CN107104662A - 用于运行金属氧化物半导体场效应晶体管的方法 - Google Patents

Abstract

提出一种用于运行金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET（54）的方法，其中MOSFET（54）以开关运行来运行，并且其中MOSFET（54）的通过S端子（源极）和D端子（漏极）来表征的区段从基本上不导通的状态（21）切换到基本上导通的状态（23）或相反地切换，并且其中馈送到MOSFET（54）的G端子（栅极）中的驱动电流（12）的值（12a；12b；12c）根据D端子和S端子之间的电压、即DS电压（14）来预先给定，并且其中驱动电流（12）根据DS电压（14）的时间变化在不同的值（12a；12b；12c）之间进行切换。在此所述值（12a；12b；12c）中的至少一个借助调节（43）来预先给定。

Description

用于运行金属氧化物半导体场效应晶体管的方法

技术领域

本发明涉及根据权利要求1的前序部分的方法以及根据并列专利权利要求的电路装置和计算机程序。

背景技术

该领域中的一个专利公开是WO 00/27032。

金属氧化物半导体场效应晶体管（英文：“metal-oxide-semiconductor field-effect-transistor”，MOSFET或MOS-FET）属于具有绝缘控制端子（英文：“gate”栅极）的场效应晶体管，也称为IGFET。虽然如今多晶硅作为栅极材料占主导，但是名称MOSFET保留。因此从历史上“MOSFET”作为同义词表示“IGFET”。此外，术语MOSFET可以包括多个具体的半导体结构，例如所谓的“VMOS”结构或“VMOS晶体管”（英文：“v-groove MOS-field-effect-transistor”，v形槽金属氧化物半导体场效应晶体管）。此外，在线性应用中，MOSFET特别是被用于开关应用，例如用于直流电压转换器并且用在半桥或全桥中以用于控制电动马达。

发明内容

本发明所基于的问题通过根据权利要求1的方法以及通过根据并列权利要求的电路装置和计算机程序来解决。有利的改进方案在从属权利要求中说明。此外，对于本发明重要的特征可在随后的说明书中并且在附图中找到，其中特征不仅可以单独地而且可以以不同的组合对于本发明重要，对此不做明确地再次提示。

本发明涉及一种用于运行金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET的方法，其中MOSFET以开关运行来运行，并且其中MOSFET的通过S端子（源极）和D端子（漏极）表示的区段从基本上不导通的状态被切换到基本上导通的状态或者相反地切换，并且其中被馈送到MOSFET的G端子（栅极）中的驱动电流的值根据D端子和S端子之间的电压（DS电压，英文：“drain-source-voltage，漏源电压”，“VDS”）来预先规定，并且其中驱动电流根据DS电压的时间变化在不同的值之间进行切换。在此，所述值中的至少一个借助调节来预先给定。借助该方法可以以特别定义的方式接通或切断MOSFET。术语“接通”在此意味着，控制MOSFET到基本上导通的状态中。相应地，术语“切断”意味着，控制MOSFET到基本上不导通的状态中。

例如MOSFET可以被实施为“VMOS晶体管”（英文：“v-groove MOS-field-effect-transistor，v形槽金属氧化物半导体场效应晶体管”）或“Trench FET”或“Trench-LDMOS”（英文：“lateral double-diffused MOSFET，横向双扩散MOSFET”）或者借助其他半导体工艺来实施。特别是更新的MOSFET能够相对快地开关。

本发明具有以下优点，即可以改进MOSFET的开关特性。这特别是涉及功率MOSFET。在此，可以改进电磁波的不期望的辐射（电磁兼容，“EMV”）和在开关过程中产生的开关损耗之间的折衷。例如不期望的辐射能够在大约100千赫兹和大约400千赫兹之间的宽的频率范围内特别强地突出。

在DS电压的关于现有技术基本上相同的陡度的情况下，必要时甚至可以借助所提出的方法缩小开关损耗。该陡度随后也被称为“边沿陡度”。特别是可以以相对大的比例并且基本上与器件公差无关地预先规定该陡度。此外，本方法需要相对少地附加的器件并且可以相对稳定地执行。特别是可以相对良好地遵守不期望的电磁波的辐射的预先规定的极限值。

根据本发明的方法的另一个优点是，分别预先规定馈送到MOSFET的G端子中的驱动电流。在此不需要确定和/或有针对性地改变在G端子和S端子之间施加的或要施加的电压，GS电压（英文：“gate-source-voltage，栅源电压”）。代替于此，确定DS电压并且将其用作切换驱动电流的指标。由此可以更简单并且更准确地执行根据本发明的方法。

