触电极等高级电极技术。利用有源电极的目的是屏蔽电极免受外部干扰，并补偿寄生电容。
与无源电极相比，有源电极通常对周围的干扰，特别是电容耦合干扰(例如电力线干扰(PLI))提供更好的抗扰度。因此，它们适用于可穿戴式生物电位记录中的新兴应用。而现在，结合右腿驱动技术的有源电极被认为是高质量生物信号记录的主要趋势。一般来说，有源电极应该具有包括足够低的输入参考噪声、高输入阻抗和低偏置电流、低输入参考偏移、低输出阻抗、高共模抑制比(CMRR)和电源抑制比(PSRR)的几个特征，并且对于可穿戴装置而言具有低功耗。
差分放大器的CMRR是相对于需要的差信号的两个输入端子共同的不需要的输入信号的抑制。PSRR是运算放大器中电源电压中变化与其产生的等效(差分)输出电压之间的比率。输出电压将取决于反馈电路，并且理想的仪表放大器将具有无限的PSRR。
心电图(ECG)是作为时间函数的心脏的电活动的经心脏记录。ECG信号由附着在皮肤表面上的电极拾取，并通过身体外部的装置进行记录。脑电图(EEG)是沿着头皮的电活动的记录，并且EEG信号是由于脑内的神经元活动引起的离子电流流动导致的电压波动的量度。耳朵EEG是有吸引力的，因为在类似于助听器的装置中电极可以布置在耳道中或耳朵周围。
与周围干扰相比，电生理信号的振幅通常较弱。在常规生理信号中，ECG相对较强，峰值幅度在100μV-l mV范围内。EEG较弱，在10μV-100μV范围内。对于耳朵EEG，峰值振幅通常在1μV-10μV的范围内，比头皮上的EEG低约20dB。然而，周围的耦合干扰可以容易地处在毫伏级或甚至伏级。大多数这些干扰通常与生物信号一起出现在共模中。原则上，如果电极和生物放大器是完全不同的，则可以清楚地拾取感兴趣的信号，但是在任何实际的放大器中，CMRR不是无穷大的。因此，抗噪声对于生物信号记录是非常重要的。
实际上，不可能设计理想的仪表放大器，因此任何放大器都将被设计为在理想参数之间提供良好的折衷。
发明内容
本发明的目的是提供一种电场传感器，其具有相对于理想仪表放大器的改进的关键性能指标。通过提供这样的电场传感器，可以开发和设计EEG和耳朵EEG传感器，以便日常使用，例如用于检测低血糖。这可能有助于例如糖尿病患者保持正常的日常生活。
根据本发明的一种有源电极包括：用于感测电位并生成输入信号的电极；放置在所述电极附近并与所述电极电绝缘的屏蔽件；以及集成放大器，其具有连接到所述至少一个电极的输入，用于接收输入信号，并且提供输出缓冲输出信号的缓冲路径。屏蔽件连接到集成放大器的所述输出以有源驱动所述屏蔽件的电位，由此提供所述电极的有源屏蔽。缓冲路径包括在集成放大器前面的第一混频器，用于将输入信号从基本频率范围频移到较高的频率范围；以及在集成放大器的输出上的第二混频器，用于将放大的信号从所述较高的频率范围频移回到所述基本频率范围。
根据本发明提出的新技术提供了来自有源电极设计与缓冲器和斩波调制放大器的优点的组合，达到关键性能度量的折衷。
由于放大器的有限输入阻抗，电阻抗的不平衡导致共模信号的该部分将出现在仪表放大器的输入上的差分模式中。这在具有高阻抗的电极中尤其如此，如例如干触点和电容电极的情况。有源屏蔽增加了输入阻抗，从而提高了放大器输入上的CMRR，并且从而显著降低了这种干扰。
根据本发明的有源电极设计提供了几个有吸引力的优点。由于配置为斩波器化缓冲器的放大器的单位增益配置，可以实现良好的屏蔽性能。因此，可以获得超高输入阻抗。根据本发明的新的有源电极设计提供了两个缓冲通道之间的改进的共模抑制比(CCMR)和改进的电源抑制比(PSRR)，这对于抗周围干扰的抗噪性非常重要。
与使用缓冲器和斩波放大器的传统技术相比，由缓冲输出屏蔽的斩波调制利用了电压域和电流域精度，达到了很好的折衷。此外，由斩波调制产生的显著益处是两个缓冲通道之间的改进的CMRR和PSRR，这可对增强抗周围干扰的抗噪性是非常有用的。
