CN107093972B - 使用两相交流电驱动马达的方法与发电的方法 - Google Patents

使用两相交流电驱动马达的方法与发电的方法 Download PDF

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Abstract

一种使用两相交流电驱动马达的方法，马达具有转子、定子及至少两组定子线圈，该至少两组定子线圈通电后定子产生多个定子磁极，且定子磁极间夹角小于90度。马达的交流驱动方法包括：以该两相交流电流分别驱动该两组定子线圈，以产生两组磁场且合成一组总合磁场以驱动转子。其中，总合磁场实质上无涟波，且总合磁场的旋转角或移动量的变化量与两相交流电流的相位角的变化量成等比率关系。各相交流电流的一个周期包含正半周与负半周，正半周包含类三角形或曲边三角形的正电流波形，负半周包含类三角形或曲边三角形的负电流波形。

Description

使用两相交流电驱动马达的方法与发电的方法
技术领域
本发明涉及一种马达的驱动方法与发电的方法，特别是涉及一种使用两相交流电流驱动马达的方法与发电的方法。
背景技术
现今的马达多是利用多相电流来驱动马达的定子线圈，在马达内产生旋转磁场，以驱动转子旋转。根据马达的种类与需求的不同，多相电流驱动分为方波驱动及正弦波驱动两种，无刷直流马达(BLDCM)多使用方波驱动，永磁同步马达(PMSM)或交流感应马达(ACIM)多使用正弦波驱动。方波驱动(电流或为梯形波)具有较大的磁场涟波，其优点是电路简单；正弦波驱动则具有较低的磁场涟波、转动较平顺及低噪音的优点，多使用于要求较高的场合。
以三相正弦波电流驱动的六定子磁极的永磁同步马达为例，通常是以三个相位相差120度的正弦波电流驱动马达内的三组线圈，产生三组夹角60度的磁场(向量)，再合成一组旋转的总合磁场(向量)，转子会随着该总合磁场(向量)旋转。但是此种三相正弦波驱动的方法却隐含着与旋转方向相反且会与其它磁场(向量)互相抵消的无效磁场(向量)，造成电力的浪费，因此具有改善的空间。
此外，传统的两相马达通常是以两个相位差90度的正弦波电流驱动四极定子马达(具有四组凸齿或四组定子线圈绕组、定子磁极夹角为90度)，以达到无涟波的稳定转动，因两相正弦波电流的波形特性关系，如果要两相马达不产生磁场涟波，其定子极数必须为四极或凸齿夹角必须等于90度，而且若使用正弦波电流驱动且要达到与三相马达相同的转矩，两相4极马达所需的耗电量为三相6极马达的1.5倍，使两相马达的应用受到限制。
因此，如果能设计一种用两相交流电驱动马达的方法，可以去除无效的磁场(向量)，但又可保有相同旋转的总合磁场(向量)，就可以降低马达的耗电量。另外，如能设计一种两相马达的驱动方法，可以驱动定子极数多于四极、凸齿夹角小于90度的两相马达且不会产生磁场涟波，并降低耗电量，就可以大大改善两相马达的应用范围，使其可与三相马达竞争。
发明内容
有鉴于上述课题，本发明的目的为提供一种两相交流电驱动马达的方法，可以减少多相马达中的无效磁场，以降低马达的耗电量，并提供稳定无涟波的旋转磁场来驱动马达转子旋转，并可改善两相马达使其定子极数多于4极时，或凸齿夹角小于90度时不会产生磁场涟波。
本发明的另一目的为提供一种利用马达来发电产生两相电流的方法，可具有较高的发电效率。
本发明提出一种使用两相交流电驱动马达的方法，使用控制电路以软件或硬件或软硬件技术产生两相交流电流驱动马达，马达具有转子、定子及至少两组定子线圈，该至少两组定子线圈通电后定子产生多个定子磁极。马达的交流驱动方法包括：两相电流供电给马达，以产生两组磁场且合成一组总合磁场以驱动转子。其中，总合磁场实质上无涟波，且总合磁场的旋转角或移动量的变化量与该两相电流的相位角的变化量成等比率关系，且各相电流的一个周期包含正半周与负半周，正半周包含类三角形或曲边三角形的正电流波形，负半周包含类三角形或曲边三角形的负电流波形。其中，实质上无涟波代表理论上的理想值可以达到完全无涟波，类三角形或曲边三角形代表一种波形其上升与下降的斜边介于具有相同顶点的正弦波与三角波之间。在一个实施例中，当控制电路产生多相电源时，任何时间仅由多相电源中的其中两相供应电流给马达。
本发明更提出一种用于马达的交流驱动方法，使用控制电路以软件或硬件或软硬件技术产生两相交流电流驱动马达，马达具有转子、定子及至少两组定子线圈，该至少两组定子线圈通电后定子产生多个定子磁极。马达的交流驱动方法包括：以两相电流分别驱动两组定子线圈，以产生两组磁场且合成一组总合磁场以驱动转子。其中，总合磁场实质上无涟波，且总合磁场的旋转角或移动量的变化量与该两相电流的相位角的变化量成等比率关系，且输出的两相电流大小的参考值A与B的计算公式如下：
B＝R sinα/sinθ