此外，调节能够实现表征MOSFET的开关运行的参量的相对小的公差。在此，调节能够特别稳定地被确定大小。表征调节的带宽可以是相对小的。此外，针对调节所使用的数字逻辑器件不需要极其快速的开关时间。

此外可以的是，将调节和/或用于预先给定值的逻辑功能和/或用于产生驱动电流的驱动级布置在共同的集成电路、例如所谓的ASIC（英文：“application-specificintegrated circuit，专用集成电路”）中。

在方法的一种优选的设计方案中，同样将驱动电流的不同值依次针对相应的开关过程馈送到MOSFET的G端子中。在此，然而仅仅借助调节预先给定这些值中的一个，所述一个值在由所谓的“密勒效应”（参见更下面）表征的时间段期间被馈送到MOSFET中。对于开关过程的其余时间段，虽然单独预先给定驱动电流的值，然而其中所述值固定地并且因此与MOSFET的实际开关特性无关地被调节。优选地，相对大地安排这些值，使得开关过程的“静止时间”小地保持并且开关损耗被最小化。

在另一个设计方案中，DS电压的从时间变化确定的边沿陡度与额定值进行比较。边沿陡度表征在相应的开关过程期间的DS电压的上升速度或下降速度。通过与额定值的比较可以特别简单地分析边沿陡度，特别是用于上述的调节。

在另一个设计方案中，调节根据时间差进行，其中时间差通过离开基本上不导通的状态并且到达基本上导通的状态来表征或者通过离开基本上导通的状态并且到达基本上不导通的状态来表征。相应状态的上述离开或到达例如可以通过测量DS电压或测量流经D端子或S端子的电流来确定。由此为调节提出特别简单的标准，该标准可以不明确确定边沿陡度。

在另一个设计方案中，驱动电流根据DS电压的当前时间变化在不同的值之间进行切换。术语“当前时间变化”在此意味着，DS电压的时间变化在MOSFET的每个开关过程中被确定并且在相同的开关过程中被用作切换驱动电流的标准。由此能够在时间上特别准确地切换驱动电流。

在方法的另一个设计方案中，第一调节被设置用于MOSFET从基本上不导通的状态切换到基本上导通的状态，并且第二调节被设置用于MOSFET从基本上导通的状态切换到基本上不导通的状态。由此能够通过驱动电流的分别不同的值来考虑MOSFET针对接通或切断的可能不同的开关特性，由此改进开关过程。在一种简化的替代方案中，仅仅使用唯一的调节，例如仅仅用于接通MOSFET，其中对于MOSFET的接通或切断分别预先给定相同的驱动电流。

在方法的一种设计方案中，如果MOSFET应该切换到基本上导通的状态，但是基本上还未导通，则预先给定用于MOSFET的第一状态的驱动电流的第一值，并且如果MOSFET处于基本上不导通和基本上导通的状态之间的过渡状态，则预先给定用于MOSFET的第二状态的驱动电流的第二值，并且如果MOSFET基本上导通，则预先给定用于MOSFET的第三状态的驱动电流的第三值。通过所述方法步骤引起MOSFET的有利接通。

在第一状态中，MOSFET基本上在还未导通的状态中。在此，G端子和S端子之间的电压、即GS电压（也称为“VGS”）小于所谓的“平台电压”，对应于所谓的“密勒平台”。在此，要馈送到G端子中的驱动电流基本上给MOSFET的栅源电容充电。第一状态同时表征开关过程的所谓的“静止时间”。在此，GS电压虽然上升，但是DS电压（也称为“VDS”）基本上是恒定的并且例如对应于MOSFET的运行电压。

在第二状态中，GS电压基本上具有上述的平台电压。该平台电压在此通过栅源电容的效应或通过所谓的“密勒效应”来表征。在此，DS电压已经在所期望的开关方向上变化，但是馈送到G端子中的驱动电流的主要部分暂时被需要用于给栅漏电容再充电。该驱动电流的值借助上述的调节被预先给定。

在第三状态中，DS电压基本上已经到达其终值并且MOSFET相应地基本上在导通状态中。因为栅漏电容在此基本上被再充电，所以GS电压随后能够上升超过平台电压。在此，D端子和S端子之间所定义的导通电阻（“RDSon”）变得相对小，其中MOSFET中的电损耗相应地变得更小。

此外，对于MOSFET的接通可以规定，如果DS电压比第一状态中的DS电压小第一阈值，则进行从驱动电流的第一值到第二值的切换，并且如果DS电压小于第三状态中的DS电压加上第二阈值的和，则进行从驱动电流的第二值到第三值的切换。由此可以有利地根据以下DS电压的时间变化进行切换，该DS电压在开关过程中具有相对大的变化并且因此能够相对简单并且准确地确定。特别是在此不需要确定GS电压。