在随后的差分放大器前面的斩波器尖峰滤波器(CSF)可以以额外的功率量为代价滤除伴随的斩波器尖峰和波纹。根据本发明的具有斩波器化缓冲器的有源电极在高质量生物记录系统中将是非常有用的。
缓冲放大器提供从一个电路到另一个电路的电阻抗变换。如果不变地传送电压(电压增益Av为1)，则放大器为单位增益缓冲器。当输出电压跟随或跟踪输入电压时，单元增益放大器(缓冲器)通常被实现为电压跟随器。尽管这种缓冲放大器的电压增益可以(大约)一致，但它通常提供相当大的电流增益，从而提供功率增益。根据本发明的具有斩波调制的闭环单元增益放大器提供电阻抗变换，并且用作具有相当大的电流增益以及因此功率增益的电压跟随器。
根据本发明的另一方面，提供了一种用于感测电位差的传感器系统。传感器系统包括至少一组电极，其包括提供电位参考的参考电极和提供用于测量相对于参考电极的电位的测量点的感测电极。传感器系统进一步包括差分放大器，其接收来自感测电极和参考电极的输入，并生成表示感测电极和参考电极之间的电位差的输出信号。至少一组电极中的至少一个电极是有源电极，包括用于感测电位并生成输入信号的电极，放置在电极附近的屏蔽件，并且屏蔽件与电极电绝缘，以及集成放大器，其具有连接到至少一个电极的输入，用于接收输入信号，以及提供输出缓冲输出信号的缓冲路径。屏蔽件连接到集成放大器的输出，以主动驱动屏蔽件的电位，从而提供电极的有源屏蔽。缓冲路径包括在集成放大器前面的第一混频器，用于将输入信号从基本频率范围频移到较高的频率范围；以及在集成放大器的输出上的第二混频器，用于将放大的信号从较高频率范围频移回到基本频率范围。
根据本发明的另一方面，提供了一种用于感测具有至少一组电极的传感器系统中的电位差的方法，所述至少一组电极包括提供电位参考的参考电极和提供用于测量相对于参考电极的电位的测量点的感测电极。该方法包括通过将屏蔽件放置在电极附近但与电极电绝缘来屏蔽电极，借助于感测电位的电极生成输入信号，在集成放大器中放大从电极接收的输入信号，该集成放大器提供输出缓冲输出信号的缓冲路径，将屏蔽件连接到集成放大器的输出，以主动驱动屏蔽件的电位，从而提供电极的有源屏蔽，借助于放置在集成放大器前面的第一混频器，将输入信号从基本频率范围频移到较高频率范围，以及借助于放置在集成放大器的输出上的第二混频器将放大的信号从较高频率范围频移回基本频率范围。
附图说明
将参照优选方面和附图更详细地描述本发明，其中：
图1示意性地示出了根据本发明的一个实施例的有源电极设计；
图2示出了基于半导体的放大器的由白噪声和粉红噪声组成的噪声谱；
图3示意性地示出了根据本发明的一个实施例的利用有源电极设计的生物电位监视系统；
图4示意性地示出了基于用于根据本发明的电场传感器中的单元增益放大器的斩波器化缓冲器的一个实施例；
图5示出了根据本发明的一个实施例的斩波器化缓冲器；
图6示出了图1中所示的有源电极设计的频域中的生物信号和噪声的相对位置；
图7示出了在图5中所示的斩波器化缓冲器中使用的斩波开关的一个实施例；以及
图8示出了基于两个根据本发明的有源传感器的传感器系统的一个实施例；
图9示出了根据本发明的一个方面的EEG装置的一个实施例；以及
图10示出了斩波放大器输入处的过多噪声源。
具体实施方式
图1示意性地示出了根据本发明的一个实施例的有源电极设计。生物电位信号Vin(t)由电容电极(未示出)感测并馈送到集成放大器10的输入。阻抗Zs表示皮肤电极阻抗。在集成放大器10的输入上，利用在集成放大器10前面的第一混频器11中的调制信号(斩波时钟)m(t)对生物电位信号Vin(t)进行调制。集成放大器10具有等于1的增益Av，由此集成放大器10充当缓冲器，并且通过在集成放大器10的输出上的第二混频器12中也施加相同的斩波调制信号m(t)，集成放大器10和两个混频器11和12提供输出输出信号Vout(t)的缓冲路径。