A＝R cosα-R sinαcosθ/sinθ
其中，α为总合磁场与定子的磁极间之夹角，θ为定子的相邻二磁极的夹角(又可称为定子极距，stator pole pitch)，R为总合磁场的强度，且θ小于90度。
本发明又提出一种利用马达来发电产生两相电流的方法，该马达具有转子、定子及至少两组定子线圈。该方法利用该马达转子的各组旋转磁场驱动该两组定子线圈，以产生两相具有90度相位差的感应电流来发电，该马达的定子磁极夹角小于90度。其中，当在各时间点时，旋转磁场与马达的定子磁极的方向间之夹角为α，马达的两个定子磁极之间的夹角为θ，旋转磁场的强度为R，其中马达的两组定子线圈的感应电流的参考值A与B的大小计算公式如下：
B＝R sinα/sinθ
A＝R cosα-R sinαcosθ/sinθ，且θ小于90度。
本发明的一个实施例提供一种两相交流电驱动马达的方法，使两相电流驱动马达定子线圈，并以两个磁场向量来合成实质上无涟波且稳定旋转的总合磁场向量以驱动马达，避免产生三相驱动时反旋转方向的磁场向量，减少向量相抵消的现象，以节省电力。
本发明的一个实施例提供一种定子极数大于4，或是凸齿的夹角小于90度的两相或多相马达的交流驱动方法，控制电路以两相的电流驱动马达定子线圈，并用各时间点时的总合磁场与定子磁极间的夹角为参数，配合所使用的马达的定子极距或槽宽角度值或凸齿夹角值，以及所要的磁场强度值，应用公式来计算出各时间点各相的驱动电流值，并以该电流值驱动马达来获得强度稳定无涟波的旋转磁场，且控制电路以实时运算的方式使用该公式计算出所需的驱动电流值，或是用该公式建立的表格以查表法得知该电流值，或用该公式配合其它软件或硬件的技术获得所需的电流值，并以该电流值为基础驱动马达。
本发明的一个实施例提供一种马达反向发电产生两相电流的方法，利用转子旋转时产生至少一组旋转磁场，各组旋转磁场在任一时间内最多只同时驱动两组定子线圈，并在该两组线圈感应产生两组类三角波或曲边三角波的交流电流，以提高发电效率。
综上所述，本发明使用特别设计的两相电流波形驱动马达，可以减少传统多相正弦波驱动马达时所产生的无效磁场，节省电力，也可让两相马达增加其定子极数或使其凸齿夹角小于90度而不会产生磁场涟波，且比较省电，可扩展两相马达的应用。另外，当应用上述原理来反向发电时，使马达转子旋转时产生的各组旋转磁场在任一时间最多只同时与两组定子线圈互动，并感应产生类三角波或曲边三角波电流，由此可以充分利用磁通量而产生较高的发电效率。
附图说明
图1A为传统实施例的三相马达驱动电路的示意图。
图1B为传统实施例的三相波形示意图。
图1C为传统实施例的三相磁场向量的示意图。
图2A至图3E为本发明实施例的磁场空间向量合成方式及两相电流值计算方法的示意图。
图4A至图4D分别为本发明实施例的三相马达的驱动电流的波形示意图与向量示意图。
图5至图7分别为本发明不同实施例的电流波形示意图。
图8为本发明的驱动电路的实施例示意图。
图9为本发明实施例的两相电流波形示意图。
图10为本发明实施例的两相十二极马达示意图。
图11为传统的三相六极马达示意图。
具体实施方式
以下将参照相关附图，说明本发明实施例的马达的交流驱动方法与发电的方法，其中相同组件以相同符号表示。
以下的讨论都是以集中绕组(concentrated winding)的交流马达为前提进行说明(即马达定子的一个凸齿产生一个磁极)，但并不以此为限。本发明的原理仍然适用于分散绕组(distributed winding)的交流马达。
请参考图1A，其为传统方式所使用的三相马达的驱动电路示意图。该驱动电路利用控制器93输出脉宽调变(PWM)信号(PWM1～PWM6)控制6个晶体管开关(M1～M6)，以产生三相正弦波电流(A相、B相、C相)来驱动马达91转动，且利用位置检测组件92检测马达91转子的位置而产生位置信号回授至控制器93。
请参考图1B及图1C，其中，图1B为传统所使用来驱动马达的三相正弦波电流的波形示意图，其中总合磁场R的强度维持在1.5不变(无涟波)；图中左方纵(Y)轴代表电流强度或是磁场强度，单位可以是安培(A)或是安培/米(A/m)或是其它任何适当的单位；图中右方纵轴代表磁场角度(degree)。图1C为该三相正弦波电流在图1B中所示的t1时间时产生的磁场向量示意图。
图1B中的A、B、C三相电流在t1时间各产生图1C中Va、Vb及Vc三个磁场向量。以6极马达为例，三个磁场向量间的夹角为120度，其中在t1时Va为最大值，Vb与Vc为负值，Vabc为其总合磁场向量，且Vabc沿着反时钟方向旋转。另外，在图1C中，q轴是与总合磁场向量Vabc垂直的轴，而d轴是与总合磁场向量Vabc平行的轴。由图1C中可知，在t1时间时，Vb及Vc在q轴上各有一个方向彼此相反的分量Vb1(朝右)及Vc1(朝左)，其中Vb1与旋转方向相反，Vb1及Vc1这两个分量会互相抵消，因而属于无效的磁场向量，这代表用于产生Vb1及Vc1的电流被浪费掉，造成多余的电力消耗及产生无效的磁通量。