例如第一阈值被安排成，使得在接通MOSFET时DS电压关于在第一状态中存在的值大大地改变，使得该改变大于可能的公差和/或干扰信号，并且因此从DS电压的改变能够足够可靠地推断出开始的接通过程。可以以可比较的方式安排第二阈值。

在方法的一种设计方案中，如果MOSFET应该切换到基本上不导通的状态，但是基本上还导通，则预先给定用于MOSFET的第一状态的驱动电流的第一值，并且如果MOSFET处于基本上导通和基本上不导通的状态之间的过渡状态，则预先给定用于MOSFET的第二状态的驱动电流的第二值，并且如果MOSFET基本上不导通，则预先给定用于MOSFET的第三状态的驱动电流的第三值。通过所述方法步骤引起MOSFET的有利切断。

在切断MOSFET时经历过的第一、第二和第三状态能够至少差不多与接通的更上面描述的第一、第二和第三状态比较，其中然而顺序是相反的或者名称“第一状态”和“第三状态”被互换。

此外，对于MOSFET的切断可以规定，如果DS电压比第一状态中的DS电压大第一阈值，则进行从驱动电流的第一值到第二值的切换，并且如果DS电压大于第三状态中的DS电压与第二阈值的差，则进行从驱动电流的第二值到第三值的切换。在此得出与更上面针对MOSFET的接通所描述的可比较的优点。

针对MOSFET的切断，可以以与更上面针对MOSFET的接通所描述的可比较的方式进行第一和第二阈值的安排。

优选地，MOSFET的驱动电流借助被实施为可控的或至少被实施为可调节的电流源的驱动级来产生。驱动级被构造用于分别将充电电流馈送到G端子中（接通MOSFET）或从G端子抽取放电电流（切断MOSFET）。驱动电流的相应的符号能够除了与开关过程的方向有关之外也与MOSFET的掺杂或极性有关。上述电流源可以包括多个单独的电流源。在三个上述状态之间的切换可以借助逻辑（“流程控制”）来实现。该流程控制的具体实现可以借助分立器件和/或借助计算机程序来实现。

此外可以规定，预先给定DS电压的第一比较值并且确定所属的第一时间点，并且预先给定DS电压的第二比较值和确定所属的第二时间点，并且从DS电压的第一和第二比较值和所属的第一和第二时间点确定DS电压的边沿陡度。因此可以以简单并且同时精确的方式确定表征开关过程的标准。

在方法的一种设计方案中，第一比较值对应于借助更上面描述的第一阈值产生的电势并且第二比较值对应于借助更上面描述的第二阈值产生的电势。

优选地，在此DS电压的边沿陡度是用于调节的调节参量，并且驱动电流的第二值是用于调节的调节参量。由此能够实现特别稳定的调节。替代于此，DS电压的边沿陡度是用于调节的调节参量，并且驱动电流的第二值与预调节值之间的差值是用于调节的调节参量。该替代方案被称为“预调节”或也被称为“干扰参量接入”并且可以进一步简化和改进调节。

在方法的一种设计方案中，上述第一和/或第二阈值根据DS电压的所确定的边沿陡度借助调节来预先给定，DS电压分别相对于所述第一和/或第二阈值进行比较，以便将所馈送的驱动电流在不同值之间进行切换。方法的该设计方案可以替代于或补充于驱动电流的第二值的所述调节来进行。

此外可以规定，驱动电流的值是数字参量和/或借助数字方法来确定。这可以针对驱动电流的第一和/或第二和/或第三值来进行。因此可以进一步改进方法的精度。

在方法的一种设计方案中，调节的时间常数大于MOSFET的两个开关过程之间的平均的时间间隔。由此得出特别鲁棒并且稳定的调节，其中调节的动态性是相对小的，由此改进运行。特别是驱动电流的借助调节预先给定的第二值在MOSFET的单独的相应开关过程期间基本上是恒定的。只要这在MOSFET的运行中是必需的，调节然而就可以从开关过程到开关过程（相应缓慢地）跟踪驱动电流的第二值。因此得出相对简单的实现，其中调节仅仅具有相对小的带宽。此外，该方法不需要极其快速的模拟或数字组件。

此外，本发明涉及一种用于至少一个电磁执行器的电路装置，该电磁执行器特别是用于内燃机的燃料喷射系统。在此，电路装置具有至少一个用于将消耗器、特别是电磁执行器的磁线圈接通到运行电压上的MOSFET。此外，电路装置具有用于以上述设计方案中的至少一个执行根据本发明的方法的机构。根据本发明的原理也可以完全普通地用于改进MOSFET的开关运行并且不必然限制于电磁执行器或电感负载的开关。