在图1中所示的实施例中采用的调制信号m(t)被示为具有占空比50％的脉冲宽度调制信号，并且呈现+1和-1的单位幅度。选择斩波频率fchop，以确保基本上消除低频范围中的闪烁噪声。阻抗Zin表示有限输入阻抗。斩波器化缓冲器输出Vout(t)用于驱动放置在所述电极附近并与所述电极电绝缘的有源屏蔽件。
参考图2，示出了针对基于半导体的放大器的由白噪声和粉红噪声组成的噪声谱。拐角频率fc表征由低频闪烁噪声(粉红噪声)所主导的区域与作为较高频率的“平带”噪声(白噪声)主导的热噪声之间的边界。闪烁噪声在大多数电子装置中出现，并且限制电路可能处理的信号电平。这在图2中示出，其中log10(f)在x轴上示出，并且电压平方在y轴上示出。
在本实施例中，集成放大器以MOSFET晶体管布局实现，并且观察到大约200Hz水平的拐角频率。拐角频率fcorner是分别由低频闪烁噪声和较高频率的“平带”噪声主导的区域之间的过渡。因此，必须将斩波频率fchop选择得高于拐角频率，因此在集成放大器之前引入的频移足以逃离集成放大器的闪烁噪声区域。提供频移的调制频率大于拐角频率，并且根据所示实施例，斩波频率fchop已经被选择处在从200Hz到2kHz的范围中。优选地，斩波频率fchop在400Hz至1kHz的范围中。当斩波频率fchop较高时，功耗将受到不利影响。
对于耳朵EEG应用，感测电极将拾取具有大约1μV幅度的生物电位信号Vin(t)。生物电位信号Vin(t)将在第一使用情况下具有在0和35Hz之间的基本频率范围中的频谱分布，这在图6a中示意性地示出。一旦利用混频器11中的斩波信号m(t)进行调制，生物电位信号Vin(t)将在频率上移位，使得其出现在例如1kHz的斩波频率附近，如在图6b中所示。集成放大器将在频谱中引入闪烁噪声，直到例如200Hz的拐角频率，而在拐角频率以上的频率范围(包括频移的生物电位信号)将仅受白色热噪声的影响。这在图6c中示出。
在混频器12中，利用斩波信号m(t)对集成放大器10的输出进行调制，其中生物电位信号再次返回到基本频率范围，同时放大器的闪烁噪声位于斩波频率周围。这在图6d中示出。在稍后的信号处理阶段进行适当的低通滤波将消除现在存在于围绕斩波频率的频率范围中的源于闪烁的噪声。
根据本发明的有源电极设计可以被设计成具有低输入参考噪声、高输入阻抗和低偏置电流、低输入参考偏移、低输出阻抗、高CMRR和PSRR以及低功耗。可以针对不同的应用优化有源电极的实际实施，例如可植入式神经探针阵列和基于织物的用途(干式接触电极)。
图3示意性地示出了根据本发明的一个实施例的采用有源电极设计的生物电位监视系统。多个电极布置在位于用户的头皮35上的网状物30中。在另一个实施例中，电极可以设置在耳塞上，并且数据可以从耳道收集并且在放置在耳朵后面的电池驱动的数据处理器中进行处理。电极31和32各自包括作为电容性感测电极的探针34和放置在电容感测电极附近但与之间隔开的有源屏蔽电极。由探针34拾取的输入信号被引导到相应的放大器10，优选地布置为单元增益放大器。闭环单元增益放大器10连接在感测电极和有源屏蔽电极之间。通过这种布置，有效地减小感测电极的寄生电容，从而提高灵敏度。
来自具有斩波调制的闭环单元增益放大器10的输出经由屏蔽电缆13(例如同轴电缆)馈送到基于控制电压而改变增益的可变增益放大器14，并且进一步馈送到将放大的VBio信号转换为数字表示以用于进一步处理的模拟数字转换器15。可变增益放大器14是差分放大器。在包含闭环单元增益放大器10的前端集成电路和包含可变增益放大器14和模拟数字转换器15的后端集成电路之间，屏蔽是优选的，但不是关键/必要的。