传统的无涟波马达的驱动方法多是以三相正弦波电流驱动三相马达，该三相马达的定子磁极间的夹角为60度，但是三相正弦波电流所产生的三个电流向量会在q轴上产生两个相互抵消的无效分量，本发明将消除这些无效分量以提升马达效率最高可达30％以上。举例来说，驱动马达的三相电流A、B、C可产生三相电流向量Va、Vb与Vc，其总合磁场向量为Vabc，其中，Va在中心，但是Vb与Vc各有一个分量Vb1、Vc1在q轴的相反方向上，因此，Vb1与Vc1会相互抵消，这表示，Vb1与Vc1是无效分量而消耗功率，为了消除这些无效分量，本实施例在多相系统中提取二相，或在二相系统中使用了具有不同相位的两个称为“类三角波或曲边三角波”电流波形来驱动马达，由此以更高的效率提供无涟波、稳定旋转的磁场驱动马达旋转或移动，而这两相的两个类三角波或曲边三角波的电流可以从本发明以下的两个公式中经计算而得到，而且，相比传统以三相正弦波方式驱动马达来说，在本发明的一个实施例中，其整体功率消耗可以减少30％(以定子磁极间距为60度的三相马达比较为例)。
请参考图2A至图3E，以说明本发明如何利用两个磁场向量
Figure GDA0002987627300000051
合成总合磁场向量
Figure GDA0002987627300000052
(或称总合磁场
Figure GDA0002987627300000053
)。图2A显示了总合磁场向量
Figure GDA0002987627300000054
反时钟旋转形成的圆形路径，且总合磁场向量
Figure GDA0002987627300000055
是由(磁场)向量
Figure GDA0002987627300000056
及(磁场)向量
Figure GDA0002987627300000057
相加而成，磁场向量
Figure GDA0002987627300000058
是由A相(凸齿)电流所产生，磁场向量
Figure GDA0002987627300000059
是由B相(凸齿)电流所产生，其中，向量
Figure GDA0002987627300000061
指向a-轴，代表在a-轴的A相凸齿电流所形成的磁通向量，向量
Figure GDA0002987627300000062
指向b-轴，代表在b-轴的B相凸齿电流所形成的磁通向量，θ为马达的两个凸齿间的夹角，本图例是以θ＝60度来画出。其中，夹角α代表总合磁场向量
Figure GDA0002987627300000063
与A相凸齿间(a-轴)的夹角。图中画出总合磁场向量
Figure GDA0002987627300000064
从指向b-轴旋转到指向a-轴的四个位置，分别为α＝θ、α＝α1、α＝α2及α＝0四个夹角值。图2B显示了前述四个夹角的向量
Figure GDA0002987627300000065
在A相波形中的对应位置，当夹角α从α＝θ、α＝α1、α＝α2转到α＝0，向量
Figure GDA0002987627300000066
会由零上升到R。图2C显示了在α＝θ时，向量
Figure GDA0002987627300000067
等于零，向量
Figure GDA0002987627300000068
等于R，及α＝0时，向量
Figure GDA0002987627300000069
等于R，向量
Figure GDA00029876273000000610
等于零；图2D、图2E分别显示了在α＝α1、α＝α2时，总合磁场向量
Figure GDA00029876273000000611
等于向量
Figure GDA00029876273000000612
加向量
Figure GDA00029876273000000613
由图2D、图2E的直角三角形可得出以下的关系式：
Rsinα＝Bsinθ.....(1)
Rcosα＝A+Bcosθ.....(2)
由等式(1)、(2)可得：
B＝Rsinα/sinθ.....(3)
A＝Rcosα-Bcosθ
＝Rcosα-Rsinαcosθ/sinθ.....(4)
其中，θ为马达定子的相邻两磁极的夹角(亦称定子极距，angular distance ofstator poles)，α等于总合磁场与定子的磁极之间的夹角，R代表总合磁场向量强度
Figure GDA00029876273000000614
A等于A相电流的磁场向量强度
Figure GDA00029876273000000615