在一种设计方案中，电路装置用于借助开关过程控制一个或多个其余的耗电器。其余的耗电器本身可以是任意的执行器、磁线圈、变压器、欧姆或电抗性负载和类似的。这在应用于机动车的情况下是特别有利的。得出与上述可比较的优点。

此外，本发明涉及一种计算机程序，该计算机程序被构造用于以上述设计方案中的至少一个执行该方法。得出与上述可比较的优点。

此外，本发明涉及一种用于运行具有绝缘栅电极的双极型晶体管IGBT（英文：“insulated gate bipolar transistor，绝缘栅双极型晶体管”）的方法，其中IGBT以开关运行来运行，并且其中IGBT的通过E端子（发射极）和C端子（集电极）表征的区段从基本上不导通的状态切换到基本上导通的状态或者相反地切换，并且其中馈送到IGBT的G端子（栅极）中的驱动电流的值根据C端子和E端子之间的电压、即CE电压（英文：“collector-emitter-voltage，集电极发射极电压”）来预先给定，并且其中驱动电流根据CE电压的时间变化在不同值之间进行切换。在此，所述值中的至少一个借助调节来预先给定。借助所述方法能够以特别定义的方式接通或切断IGBT。

用于运行MOSFET的方法的更上面描述的设计方案特别是也能够适当地应用于IGBT。

附图说明

随后参考附图解释本发明的示例性的实施方式。其中：

图1示出具有MOSFET的栅电压、栅电流和DS电压的时间变化的图；

图2示出具有针对接通过程的MOSFET的DS电压的第一时间图；

图3示出具有针对接通过程的MOSFET的DS电压的第二时间图；

图4示出具有两个比较器和两个阈值的原理电路图；

图5示出用于确定MOSFET的驱动电流的第二值的调节回路的框图；

图6示出具有图5的调节回路的块的细节结构的框图；

图7示出MOSFET的驱动电流的通过调节回路确定的第二值的时间图；以及

图8示出用于运行MOSFET的方法的流程图。

对于所有图中的功能等价的元件和参量即使在不同的实施方式中也使用相同的附图标记。

具体实施方式

图1示出在MOSFET 54（也参见图5）的接通过程期间具有在图1中未示出的金属氧化物半导体场效应晶体管（“MOSFET”）的在G端子（英文：“gate，栅极”）和S端子（英文：“source，源极”）之间产生的电压、即GS电压10的原理时间图。在此，针对相对大的开关功率来安排MOSFET 54，例如用于控制内燃机的喷射阀门的磁线圈。

此外，在图1的时间图中示出MOSFET 54的馈送到G端子中的驱动电流12以及在D端子（英文：“drain，漏极”）和S端子之间产生的电压、即DS电压14。相应GS电压10或DS电压14或驱动电流12的符号可以与MOSFET 54的相应类型和/或相应运行方式相关并且因此在图1中仅仅示例性地示出。

例如DS电压14是正的并且因此D端子的电势关于地电势是正的。

在图1中示出的坐标系中，（水平的）横坐标对应于时间t，并且（垂直的）纵坐标分别对应于电压或电流。示出的有时间点零（图1中的左侧）和时间点16（图1中的右侧），在时间点零处开始接通过程，在时间点16处接通过程基本上结束。

根据图1的接通过程通过MOSFET 54的三个在时间上紧密依次跟随的状态21、22和23来表征：第一状态21，其中GS电压10单调上升并且DS电压14基本上（还）是恒定的；第二状态22，其中GS电压10基本上是恒定的并且DS电压14单调变小；第三状态23，其中GS电压10（又）单调上升并且DS电压14基本上是恒定的并且因此接近终值28（参见图3）。

图1因此表征一种用于运行金属氧化物半导体场效应晶体管，MOSFET 54（参见图5）的方法，其中MOSFET 54以开关运行来运行，并且其中MOSFET 54的通过S端子和D端子表征的区段从基本上不导通的状态21切换到基本上导通的状态23或相反地切换。在此，馈送到MOSFET 54的G端子中的驱动电流12的值根据DS电压14预先给定。在此，根据方法，驱动电流12根据DS电压14的时间变化在不同的值12a、12b、12c之间进行切换，其中所述值12a、12b、12c中的至少一个借助调节43如更下面还要详细解释的那样被预先给定。

在此，驱动电流12根据DS电压14的当前时间变化在不同的值12a、12b、12c之间进行切换。术语“当前时间变化”在此意味着，DS电压14的时间变化在MOSFET 54的每个开关过程中被确定并且在相同的开关过程中用作切换驱动电流12的标准。