在下文中，提供了根据本发明的使用斩波器化缓冲器的有源电极的技术描述。图4示出了在有源电极概念中存在几个主要的寄生电容贡献者。屏蔽件44放置在所述电极43附近(并且基本上与所述电极43平行)，并且屏蔽件44与所述电极43电绝缘。在电极43和屏蔽件44之间有一个电绝缘体(未示出)。该布置将导致电极43和屏蔽件44之间的电容耦合。电极43经由输入焊盘43a连接到集成电路，并且可以观察到其间的电容性寄生耦合。屏蔽件44经由输入焊盘48a连接到封装集成电路的屏蔽件48，并且在这里同样将存在电容性寄生耦合。通过缓冲器的屏蔽，可以补偿在感测电极处的电极寄生电容40和由输入焊盘48a和43a之间的电容耦合引起的寄生电容41。
图4中所示的有源电极概念示出了放大器被实现为衬底(集成电路)上的MOSFET晶体管。放大器经由相应的接触焊盘46a和45a连接到电源46和接地45，并具有输出端子47。集成放大器的输出端子47连接到屏蔽件48，而接触焊盘45a和46a由此电隔离。屏蔽件48连接到集成放大器的输出端子47以有源驱动屏蔽件48的电位，由此提供电极43的有源屏蔽。一些电容难以补偿，因为不能应用对其底部节点的屏蔽。这对于输入焊盘49a和衬底之间的寄生电容42a、晶体管栅极和衬底之间的寄生电容——栅极到衬底电容42b、晶体管的栅极和源极之间的寄生电容——栅极到源极电容42c，以及晶体管的栅极和漏极之间的寄生电容——栅极到漏极电容42d很重要。在这些情况下，目的是设计电路，使得电容器的值尽可能小。
如图5所示，根据本发明的斩波器化缓冲器基于根据所示实施例的闭环单元增益放大器10来实现。闭环单元增益放大器10的输入晶体管对M1和M2的尺寸被最小化，以便减小输入寄生电容，并且从而获得高阻抗。由于采用了斩波调制，输入晶体管M1和M2的闪烁噪声是非主要噪声源。
通过使用由晶体管MN和电压源Vbattery形成的电流源50，保持恒定电流通过输入晶体管对M1和M2。根据一个实施例，电压源Vbattery可以是硬币单元电池类型，用于具有约1.2V额定电源电压的助听器。偏置Vbp被施加到MOSFET晶体管MN的栅极，控制从电压源Vbattery馈送到输入晶体管对M1和M2的源极的电流。
通过保持通过输入晶体管对M1和M2的恒定电流，并施加单位增益配置的负反馈，最小化到传感器输入的栅极-源极电容42c(图4)和栅极-衬底电容42b(图4)。
根据本发明的用于实现具有斩波调制的闭环单元增益放大器10的所示实施例采用三个斩波开关CHOP1、CHOP2和CHOP3。斩波开关CHOP1、CHOP2和CHOP3的大小针对速度和噪声进行优化，并且在该拓扑中，斩波开关CHOP2和CHOP3布置在闭环单元增益放大器10的内部。因此，通过使用固有差分节点，不需要额外的差分节点。此外，这不会限制具有斩波调制的闭环单元增益放大器10的带宽。
输入斩波开关CHOP1接收感测的生物电位信号Vin作为第一输入信号，以及经由反馈支路53接收来自闭环单元增益放大器10的输出信号Vout作为第二输入信号。斩波开关CHOP1工作在1kHz斩波频率。斩波信号以占空比50％在+1和-1之间交替。生物电位信号Vin具有低带宽(通常在0-40Hz之间)，但是斩波频率应在拐角fcorner(图2)以上。选择斩波频率太高会对整个电极组件的功耗造成不利影响。
输入晶体管对M1和M2的栅极接收来自输入斩波开关CHOP1的相应输出。来自电流源的恒定电流经由相应源极端子通过输入晶体管对M1和M2，并且输入晶体管对M1和M2的漏极连接到第二斩波开关CHOP2上的相应端子。
来自斩波开关CHOP2的两个输出连接到MOSFET晶体管对M3和M4的相应源极端子。晶体管对M3和M4形成作为场效应晶体管放大器拓扑的源极跟随器(公共漏极放大器)，通常用作电压缓冲器。
MOSFET晶体管M5、M6、M7、M8形成级联电流镜电路，本领域技术人员会认为它是运算放大器中的标准元件。级联电流镜电路是由跨导放大器和之后的电流缓冲器组成的两级放大器。第三斩波开关CHOP3布置在级联电流镜电路的两级之间。级联电流镜电路提高了输入输出隔离度，因为没有从输出到输入的直接耦合。