B等于B相电流的磁场向量强度
Figure GDA00029876273000000616
也就是在马达定子线圈电感值L为定值，以及θ与R为已知，且θ小于90度的情况下，由于A、B相的磁场向量强度与A、B相电流值成正比，因此，等式(3)、(4)可代表A、B相电流值与夹角α间的关系，只要按照等式(3)、(4)，代入不同夹角α的值，就可求得A相电流与B相电流的大小的参考值，因此，驱动马达的控制电路可依据A相电流与B相电流的参考值产生真正输出驱动马达的A相电流与B相电流。以此A、B相电流去驱动马达，就可获得一个无涟波、稳定旋转的总合磁场向量
Figure GDA00029876273000000617
来驱动马达旋转或移动。在上述中，总合磁场向量
Figure GDA00029876273000000618
可随着使用者的需求而调整(例如乘以某一倍率)。此外，如果是应用于集中绕组的交流马达的话，马达定子的极距θ相当于马达定子的槽宽角度或凸齿间的夹角或是马达定子磁极的夹角值；如果是应用于分散绕组的交流马达的话，则θ为马达定子极距的夹角值。
图3A至图3E分别绘出的是总合磁场向量
Figure GDA0002987627300000071
从a-轴旋转到下一个b-轴的向量示意图，请比照参考图2A至图2E的说明，在此不再赘述。
请参考下表一以及图4A至图4D的实施例，为依据本发明实施例的一种三相马达的驱动电流表及其波形图与向量图。表一中各相的电流值利用前述等式(3)、(4)所计算产生。表一中的A相电流、B相电流与C相电流分别为A、B、C相的电流参考值，在此，用定子极距或凸齿夹角为60度(θ＝60度)、总合磁场强度等于1.5为参数(R＝1.5)，以及磁场角度α为变量(α＝0～60度)所计算出来，用来驱动三相6极、齿宽60度的马达(马达的定子线圈绕组建议以集中绕组较优)，并在各相电流中插入零电流时间，令三相电流错开，使得同一时间最多只有两相电流可以驱动马达的两组定子线圈，以两相一组的方式轮流供电，且当其中任一相输出电流在其峰值时(请参考图4A的t＝π/3、t＝2π/3及t＝π三个时间点)，其它相的输出电流都为零，以便将无效磁场降至最低，达到省电的目的。表一中列出了A相电流时间轴的相位角由0到180度间的电流值，即A相正半周的电流值，因为负半周与正半周对称，故在此表中省略。其中，表一第1列为驱动电流的相位角，即时间横轴，第2列为Alpha角(α)，代表磁场与凸齿的夹角，其值介于0度到60度之间变化，也就是代表总合磁场方向与凸齿指向间的夹角，而其值为0到60度代表磁场方向由一个凸齿旋转到下一个凸齿间的夹角变化，第3～5列分别为经由等式(3)、(4)计算得出的A、B、C相驱动电流值，第6列为根据三相电流值所计算出的总合磁场强度，其值稳定在1.5与预期相符合，第7列为计算出的总合磁场的方向角，在半个周期时间内总合向量由-60度旋转至120度，呈稳定旋转的状态(即总合向量旋转角与电源的相位角成等比率增加或减少)。换句话说，总合磁场的强度实质上将无涟波(即理论上的理想值可达到完全无涟波)且其旋转角的变化量或移动量与三相电流的相位角的变化量成等比率关系。
Figure GDA0002987627300000072
Figure GDA0002987627300000081
Figure GDA0002987627300000082
Figure GDA0002987627300000083
表一
请参考图4A至图4D，其分别为依据本发明的一种三相马达的驱动电流的波形示意图与向量示意图。如图4A所示，为根据表一的电流所绘出的一个实施例的波形示意图，图中包含A相电流3a、B相电流3b、C相电流3c、总合磁场强度3d及总合磁场角度3e；图中左方纵(Y)轴代表电流强度或是磁场强度，单位可以是安培(A)或是安培/米(A/m)或是其它任何适当的单位；图中右方纵轴代表磁场角度(degree)。请参考中间横向X轴的时间轴，其中，A相电流3a在时间t＝0至2π/3时间段为类似三角波的正电流(依照表一中第3列的电流值所绘出)，在2π/3至π的时间段为零电流，在π至5π/3时间段为类似三角波的负电流，在5π/3至2π的时间段为零电流，B相电流3b较A相电流3a的相位延迟1π/3的时间，C相电流3c较A相电流3a的相位延迟2π/3的时间，在一个周期2π的时间内，总合磁场角度3e由-60度定速旋转至300度(请参考右边Y轴刻度)，总合磁场强度3d则稳定维持在强度等于1.5之处(请参考左边Y轴刻度)。由图4A可看出本实施例的驱动波形为近似三角波的电流加上一段零电流时间所组成，在此我们将此种近似三角波的波形称为“类三角波或曲边三角波”，其特点在于其上升或下降的波形(斜边)介于具有相同顶点的正弦波与三角波之间。