术语“接通”在此意味着，控制MOSFET 54到基本上导通的状态23中。相应地，术语“切断”意味着，控制MOSFET 54到基本上不导通的状态21中。

为了接通MOSFET 54，如果MOSFET 54应该切换到基本上导通23的状态，但是基本上还未导通，则预先给定用于MOSFET 54的第一状态21的驱动电流12的第一值12a，并且如果MOSFET 54处于基本上不导通的状态21和基本上导通的状态23之间的过渡状态，则预先给定用于MOSFET 54的第二状态22的驱动电流12的第二值12b，并且如果MOSFET 54基本上导通，则预先给定用于MOSFET 54的第三状态23的驱动电流12的第三值12c。

图2示出另一个时间图，其中在此DS电压14的时间变化在MOSFET 54的接通过程中示出。为了更好的理解，横坐标示例性地仅利用0.2μs（微秒）和1.2μs之间的值来刻度，以及纵坐标示例性地仅利用0V（伏特）和15V之间的值来刻度。

在图2中示出MOSFET 54在不应用根据本发明的方法时例如在基本上恒定的驱动电流12的情况下所得出的接通过程。看得出，接通过程相对快速、在此例如在0.1μs之内结束。然而，在此能够以不再允许的强度产生并且辐射不期望的电磁波。

图3示出与图2相似的另一时间图，其中然而根据方法预先规定至少在MOSFET 54的状态22中的驱动电流12。对此在图1中对照三个状态21、22和23以及驱动电流12的所属的值12a、12b和12c。此外，在图3中画出第一阈值24a和第二阈值24b，所述第一阈值24a和第二阈值24b分别涉及DS电压14的起始值26或终值28。

根据方法规定，如果DS电压14的值比第一状态21中的DS电压14的值（相较于起始值26）小第一阈值24a，则进行从驱动电流12的第一值12a到第二值12b的切换，并且如果DS电压14的值小于第三状态23中的DS电压14（相较于终值28）加上第二阈值24b的和，则进行从驱动电流12的第二值12b到第三值12c的切换。

此外在图3中可见，预先给定DS电压14的第一比较值14a和确定所属的第一时间点t1，并且预先给定DS电压14的第二比较值14b和确定所属的第二时间点t2，并且从DS电压14的第一和第二比较值14a和14b以及所属的第一和第二时间点t1和t2确定DS电压14的边沿陡度15。边沿陡度15因此从DS电压14的时间变化来确定并且在此通过DS电压14的第一和第二比较值14a和14b的差（分子）与所属的第一和第二时间点t1和t2的差（分母）的商来表征。

根据方法，同样可以以与图1至3可比较的方式进行MOSFET 54的切断，其中MOSFET54因此从基本上导通的状态23切换到基本上不导通的状态21。对此，可以适当地（即通常以相反的时间方向和顺序）应用图1至3以及上面的描述。

图4示例性地示出原理电路图作为用于在三个状态21、22和23之间进行切换的逻辑（“流程控制”）的部分。图4的电路图在附图中的左侧区域中包括第一比较器30（比较装置）和第二比较器32。第一比较器30的非反相的端子通过块34与跟起始值26可比较的电压36连接，例如与运行电压或电池电压的电势连接。块34将电压36减小第一阈值24a。

在一种优选的实施方式中，第一阈值24a固定地预先给定并且具有大约100毫伏特至大约1.5伏特的值。相应的适用于第二阈值24b。第一阈值24a在此可以与第二阈值24b不同地安排。

在一种优选的实施方式中，在图4中示出的电路附加地用于确定边沿陡度15。对此，因此仅仅使用共同的阈值24a和共同的阈值24b。在图4中示出的电路因此也是更下面在图5中示出的块56的元件。在一种替代于此的实施方式中，利用分别根据图4的框图的单独的电路，一方面在三个状态21、22和23之间进行切换，并且另一方面确定边沿陡度15。在该替代方案中可以使用分别分离的阈值24a和分别分离的阈值24b。

此外，第二比较器32的反相端子通过块38与跟终值28可比较的电压40连接，例如与运行电压或电池电压的地电势连接。块38将电压40提高了第二阈值24b。此外，第一比较器30的反相端子和第二比较器32的非反相端子共同与D端子的电势或与相应的电压42（“VD”）连接。电压42因此也表征DS电压14。

比较器30和32的输出端30a和32a（图4中的最左侧）可以间接或直接地被用于在状态21、22和23之间的切换。在第一状态21中，输出端30a具有（数字）值“0”，并且输出端32a具有值“1”。在第二状态22中，输出端30a具有值“1”，并且输出端32a同样具有值“1”。在第三状态23中，输出端30a具有值“1”，并且输出端32a具有值“0”。所述说明涉及MOSFET 54的如在图1至3中示出的接通过程。