三个MOSFET晶体管MNC、M9和M10布置为额外的源极跟随器。三个MOSFET晶体管MNC、M9和M10连接到电压源Vbattery，并作为电平移位器工作，为形成源极跟随器的晶体管M3和M4提供较低的直流偏置。
图7示出了在图5中所示的斩波器化缓冲器拓扑中使用的斩波开关CHOP1、CHOP2和CHOP3的一个实施例。斩波开关具有一对输入端子80和一对输出端子81。斩波开关借助于屏蔽件82被块体(bulk)屏蔽，并且包括四个晶体管开关84、85、86和87——所有通过时钟信号Clk控制。对于晶体管开关85和87，经由相应的反相器88和89接收时钟信号Clk，由此当时钟信号为高时，晶体管开关84和86关闭，并且当时钟信号为低时，晶体管开关85和87关闭。反相器88和89是执行逻辑否定的NOT(非)门。因此，四个晶体管开关84、85、86和87确保一对输入端子80的第一端子交替地连接到一对输出端子81的输出的第一端子和第二端子。一对输入端子80的第二端子交替地连接到该对输出端子81的输出的第二端子和第一端子。
通过将块体或屏蔽件82连接到缓冲器输出90，所有晶体管开关84、85、86和87被屏蔽，以消除体效应和通过块体节点的额外电流。因此，当输入共模电压变化时，偏置电流不会显著变化。此外，斩波时钟被自举(bootstrap)以保持过驱动电压，并且从而晶体管开关84、85、86和87的“导通”电阻基本上恒定。以这种方式，电流噪声和热噪声对输入共模电压不敏感。自举电路83经由屏蔽件82生成时钟信号和输出缓冲器信号，并在输出上传送用于打开和关闭晶体管开关84、85、86和87的斩波器时钟信号Clk。自举电路83有意地意图改变输入阻抗。
如图10所示，噪声问题可分为两类：电压域噪声和电流域噪声。图10示出了如图5所示的斩波放大器输入处的过多噪声源。本领域技术人员将理解，由电流噪声引起的问题高度取决于源阻抗的值。由于皮肤电极阻抗相对较大，并且遭受到较大的变化，所以在干式接触采集模拟前端中，两种噪声都值得我们关注。
电压域噪声
图10示出了斩波放大器输入处的过多噪声源。Rsx表示皮肤电极电阻。由于来自这些MOSFET栅极的高电压增益，主电压噪声贡献器60包括输入晶体管对M1、M2以及级联电流镜电路中的最终晶体管对M7和M8。电压噪声可能表现为闪烁噪声和热噪声的结果，并且由于斩波调制，理论上从低频信号频带中消除了偏移和闪烁噪声。残留噪声的主要成分是MOSFET的热噪声Vnoise，并且可表示如下：
其中BW表示感兴趣的带宽，gmi表示MOSFET Mi的跨导，k是玻尔兹曼常数，T是组件的绝对温度。在0.5-100Hz之间的带宽内，当斩波频率被选择为1kHz时，集成噪声约为0.29μVrms；并且已优化主导MOSFET的跨导以便最小化热噪声。
从等式(1)可以看出，噪声电压Vnoise与晶体管跨导的平方根的倒数值成比例。已经发现，通过使用提供8μA的电流源50来操作闭环单元增益放大器10，8μA电流消耗和的噪声在系统的功率和噪声预算方面是可以接受的，这已经在图5中指出。
电流域噪声
偏置电流61在源阻抗上产生偏移。对于生物信号传感器放大器，偏置电流的主要来源包括ESD保护电路中的泄漏，输入MOSFET的栅极泄漏和双极结晶体管的基极电流，斩波活动以及PCB泄漏。主要贡献者包括ESD保护电路的泄漏和由周期性斩波活动引起的电流。
ESD保护电路的泄漏高度取决于ESD技术和电路特性。因此，它存在于所有放大器中，并且难以完全避免。周期性斩波活动引起通过斩波开关和开关电容器电阻的动态电流。根据定义，偏置电流是在输入节点处相对长的时间内的平均电流。对于CMOS斩波放大器，这种电流可能是相比其它电流源的主要偏置电流源。