在本实施例中，三相电流在任一时间时最多都只有两相电流重叠，也就是任何时间最多只有两相电流会同时输出驱动马达线圈(此时其它相电流输出为零或关闭)，以两相一组的方式轮流供电，例如图4A中由左到右依序为(-C,A)(A,B)(B,C)(C,-A)(-A,-B)(-B,-C)两相一组轮流供电，各相的正电流时间与其它相的正电流时间俩俩重叠，第一相(A相)的正电流上升段时间与最后一相(C相)的负电流时间重叠，最后一相(C相)的正电流下降段时间与第一相(A相)的负电流时间重叠，且至少有一个相(B相)的正电流波的时间内(1π/3～π)只与其前后两相(A、C相)的正电流波时间有重叠，且该相(B相)的负电流波的时间内(4π/3～2π)只与其前后两相(A、C相)的负电流波时间有重叠。以图4A的B相电流3b为例，其正电流时间在1π/3至π之间，其中1π/3至2π/3时与前一个相A相的正电流时间重叠(A,B)，2π/3至π时与后一个相C相的正电流时间重叠(B,C)，负电流时间内也是一样类推，即(-A,-B)(-B,-C)两组时间。由于在本实施例中，总合磁场向量只用两相的磁场向量合成，因而可降低或消除三相同时驱动马达时出现反旋转方向的无效磁场及向量抵消的现象，可避免浪费电流来产生无效的磁场向量，达到省电的目的。
如图4B至图4D所示，为图4A在三个不同时间的总合磁场向量的组合示意图。其中，A相电流3a产生的磁场向量为Va，B相电流3b产生的磁场向量为Vb，Va与Vb合成总合磁场向量Vabc。图4B显示时间t＝π/3时总合磁场向量Vabc与图中α轴夹角为60度角，此时Vb＝0，总合磁场向量Vabc等于Va；图4C显示时间t＝π/2时总合磁场与α轴夹角为90度角，总合磁场向量Vabc等于磁场向量Va与Vb两者相加，其中Vb可分为Vb1、Vb2两个分量；图4D显示时间t＝2π/3时间时总合磁场与α轴夹角为120度角，此时Va＝0，总合磁场向量Vabc等于Vb。其中，图4B、图4C与图4D中的总合磁场向量Vabc的强度始终维持在1.5。另外，图4B至图4D显示总合磁场向量在旋转时，磁场向量合成时向量互相抵消的情形已降至最低，代表无效磁场已减至最低，电流与功率的浪费降至最低。
再比较图4A的类三角波或曲边三角波与图1B的正弦波，如果图1B正弦波的电流波形峰值等于1，则该三相正弦波产生的总合磁场强度为1.5L(L为定子线圈电感值)。因此，将图4A的类三角波或曲边三角波的电流的峰值设定为1.5，以便可以产生与图1B正弦波相同强度的总合磁场强度，此类三角波或曲边三角波的一个半波的耗电流相当于其类三角形的面积，将表一中第3列的A相半波的电流值加总来估算，并与正弦半波电流值总和相比，可获得电流的平均值较低，故本实施例应用于凸齿夹角60度、6极三相马达时可较省电。
从向量的空间来看，在使用三相以上的电源时，使用两个向量取代三个向量(或三个以上)来合成总合向量，任一时间最多只允许两个向量产生并合成，由于向量的长度相当于电流值，且合成总合磁场向量时，两个向量的绝对长度总和必定比使用三个(或三个以上)向量的绝对长度总和要短，所减少的向量长度就是省下的电流，可见两个向量较省电，但仍能合成一样的总合磁场，可保持与传统式多相驱动时相同的磁场强度(转矩强度)且无涟波并稳定旋转。在应用于两相马达时，也可以使用两相类三角波或曲边三角波取代两相正弦波的驱动方式，不仅比正弦波驱动来得省电，更可用于驱动凸齿夹角小于90度或极数大于4极的两相马达而不产生涟波，同时仍可保持原有的磁场强度(转矩强度)且稳定旋转。
请参考下表二，其为本发明一个实施例驱动定子极距或凸齿夹角为30度角，具有12极(12-pole)的三相马达的电流表。图5则为依据图4A的数据所绘出的类三角波或曲边三角波的波形示意图；图中左方纵(Y)轴代表电流强度或是磁场强度，单位可以是安培(A)或是安培/米(A/m)或是其它任何适当的单位；图中右方纵轴代表磁场角度(degree)。其中，表二与表一类似，但表二的磁极夹角是以30度角计算，也就是不同的两相三角波电流产生的两个磁场向量其夹角等于30度，经计算电流的平均值，其相对于正弦波驱动的平均电流更低。另外，比较表一与表二的数字后，可见马达的凸齿磁极夹角越小所需电流越小，也符合上述等式(3)、(4)的预期。
Figure GDA0002987627300000101
Figure GDA0002987627300000111
Figure GDA0002987627300000112
Figure GDA0002987627300000113
表二