图5示出调节回路的框图，其中驱动电流12的第二值12b借助调节43来确定。在图5的上面区段中从左向右连续布置：减法器44，该减法器将边沿陡度15的额定值46与当前边沿陡度15比较；调节器48，其细节上在更下面在图6中还要详细解释；和驱动级50，其（物理上）产生驱动电流12。在此，驱动级50的运行参考驱动电流12的值12a、12b和12c以及参考时间点t1和t2来控制。后者在图5中通过控制信号52来象征性示出。

此外，在图5中右上侧，MOSFET 54通过块符号来表征，其中MOSFET 54构成调节43的调节段。在此，在MOSFET 54上存在DS电压14。块56检测DS电压14并且由此在使用时间点t1和t2的情况下确定当前的边沿陡度15，该边沿陡度当前是数字参量。此外，电压36（参见图4）被输送给块56作为输入参量。当前的边沿陡度15被输送给减法器44，由此调节回路即是闭合的。在减法器44的输出端上相应地存在调节偏差62（也称为“E（z）”）。

在此，DS电压14的边沿陡度15是调节43的调节参量58，其中驱动电流12的第二值12b是调节43的调节参量60。第二值12b或调节参量60在此通过调节器48的输出信号来表征。

在一种替代的实施方式中，DS电压14的边沿陡度15（同样）是调节43的调节参量58，其中驱动电流12的第二值12b和预调节值74（参见图6）之间的差值是调节43的调节参量60。这被称为“预调节”或也被称为“干扰参量接入”并且可以进一步改进调节43。

预调节用于小地保持调节43的可能的干扰参量的影响。这样的干扰参量在此特别可以是（与运行电压或电池电压可比较的）电压36（参见图4）和/或流经D端子的电流（“漏极电流”）。由于预调节，调节器48仅仅需要调整相对小的由调节段（MOSFET 54）决定的偏差。调节器48的动态范围是相应小的，因为电压36（电池电压）之后可以用作预调节值74。

在一种未示出的实施方式中，调节43根据时间差进行，其中该时间差通过离开基本上不导通的状态21并且到达基本上导通的状态23来表征或者通过离开基本上导通的状态23并且到达基本上不导通的状态21来表征。

在调节43的一种实施方式中，驱动电流12的值12a、12b或12c是数字参量和/或借助数字方法来确定。

调节43基于以下原理，即从控制到控制，驱动电流12的第二值12b分别提高或减小可预先给定的步宽。该步宽例如对应于驱动电流12的当前数字的第二值12b的最低位的比特（“LSB”）。因此得出调节43的与从典型的积分调节器（“I调节器”）而已知的至少相似的性能。

图6以稍微更详细的图示出调节器48。在图6的上面区段中，从左向右连续布置：比较器64，该比较器在其输入端上具有磁滞现象并且在其输出端上产生两个可能的数字值（例如+1和-1）之一。在此，如果调节偏差62比通过磁滞现象表征的第一参考值更正（或更大），则采用数字值+1。相应地，如果调节偏差62比通过磁滞现象表征的第二参考值更负（或更小），则采用数字值-1。

在随后的块66中，根据上述的数字值视情况而定地将表征驱动电流12的第二值12b的数字参量提高或减小最低位的比特（“LSB”）。也即，如果当前边沿陡度15小于边沿陡度15的额定值46，则将驱动电流12的第二值12b提高LSB。相应地，如果当前边沿陡度15大于边沿陡度15的额定值46，则将驱动电流12的第二值12b减小LSB。

该算法在图6中通过上述数字参量的当前值的返回和延迟（“z-1”）来示出。对此参见块68和第一加法器70。第二加法器72（在图6中最右侧）能够实现，将预调节值74加成驱动电流12的第二值12b，或构成上述的差。

由于比较器64的磁滞现象，可以防止LSB的仅仅随机决定的改变（“翻转”，“振动”）。通过调节参量60逐级地变化仅仅+/-1 LSB，调节43具有相对高的稳定性。调节43或调节器48的优选线性的传输特性附加地防止调节回路的可能的振动倾向。相应地，所需要的动态性是相对小的。此外，在（可选地）使用更上面描述的预调节的情况下，所得出的动态性附加地被限制到最小。

图7示例性地示出MOSFET 54的驱动电流12的通过调节43确定的第二值12b的调节特性。在所示出的坐标系的横坐标上示例性地以毫秒说明时间t。高的第二值12b表征在图7中示出的时间段的开始时MOSFET 54的相对高的边沿陡度15。

看得出，时间上随后借助调节43确定驱动电流12的第二值12b并且相应地边沿陡度15一直逐级变小，直至当前的边沿陡度15对应于额定值46。特别是可以看出，调节43的时间常数大于MOSFET 54的两个开关过程之间的平均的时间间隔，所述开关过程例如用于控制内燃机的燃料喷射阀门的电磁执行器的磁线圈或针对类似经常的开关过程。