已经观察到，具有低源阻抗(例如湿电极的)的放大器中的过量噪声通常可以被认为是可忽略的。然而，对于高源阻抗，例如干接触电极的几百千欧姆到几兆欧，如直流偏移和相应的输理出噪声的缺陷将被认为是有问题的。
通过应用适当的设计优化策略，所有开关可以有利地被屏蔽以消除体效应和通过块体节点的额外电流。因此，当输入共模电压变化时，偏置电流不会显著变化。此外，斩波时钟自举以保持过驱动电压，并且从而开关的“导通”电阻大约是恒定的。以这种方式，电流噪声和热噪声对输入共模电压的变化不敏感。
通过确保根据本发明的一个实施例的斩波器化缓冲器的良好优化，偏置电流相当低。斩波器开关由缓冲器自然屏蔽，并且在开关中的源极和漏极以及块体之间不存在显著电位差。因此，在斩波器中没有电流路径。已经观察到根据本发明的一个实施例的斩波器化缓冲器的电流噪声在约的水平。连接1MΩ电阻时，过多的噪声密度贡献将为
差分放大器的共模抑制比(CMRR)是相对于需要的差信号，装置对两个输入引线共同的不需要的输入信号的抑制。当存在干扰的共模输入，必须对差分信号进行放大时，需要高CMRR。电源抑制比(PSRR)定义为运算放大器中电源电压变化与其产生的等效(差分)输出电压的比值。输出电压将取决于反馈电路。已经发现斩波调制不仅降低噪声，而且也有助于改进CMRR和PSRR。
已经观察到没有斩波调制的放大器的共模抑制(CMR)为-73.3dB，并且利用斩波调制将CMR提高到-107.9dB，CMRR增强近35dB。此外，电源抑制(PSR)已经通过斩波调制从-48dB到-97.3dB得到改善，PSRR中的增强近49dB。对于低于100Hz的频带(需要的输入信号)，输出节点的电容负载为10pF已经被观察到。
根据本发明，提供一种用于有源电极设计中的新的斩波器化缓冲器。与常规和现有技术的设计相比，具有斩波器化缓冲器的有源电极具有几个吸引人的优点。由于单元增益配置，可以允许良好的屏蔽性能。因此，可以获得超高输入阻抗，并且从而可以实现输入阻抗网络的高CMRR。与使用缓冲器和斩波放大器的传统技术相比，由缓冲输出屏蔽的斩波调制利用了电压域和电流域精度，达到了很好的折衷。此外，由斩波调制导致的显著益处是两个缓冲通道之间的改进的CMRR和PSRR，这可能对增强抗周围干扰的抗噪声性是非常有用的。随后的差分放大器可以以额外的功率量为代价滤除伴随的斩波器尖峰和波纹。具有斩波器化缓冲器的有源电极非常适用于高质量的生物记录系统。
图8示出了基于两个根据本发明的有源电极的传感器系统的实施例。所示的传感器系统包括前端模块84，该前端模块84经由一组导线80连接到后端模块86。在所示实施例中，前端模块84包括具有如参考图1描述的斩波器化缓冲器的一对有源电极43。斩波器化缓冲器基于集成放大器10，具有等于1的增益Av，以及施加相同的斩波调制信号m(t)的两个混频器11和12。此外，斩波器化缓冲器的输出端子47连接到封装集成电路的屏蔽件48。优选地，有源电极以差分模式工作——这意味着其中一个电极用作参考。
后端模块86具有斩波器化的仪表放大器，其基于具有用于放大来自有源电极的生物电位信号的增益的集成放大器82以及施加相同斩波调制信号n(t)的两个混频器81和83。施加斩波调制信号n(t)以便避免放大集成放大器82中的闪烁噪声。
斩波器时钟信号n(t)优选地是在fch、3fch、5fch处包含奇次谐波的方波信号，并且由于斩波波纹的大部分能量位于第一谐波fch处，所以较高次谐波可以通过施加提供低通或带通滤波效果的斩波器尖峰滤波器(CSF)85来消除。斩波器尖峰滤波器85包括由开关和电容器提供的采样和保持电路，其中开关由采样脉冲驱动。斩波器尖峰滤波器85消除了由斩波开关引起的毛刺。从斩波器化的仪表放大器81-83的输出馈送但是具有相反极性的两个分支已经被包括以便生成全差分输出，其被馈送到可编程增益放大器(PGA)87和模拟数字转换器(ADC)88，信号从此处提供给未示出的微控制器进行处理。