另外，请参考图6所示，其为本发明另一个实施例应用在4相电流驱动极距30度的12极马达时的类三角波或曲边三角波的电流波形示意图；图中左方纵(Y)轴代表电流强度或是磁场强度，单位可以是安培(A)或是安培/米(A/m)或是其它任何适当的单位；图中右方纵轴代表磁场角度(degree)。其中，4相驱动时其电流峰值须为2.0才能提供与三相电流一样的总合磁场强度。与传统三相正弦波电流的平均电流相比，图6实施例可较省电。
另外，请参考图7所示，为本发明又一实施例应用在两相电流驱动定子极距30度的12极两相马达时的类三角波或曲边三角波的电流波形示意图；图中左方纵(Y)轴代表电流强度或是磁场强度，单位可以是安培(A)或是安培/米(A/m)或是其它任何适当的单位；图中右方纵轴代表磁场角度(degree)；图中横轴则是各相电流的相位角(degree)。其中，两相12极有6对凸齿，三相12极只有4对凸齿，两者都同时驱动12组线圈，因此两相类三角波或曲边三角波电流的峰值只需要与三相的正弦电流峰值一样即可产生相同的总合磁场强度(即电流峰值同为1.0)。与传统的三相正弦波驱动的耗电量相比，本实施例的省电率估计为30％。值得一提的是，若是使用凸齿磁极夹角90度、4极的传统两相马达，其耗电量为相同转矩的三相6极马达的1.5倍。因此，本发明不只可使定子极数大于4极的两相马达保持无磁场涟波，更可在相同转矩输出下，让原本耗电为1.5倍的两相马达改良后可以比三相正弦波马达省电。
由前例图4A、图5、图6及图7可看出，为了保持随时最多只有两相电流驱动马达，在使用三相或三相以上电源驱动时，需在各相电流周期中插入零电流时间，在各相电流的一个驱动周期内，其中正、负半周各包含类三角波或曲边三角波电流及一段零电流的时间，每半个周期含有一段零电流时间，如果电源为N相的话，则该类三角波或曲边三角波的电流时间占半个周期时间的2/N，该段零电流时间占半个周期时间的(N-2)/N。例如三相电源N＝3，则零电流时间占半周期时间的1/3，四相电源N＝4则零电流时间占半个周期时间的2/4＝1/2，若是两相电源则零电流时间为零(即不需插入零电流时间)，而且当其中任一相输出电流在其峰值时，其它相的输出电流皆为零。
由图4A、图5、图6及图7的实施例中也可看出，本发明的实施例使两相电流为一组轮流驱动马达，如果电源为N相，则其各相电流间的相位差为180/N度。例如图4A及图5中三相类三角波或曲边三角波的A、B、C各相间的相位差为180/3＝60度，图6中四相类三角波A、B、C、D各相间的相位差为180/4＝45度，图7中两相类三角波或曲边三角波的A、B两相间的相位差为180/2＝90度。
另外，由图4A、图5及图6中的实施例也可看出，本发明的实施例使用三相以上的N相电流驱动马达时，使用的N相电源以两相一组的方式轮流供电，各相的正电流时间与其它相的正电流时间俩俩重叠，第一相的正电流时间与最后一相的负电流时间重叠，最后一相的正电流时间与第一相的负电流时间重叠，且从相邻定子线圈且相同的线圈绕制方向观测，第一相电流及最后一相电流除外，至少有N-2相的正电流的时间内只与其前后两相的正电流时间有重叠，且该N-2相电流的负电流的时间内也只与其前后两相的负电流时间有重叠。例如图4A中A、B、C三相的正电流时间俩俩重叠，A相的正电流时间与C相的负电流时间重叠，C相的正电流时间与A相的负电流时间重叠，且至少有3-2＝1相(即B相)的正电流的时间内只与其前后A、C两相的正电流时间有重叠，且该B相电流的负电流的时间内也只与其前后A、C两相的负电流时间有重叠。
请参考图8所示，为本发明又一实施例的三相类三角波或曲边三角波的驱动电路示意图。图8与图1A的传统驱动电路相比，为了产生本发明的类三角波或曲边三角波的电流，图8的控制电路必须比图1A的传统电路增加PWM7、PWM8两个驱动信号及M7、M8两个晶体管开关，并将其输出连接到Y型马达91的定子线圈的中心点，如此才能提供任两相可同时输出正电流或负电流，且同时第三相电流为零的组态。
此外，图8的电路更新增了三个反电动势检测组件Sa、Sb及Sc。三个反电动势检测组件Sa、Sb、Sc分别连接到马达91的三组定子线圈A、B、C，并分别输出反电动势信号S1、S2、S3到控制电路(图8中之控制器93)，三个反电动势检测组件Sa、Sb、Sc可以在本发明实施例特有的零电流的时间内检测马达各定子线圈的反电动势，让控制器93可借着反电动势的值决定马达91的转子的位置，作为驱动电流的修正参数。而且，控制器93可以实时运算的方式使用上述等式(3)、(4)计算出所需的驱动电流值，或用该公式建立的表格以查表法得知该电流值，或用该公式配合其它软件或硬件的技术得知该电流值，并以该电流值为基础驱动马达91。
请参考以下表三所示，为本发明又一实施例使用于两相12定子极马达所需的参考电流表，其中，表三各相的电流值利用前述的等式(3)、(4)所计算产生。
Figure DA00029876273033775765