调节43的具体的实现和/或为了产生控制信号52（参见图5）和/或为了在状态21、22和23之间进行切换所需的流程控制的具体的实现可以分别至少部分地借助分立器件（“电路装置”）或集成电路（“ASIC”，英文：“专用集成电路”）和/或计算机支持地借助计算机程序来实现。

借助图1至8描述的调节43是所谓的“预测调节”。预测调节43确定MOSFET 54的相应开关过程的调节参量（即特别是边沿陡度15）并且针对随后的开关过程连续地调整调节参量60（即驱动电流12的第二值12b）。因此涉及从周期到周期的预测调节43。

图8示出用于运行MOSFET 54的方法的流程图。在开始块100中，在图8中示出的程序开始。在随后的块102中，当前边沿陡度15被确定并且与额定值46进行比较。在随后的块104中，借助所得出的调节偏差62适当地（即具有缩小调节偏差62的目的）改变驱动电流12的第二值12b。这优选地如上所述地借助积分调节器（I调节器）来实现。在方法的其他可能的实施方式中，这借助P调节器、PI调节器或PID调节器来实现，其中“P”表示“比例”并且“D”表示“微分”，依据已知的典型的调节器结构。此后，程序分支又回到块102的起始等等。

在方法的一种实施方式中，第一调节43被设置用于MOSFET 54从基本上不导通的状态21切换到基本上导通的状态23，并且（在原理上同样的）第二调节43被设置用于MOSFET54从基本上导通的状态23切换到基本上不导通的状态21。由此能够特别考虑MOSFET 54针对接通或切断的可能不同的开关特性。然而同样可以的是，仅仅使用唯一的调节43，例如仅仅用于接通MOSFET 54，其中对于MOSFET 54的接通或切断分别预先给定驱动电流12的相同的值12a、12b、12c。

该方法在所描述的实施方式中能够有利地用于以下电路装置（未示出），该电路装置用于运行至少一个特别是用于内燃机的燃料喷射系统的电磁执行器。在此，电路装置具有至少一个用于将电磁执行器的磁线圈接通到运行电压上的MOSFET 54。此外，电路装置具有用于执行根据本发明的方法的机构。所述机构例如可以包括计算机程序。

用于运行MOSFET 54的方法的更上面描述的实施方式根据本发明也可以应用于用于运行具有绝缘栅电极的双极型晶体管，IGBT 54（英文：“绝缘栅双极型晶体管”）的方法，其中IGBT 54以开关运行来运行，并且其中IGBT 54的通过E端子（发射极，对应于MOSFET 54的S端子、即源极）和C端子（集电极，对应于MOSFET 54的D端子、即漏极）表征的区段从基本上不导通的状态21切换到基本上导通的状态23或者相反地切换，并且其中馈送到IGBT 54的G端子（栅极）中的驱动电流12的值12a、12b、12c根据C端子和E端子之间的电压、即CE电压14（英文：“collector-emitter-voltage，集电极发射极电压”）来预先给定，并且其中驱动电流12根据CE电压14的时间变化在不同值12a、12b、12c之间进行切换。在此，所述值12a、12b、12c中的至少一个借助调节43来预先给定。

Claims (17)

1.用于运行金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET（54）的方法，其中MOSFET（54）以开关运行来运行，并且其中MOSFET（54）的通过S端子（源极）和D端子（漏极）来表征的区段从基本上不导通的状态（21）切换到基本上导通的状态（23）或相反地切换，并且其中馈送到MOSFET（54）的G端子、即栅极中的驱动电流（12）的值（12a；12b；12c）根据D端子和S端子之间的电压、即DS电压（14）来预先给定，并且其中驱动电流（12）的值根据DS电压（14）的时间变化在不同的值（12a；12b；12c）之间进行切换，其特征在于，所述值（12a；12b；12c）中的至少一个借助调节（43）来预先给定。

2.根据权利要求1所述的方法，其中DS电压（14）的从时间变化确定的边沿陡度（15）与额定值（46）进行比较。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其中调节（43）根据时间差来进行，并且其中所述时间差通过离开基本上不导通的状态（21）并且到达基本上导通的状态（23）来表征，或者通过离开基本上导通的状态（23）并且到达基本上不导通的状态（21）来表征。

4.根据上述权利要求中至少一个所述的方法，其中驱动电流（12）根据DS电压（14）的当前时间变化在不同的值（12a；12b；12c）之间进行切换。

5.根据上述权利要求中至少一个所述的方法，其中第一调节（43）被设置用于MOSFET（54）从基本上不导通的状态（21）切换到基本上导通的状态（23），并且其中第二调节（43）被设置用于MOSFET（54）从基本上导通的状态（23）切换到基本上不导通的状态（21）。