斩波器化的仪表放大器82可以在一个实施例中设置在前端模块84中，并且由此包括在有源屏蔽件内。然后，将前端模块84连接到后端模块86的细线80的数量可以从四条减少到两条(屏蔽)电线。这些电线承载电源电压、接地、时钟和信号，并且在具体实施例中可以具有10mm的长度。
图9示出了根据本发明的一个方面的耳朵EEG装置115。可佩戴在被监视人的耳朵内的耳朵EEG装置115，例如用于检测低血糖，例如像本身已知的耳道内(ITC)助听器。此外，该装置将允许医疗保健人员一次远程监视或记录EEG数天。然后，医疗保健人员将被允许监视定期复发问题(如癫痫发作或微睡眠)的患者。耳朵EEG装置115将不会干扰正常的生活，因为耳朵EEG装置115具有声学通风口116，使得佩戴者将能够听到。在一段时间后，佩戴者忘记他佩戴耳朵EEG装置115。耳朵EEG装置115在其外表面上设有根据本发明的两个有源电极117。在耳朵EEG装置115的内部包含电子模块118。
形成耳朵EEG装置115以装配到佩戴者的外耳道111中，并且与鼓膜110一起在外耳道111中限定空腔，并且借助于延伸通过耳朵EEG装置115的整个长度的声学通风口116，打开该空腔。优选地，耳朵EEG装置115不延伸超出针刺112。
电子模块118在虚线框118中以放大视图示意性地示出。电子模块118包括基于用于为电子装置供电的标准助听器电池的电源120。设置在耳朵EEG装置115的表面上的两个电极117拾取电位，并经由作为电极前端和模拟数字转换器(ADC)操作的模块125将数据传送到数字信号处理器124。已经参考图8解释了电极前端和ADC模块125的细节。数字信号处理器124接收放大的数字化信号进行处理。根据一个实施例，数字信号处理器124通过监视脑波频率来分析拾取的EEG信号用于检测低血糖，并且如果脑波频率超过预定义的间隔，则这可以指示可能出现医疗紧急情况。低血糖是涉及血液中葡萄糖含量异常降低的医疗紧急情况。在检测到异常脑波活动时，数字信号处理器124将这些发现传达到装置操作控制器122。
装置操作控制器122负责若干操作，并具有包括麦克风和扬声器的音频前端模块123。使用麦克风，装置操作控制器122能够拾取音频样本并对当前声音环境进行分类。此外，装置操作控制器122可以访问来自内部时钟模块或来自可经由无线电模块121访问的个人通信装置(例如，智能电话)的实时时钟信息。个人通信装置和无线电模块121可以借助于短距离通信标准(诸如BluetoothTM低能耗标准)建立无线通信链路。装置操作控制器122根据实时时钟信息和声音环境分类来调节用于正常脑波活动的预定间隔。使用扬声器，装置操作控制器122能够警告耳朵EEG装置115的佩戴者：医疗紧急情况可能发生，并且必须采取预防措施。
到目前为止，电极的数量已被确定为以差分模式工作的一对有源电极。然而，两个或更多个有源电极可以用作感测电极，用于相对于用作公共参考电极的有源电极来测量电位差。电极将以单极引线模式工作。
如果为处理器提供增益以减轻佩戴者的听力损失，耳朵EEG装置115可以在另一实施例中用作助听器。耳朵EEG装置115可有利地集成到耳道内(ITC)助听器、耳道中(RIC)助听器或其它类型的助听器中。

Claims (15)

1.一种有源电极，包括：
-用于感测电位并生成输入信号的电极；
-位于所述电极附近的屏蔽件，并且所述屏蔽件与所述电极电绝缘；
-集成放大器，其具有连接到所述至少一个电极用于接收所述输入信号的输入，并且提供输出缓冲输出信号的缓冲路径；
-所述屏蔽件连接到所述集成放大器的所述输出以有源驱动所述屏蔽件的电位，由此提供所述电极的有源屏蔽；以及