Figure DA00029876273033777531
Figure DA00029876273033779312
表三
表三中的A相电流、B相电流分别为A、B相的电流参考值，在此，用定子极距(或凸齿夹角)为30度(θ＝30度)、总合磁场强度等于0.5为参数(R＝0.5)，以及磁场角度α为变量(α＝0～30度)所计算出来，用来驱动两相12定子极、齿宽30度的马达(马达的定子线圈绕组建议以集中绕组较优)。
表三中列出了A相电流时间轴的相位角由0到180度间的电流值，即A相正半周的电流值，因为负半周与正半周对称，故在此表中省略。另外，B相电流在负半周(相位角由0到90度)时，其电流值则特别以负值表示。其中，表三的第1列为驱动电流的相位角，即时间横轴，第2列为Alpha角(α)，代表磁场与凸齿的夹角，其值介于0度到30度之间变化，也就是代表总合磁场方向与凸齿指向间的夹角，而其值为0到30度代表磁场方向由一个凸齿旋转到下一个凸齿间的夹角变化，第3～4列分别为经由等式(3)、(4)计算得出的A、B相驱动电流值，第5列为根据两相电流值所计算出的总合磁场强度，其值稳定在0.5与预期相符合，第6列为计算出的总合磁场的方向角，在半个周期时间内总合向量由-30度旋转至30度(即一个周期可旋转120度)，呈稳定旋转的状态(即总合向量旋转角与电源之相位角成等比率增加或减少)。换句话说，总合磁场的强度实质上将无涟波(即理论上的理想值可达到完全无涟波)且其旋转角的变化量或移动量与两相电流的相位角的变化量成等比率关系。
由于本实施例的总合磁场向量只用两相的磁场向量合成，因而可降低或消除三相同时驱动马达时出现反旋转方向的无效磁场及向量抵消的现象，可避免浪费电流来产生无效的磁场向量，达到省电的目的。
本发明的另一实施例为以两相电流驱动具有12个定子极的马达。图9为根据表三中的数据所绘出的电流波形图，图9中包含A相电流9a、B相电流9b、总合磁场强度9d及总合磁场角度9e；图中左方纵(Y)轴代表电流强度或是磁场强度，单位可以是安培(A)或是安培/米(A/m)或是其它任何适当的单位；图中右方纵轴代表磁场角度(degree)；图中横轴则是各相电流的相位角(degree)。比较图9的两相类三角波或曲边三角波与图1B的三相正弦波，当两者都驱动12组定子凸齿的马达时，两相电源中每一相各驱动三组定子线圈，共驱动6(3*2相＝6)组定子线圈(请参考图10)，三相电源中每一相各驱动两组定子线圈，总共也是6(2*3相＝6)组定子线圈(请参考图11)，如果图1B正弦波的各相电流波形峰值等于1，亦即分配到每组定子线圈的电流＝0.5(0.5*2＝1)，则该三相正弦波由定子线圈所产生的总合磁场强度为1.5L(图11，L为定子线圈电感值)，由于两相定子线圈可合成产生3个旋转磁极(图10)，图9的类三角波或曲边三角波的电流的峰值为0.5，因此旋转磁极总强度等于0.5L*3＝1.5L，因此图9的曲边三角波可以产生与图1B正弦波等效强度相同的总合磁场强度。
另外，图1B中三相正弦波的总耗电量与6个0.5正弦波电流的平方总和(正弦波0.5*0.5*6)成正比，图9中两相的总耗电量与6个0.5曲边三角波电流的平方总和(曲边三角波0.5*0.5*6)成正比，因此将表三中的曲边三角波电流平方后，与正弦波电流的平方相比(两者电流峰值皆为0.5)，可得到本实施例的省电率估计为30％。值得一提的是，若是使用凸齿磁极夹角90度、4定子极的传统两相马达，其耗电量为相同转矩的三相6定子极马达的1.5倍，因此，本发明不只可使定子极数大于4极的两相马达保持无磁场涟波，更可在相同转矩输出下，让原本耗电为1.5倍的两相马达改良后可以比三相正弦波马达省电。
由前述实施例中也可看出，本实施例以两相电流驱动马达。而图9中两相类三角波或曲边三角波的A、B两相间的相位差为90度。
此外，马达在许多应用中，也常被用来反向发电，前述的原理也可应用在发电上，由于发电时只是将马达的原理反过来使用，亦即利用转子旋转时产生的各旋转磁场在任一时间时最多只同时驱动两组夹角小于90度的马达的定子线圈，以产生感应电流来发电，因此发电时也可利用本发明的上述原理改善发电效率。当马达用来反向发电时，使其中转子的一组旋转磁场在任一时间最多只同时与马达的其中两组定子线圈产生作用，并感应产生如前所述的类三角波或曲边三角波电流，如上述的图2A～图3E所示，其中R为旋转磁场，旋转磁场R旋转时驱动两组定子线圈分别产生A相及B相电流，当在各时间点时，该旋转磁场与马达的定子磁极的方向间的夹角为α、该马达两个定子磁极之间的夹角为θ、及该旋转磁场的强度为R时，其中两组定子线圈的感应电流的参考值A与B的大小计算公式可如上述等式(3)、(4)所示，其中，夹角α随该旋转磁场的角度而变，θ、R为已知值，且θ小于90度，如此即可以充分利用磁通量，用较高的效率来发电。