6.根据上述权利要求中至少一个所述的方法，其中如果MOSFET（54）应该切换到基本上导通的状态（23），但是基本上还未导通，则预先给定用于MOSFET（54）的第一状态（21）的驱动电流（12）的第一值（12a），并且其中如果MOSFET（54）处于基本上不导通的状态（21）和基本上导通的状态（23）之间的过渡状态，则预先给定用于MOSFET（54）的第二状态（22）的驱动电流（12）的第二值（12b），并且其中如果MOSFET（54）基本上导通，则预先给定用于MOSFET（54）的第三状态（23）的驱动电流（12）的第三值（12c）。

7.根据权利要求6所述的方法，其中如果DS电压（14）比第一状态（21）中的DS电压（14）小第一阈值（24a），则进行从驱动电流（12）的第一值（12a）到第二值（12b）的切换，并且其中如果DS电压（14）小于第三状态（23）中的DS电压（14）加上第二阈值（24b）的和，则进行从驱动电流（12）的第二值（12b）到第三值（12c）的切换。

8.根据上述权利要求中至少一个所述的方法，其中如果MOSFET（54）应该切换到基本上不导通的状态（21），但是基本上还导通，则预先给定用于MOSFET（54）的第一状态（23）的驱动电流（12）的第一值（12c），并且其中如果MOSFET（54）处于基本上导通的状态（23）和基本上不导通的状态（21）之间的过渡状态，则预先给定用于MOSFET（54）的第二状态（22）的驱动电流（12）的第二值（12b），并且其中如果MOSFET（54）基本上不导通，则预先给定用于MOSFET（54）的第三状态（21）的驱动电流（12）的第三值（12a）。

9.根据权利要求8所述的方法，其中如果DS电压（14）比第一状态（23）中的DS电压（14）大第一阈值（24b），则进行从驱动电流（12）的第一值（12c）到第二值（12b）的切换，并且其中如果DS电压（14）大于第三状态（21）中的DS电压（14）与第二阈值（24a）的差，则进行从驱动电流（12）的第二值（12b）到第三值（12a）的切换。

10.根据权利要求2至9中至少一个所述的方法，其中预先给定DS电压（14）的第一比较值（14a）和确定所属的第一时间点（t1），并且其中预先给定DS电压（14）的第二比较值（14b）和确定所属的第二时间点（t2），并且其中从DS电压（14）的第一和第二比较值（14a，14b）和所属的第一和第二时间点（t1，t2）确定DS电压（14）的边沿陡度（15）。

11.根据权利要求10所述的方法，其中DS电压（14）的边沿陡度（15）是用于调节（43）的调节参量（58），并且其中驱动电流（12）的第二值（12b）是用于调节（43）的调节参量（60）。

12.根据权利要求10所述的方法，其中DS电压（14）的边沿陡度（15）是用于调节（43）的调节参量（58），并且其中驱动电流（12）的第二值（12b）与预调节值（74）之间的差值是用于调节（43）的调节参量（60）。

13.根据上述权利要求中至少一个所述的方法，其中驱动电流（12）的值（12a；12b；12c）是数字参量和/或借助数字方法来确定。

14.根据上述权利要求中至少一个所述的方法，其中调节（43）的时间常数大于MOSFET（54）的两个开关过程之间的平均的时间间隔。

15.用于运行具有绝缘栅电极的双极型晶体管、即IGBT（54）的方法，其中IGBT（ 54）以开关运行来运行，并且其中IGBT（54）的通过E端子（发射极）和C端子（集电极）表征的区段从基本上不导通的状态（21）切换到基本上导通的状态（23）或者相反地切换，并且其中馈送到IGBT（54）的G端子（栅极）中的驱动电流（12）的值（12a；12b；12c）根据C端子和E端子之间的电压、即CE电压（14）来预先给定，并且其中驱动电流（12）根据CE电压（14）的时间变化在不同值（12a；12b；12c）之间进行切换，其特征在于，所述值（12a；12b；12c）中的至少一个借助调节（43）来预先给定。

16.用于运行至少一个电磁执行器的电路装置，所述执行器特别是用于内燃机的燃料喷射系统，其特征在于，所述电路装置具有至少一个用于将消耗器、特别是电磁执行器的磁线圈接通到运行电压上的MOSFET（54）和/或IGBT（54），并且所述电路装置具有用于执行根据上述权利要求1至15中至少一个的方法的机构。

17.一种计算机程序，其特征在于，所述计算机程序被构造用于执行根据权利要求1至15中至少一个的方法。