-所述缓冲路径包括在所述集成放大器前面的第一混频器，用于将所述输入信号从基本频率范围频移到较高频率范围；以及在所述集成放大器的输出上的第二混频器，用于将放大的信号从所述较高频率范围频移回到所述基本频率范围。
2.根据权利要求1所述的有源电极，其中所述频移适于避免所述集成放大器的闪烁噪声区域。
3.根据权利要求1所述的有源电极，其中拐角频率限定低频闪烁噪声与较高频白噪声之间的过渡，以及其中提供所述频移的调制频率大于所述拐角频率。
4.根据权利要求3所述的有源电极，其中所述调制频率低于所述拐角频率的四倍。
5.一种用于感测电位差的传感器系统，包括：
-至少一组电极，其包括
o提供电位参考的参考电极；
o感测电极，其提供用于测量相对于所述参考电极的电位的测量点；以及
-差分放大器，其从所述感测电极和所述参考电极接收输入，并生成表示所述感测电极和所述参考电极之间的电位差的输出信号；
-其中所述至少一组电极的至少一个电极是有源电极，其包括：
o用于感测电位并生成输入信号的电极；
o放置在所述电极附近的屏蔽件，并且所述屏蔽件与所述电极电绝缘；
o集成放大器，其具有连接到所述至少一个电极用于接收所述输入信号的输入，并且提供输出缓冲输出信号的缓冲路径；
o所述屏蔽件连接到所述集成放大器的所述输出以有源驱动所述屏蔽件的电位，由此提供所述电极的有源屏蔽；以及
o所述缓冲路径包括在所述集成放大器前面的第一混频器，用于将所述输入信号从基本频率范围频移到较高的频率范围；以及在所述集成放大器的输出上的第二混频器，用于将放大的信号从所述较高频率范围频移回到所述基本频率范围。
6.根据权利要求5所述的传感器系统，其中所述至少一组电极是一对电极，两者均为有源电极。
7.根据权利要求5所述的传感器系统，其中所述至少一组电极作为多对有源电极提供。
8.根据权利要求5所述的传感器系统，其中多个感测电极相对于公共参考电极测量所述电位差。
9.根据权利要求8所述的传感器系统，其中所述多个感测电极是有源电极。
10.根据权利要求5所述的传感器系统，其中感测电极相对于其它电极的线性组合来测量所述电位差。
11.根据权利要求5所述的传感器系统，其中所述至少一组电极适于感测心电图信号即ECG信号或脑电图信号即EEG信号。
12.一种用于感测具有至少一组电极的传感器系统中的电位差的方法，所述至少一组电极包括提供电位参考的参考电极和提供用于测量相对于所述参考电极的电位的测量点的感测电极，其中所述方法包括：
-通过将屏蔽件放置在所述电极附近但与所述电极电绝缘来屏蔽电极；
-借助于感测电位的所述电极来生成输入信号；
-在集成放大器中放大从所述电极接收的所述输入信号，所述集成放大器提供输出缓冲输出信号的缓冲路径；
-将所述屏蔽件连接到所述集成放大器的所述输出以有源驱动所述屏蔽件的电位，由此提供所述电极的有源屏蔽；
-借助于放置在所述集成放大器前面的第一混频器将所述输入信号从基本频率范围频移到较高频率范围；以及
-借助于放置在所述集成放大器的输出上的第二混频器将放大的信号从所述较高频率范围频移回到所述基本频率范围。
13.根据权利要求12所述的方法，并且用于感测电位差的传感器系统中，所述传感器系统包括提供电位参考的参考电极以及提供用于测量相对于所述参考电极的电位的测量点的感测电极，并且所述参考电极和感测电极中的至少一个是有源电极，所述方法包括：
-在差分放大器中接收来自所述感测电极和所述参考电极的输入，以及
-在所述差分放大器中生成表示所述感测电极与所述参考电极之间的电位差的输出信号。
14.根据权利要求12所述的方法，其中所述集成放大器生成输出信号，其复制馈送到集成放大器的所述输入信号。
15.根据权利要求12所述的方法，其中借助于第一混频器的所述频移适于避免所述集成放大器的闪烁噪声区域。
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