综上所述，本发明的马达驱动方法可以减少多相电源驱动马达时产生的无效磁通量，可节省电能，且容易实施，不需要高成本的改装。本发明用于两相马达时，更使两相马达定子极数可以大于4极或凸齿夹角可以小于90度而不会产生磁场涟波，且比相同转矩的三相正弦波马达更省电，因此可扩大其应用面，甚至可以取代三相马达。当应用上述原理来反向发电时，可以充分利用磁通量，以产生较高的发电效率。
以上所述仅为举例性，并非限制性。任何未脱离本发明的精神与范围，而对其进行的等效修改或变更，均应包括在后附的权利要求范围内。

Claims (10)

1.一种使用两相交流电驱动马达的方法，使用控制电路以软件或硬件或软硬件技术产生该两相交流电的两相交流电流驱动该马达，该马达具有转子、定子及至少两组定子线圈，该至少两组定子线圈通电后该定子产生多个定子磁极，且定子磁极间夹角小于90度，该马达的交流驱动方法包括：
以该两相交流电流分别驱动该两组定子线圈，以产生两组磁场且合成一组总合磁场以驱动该转子，其中，该总合磁场实质上无涟波，且该总合磁场的旋转角或移动量的变化量与该两相交流电流的相位角的变化量成等比率关系，
其中，各相交流电流的一个周期包含正半周与负半周，该正半周包含类三角形或曲边三角形的正电流波形，该负半周包含类三角形或曲边三角形的负电流波形，
其中，该类三角形或曲边三角形代表一种波形，其上升与下降的斜边波形介于具有相同顶点的正弦波与三角波之间。
2.如权利要求1所述的驱动马达的方法，其中该两相交流电流大小的参考值分别为A与B的计算公式如下：
B＝R sinα/sinθ，
A＝R cosα-R sinαcosθ/sinθ，
其中，α为该总合磁场与该定子的磁极间的夹角，θ为该定子的相邻两磁极的夹角，R为该总合磁场的强度，且θ小于90度。
3.如权利要求2所述的驱动马达的方法，其中该正电流波形或该负电流波形各时间点的电流值利用在各时间点时该夹角α、该夹角θ、以及所需的该总合磁场的强度R为基础所计算出来。
4.如权利要求3所述的驱动马达的方法，其中α随各时间点而变，θ、R为已知值，该控制电路以该两相交流电流大小的参考值计算公式实时运算、或用该公式建立的表格以查表的方式、或用该公式配合其它软件或硬件的技术获得所需的该两相交流电流的参考值A与B。
5.如权利要求1所述的驱动马达的方法，其中当控制电路产生多于二相的多相电源输出时，任何时间仅由多相电源中的其中两相供应电流给马达。
6.如权利要求1所述的驱动马达的方法，其中该两相交流电流的相位差90度。
7.一种使用两相交流电驱动马达的方法，使用控制电路以软件或硬件或软硬件技术产生该两相交流电流驱动该马达，该马达具有转子、定子及至少两组定子线圈，且定子磁极间夹角小于90度，该马达的交流驱动方法包括：
该两相交流电流分别驱动两组定子线圈，以产生两组磁场且合成一组总合磁场以驱动该转子，
其中，该总合磁场实质上无涟波，且该总合磁场的旋转角或移动量的变化量与该两相交流电流的相位角的变化量成等比率关系，输出的该两相交流电流大小的参考值分别为A与B的计算公式如下：
B＝R sinα/sinθ，
A＝R cosα-R sinαcosθ/sinθ，
其中，α为该总合磁场与该定子的磁极间的夹角，θ为该定子的相邻二磁极的夹角，R为该总合磁场的强度，且θ小于90度。
8.如权利要求7所述的驱动马达的方法，其中该两相交流电流的各相电流的正电流波形或负电流波形在各时间点的电流值利用在各时间点时该夹角α、该夹角θ、以及所需的该总合磁场的强度R为基础所计算出来。
9.如权利要求8所述的驱动马达的方法，其中α随各时间点而变，θ、R为已知值，该控制电路以该两相交流电流大小的参考值计算公式实时运算、或用该公式建立的表格以查表的方式、或用该公式配合其它软件或硬件的技术获得所需的该两相交流电流的参考值A与B。
10.一种利用马达来发电的方法，该马达具有转子、定子及至少两组定子线圈，该方法利用该马达的转子旋转时产生至少一组旋转磁场，且各个旋转磁场驱动该两组定子线圈，以产生两相具有90度相位差的感应电流来发电，该马达的定子磁极夹角小于90度，
其中，当在各时间点时，该旋转磁场与该马达的定子磁极的方向间的夹角为α，该马达的两个定子磁极之间的夹角为θ，该旋转磁场的强度为R，其中该马达的所述定子线圈的其中两组线圈的感应电流大小的参考值分别为A与B的计算公式如下：
B＝R sinα/sinθ，
A＝R cosα-R sinαcosθ/sinθ，其中θ小于90度，夹角α随该旋转磁场的角度而变，且θ、R为已知值。
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