CN104579043A - 电动汽车无刷电机高频链驱动器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种电动汽车无刷电机高频链驱动器及其180度控制方法，将高频链矩阵变换器应用到电动汽车驱动器中，使其具有带无刷直流电机的能力。将高频链矩阵变换器解耦思想与普通全桥无刷直流电机180°三三导通控制方式电路驱动信号相结合，得到了高频链矩阵变换器带无刷直流电机负载的新型调制策略，三三导通无刷电机控制系统，能够控制电机的三个绕组都工作，进一步提高了绕组的利用率，减小转矩波动，提高了电机的输出功率。在电动汽车领域具有广阔的应用前景。

Description

电动汽车无刷电机高频链驱动器

技术领域

本发明涉及电动汽车无刷电机高频链驱动器，特别涉及180度控制的电动汽车无刷电机高频链驱动器，属于电力电子功率变换器调制及无刷电机控制领域。

背景技术

电动汽车的主要研究核心是电气驱动系统，但目前应用的电气驱动系统主要存在体积大而笨重、效率低及噪音大等缺点，传统逆变技术很难解决上述这些问题。高频链逆变技术，应用的是体积更小的高频变压器，因此高频链逆变技术省去了笨重的工频变压器，通过提高变压器的工作频率，大大减小了变压器的体积，增加了系统的功率密度，在很大程度上减小了生产的成本。同时提高开关频率，使其超过人的听觉上限，噪声也会降低。

无刷直流电机运行一般采用两两导通控制方式，这种控制方式在每一时刻只有两相导通，第三相悬空，导通相在每一时刻上、下桥臂都分别仅有一只功率器件导通，不会使同一桥臂发生直通现象，这种两两导通方式目前研究比较多。而对于三三导通的控制方式，研究还比较少，三三导通方式指每一瞬间逆变桥均有三只功率器件同时导通，在三三导通方式下，各相绕组不是在反电势波形的平顶部分换相，而是在反电势的过零点换相。三三导通无刷直流电机控制系统，能够控制电机的三个绕组都工作，进一步提高了绕组的利用率，减小转矩波动，提高了电机的输出功率。

发明内容

本发明的目的在于解决公知的普通逆变器体积大，效率低、噪音大以及180度导通方式下出现同一桥臂上、下开关管直通短路导致开关器件损害的问题，且解决了高频链矩阵变换器的调制及控制方法实现复杂，不能简单有效解决双向开关安全换流问题，提出了一种适用于180度控制的电动汽车无刷直流电机高频链驱动器的HPWM调制策略。

为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案为：

将高频链矩阵变换器应用到电动汽车驱动器中，使其具有带无刷直流电机的能力。将高频链矩阵变换器解耦思想与普通全桥无刷直流电机180°三三导通控制方式电路驱动信号相结合，得到了高频链矩阵变换器带无刷直流电机负载的新型调制策略，并详细分析了高频链逆变器在变压器前级逆变环节高频开关工作周期内的工作模态。

一种电动汽车无刷电机高频链驱动器，包括高频逆变器、高频变压器和六个结构相同的双向开关组成的三相矩阵变换器，所述三相矩阵变换器为高频化、能量双向流动的拓扑结构，三相矩阵变换器中的每个双向开关是由两个全控开关管反接串联形成。

上述电动汽车无刷电机高频链驱动器的180度控制方法，无刷电机的高频链驱动信号采用180度三三导通控制方式，任一非换相时刻高频链矩阵变换器的三相桥臂中都有上桥臂或下桥臂处于开通状态，去控制电机的三个绕组都工作；在180度导通控制方式中，采用一种基于拓扑解耦的方波控制解耦调制方法，该调制方法是在普通180度三三导通方式中融入了方波的解耦调制；这种解耦调制就是将矩阵变换器一分为二成两个普通三相逆变器，分别为正组逆变器和负组逆变器，并且两组逆变器的输入电压极性相反，是前级高频逆变器产生的周期互补的高频方波信号，当方波交流电压为正时，正组逆变器工作，当方波交流电压为负时，负组逆变器工作，即把原本耦合在一起的两个电压型逆变器解耦为两个可单独控制的正、负两组逆变器；解耦后的导通桥臂在任意时刻仅有一个全控开关管关闭，开关管的驱动信号是高低频相间的方波脉冲信号组成。

本发明的有益效果在于：

高频链技术省去了笨重的工频变压器，通过提高变压器的工作频率，大大减小了变压器的体积，同时也减小了滤波器的体积，提高了系统的功率密度和可靠性，对于驱动系统的小型化、高效率以及低噪音具有很好的实际意义。180度控制的电动汽车无刷电机高频链驱动器，有效提升了电机的效率和减小了转矩波动，有助于无刷电机的广泛推广，尤其适用于电动汽车领域使用。

附图说明

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

图1为本发明所提及的高频链矩阵变换器带无刷直流电机主电路举例。

图2为本发明的高频链矩阵变换器带无刷直流电机解耦结构图举例。

图3为本发明的三相绕组的反电势波形及其三三导通方式下的导通规律举例。

图4以矩阵变换器A相波形合成的展示举例。

图5以无刷电机在一个电角度周期内的波形的举例。

图6以无刷直流电机在扇区波形的举例。

图7以无刷直流电机在扇区的前级逆变器各个驱动信号的举例。

图8以无刷电机在扇区内的工作模态的举例。

图9以三三导通非零电压空间矢量的举例。

具体实施方式

图1为本发明所提及的高频链矩阵变换器带无刷直流电机主电路举例。高频链矩阵变换器的前、后级以高频变压器的初、次级界定，前级为四个IGBT开关管组成的高频逆变电路，产生高频带有死区的正负变换方波；后级为矩阵变换器，将高频交流方波变换为工频的三相交流电。该矩阵变换器由两个IGBT开关管反接串联形成的双向开关组成，电路中采用双向功率开关、无中间储能环节是该种电源结构的鲜明特点。

图2为本发明的高频链矩阵变换器带无刷直流电机解耦结构图举例。结解耦是解耦和结耦的结合，解耦是指将矩阵变换器的双向开关分解为单向开关，简化其控制。结耦是指通过逻辑组合，把适用于普通逆变器的控制信号经过逻辑变换与处理，使其能够适合矩阵变换器双向开关的要求。图中是将矩阵变换器等效成两个普通的三相逆变器，分别为正组逆变器和负组逆变器，两组逆变器的输入电压即为前级极性相反、周期互补的高频方波信号，当方波交流电压为正时，要保证系统工作在普通电压型逆变器的状态，必须控制双向开关中的下管处于全通，而上管处于普通的三相调制状态，即正组逆变器工作，反之负组逆变器工作。整体看来，任意时刻只有一个逆变器在工作，把原本耦合在一起的两个电压型逆变器解耦为两个可单独控制的正、负两组逆变器，这就是解结耦调制技术的基本思想。

图3为本发明的三相绕组的反电势波形及其三三导通方式下的导通规律举例。三三导通方式是指在任意时刻均有三个开关管同时导通，每隔60°换相一次，每只功率器件在一个周期内导通180°电角度。六个功率管导通顺序依次为：VT₁、VT₂、VT₃→VT₂、VT₃、VT₄→VT₃、VT₄、VT₅→VT₄、VT₅、VT₆→VT₅、VT₆、VT₁→VT₆、VT₁、VT₂，然后依次再循环导通。当VT₆、VT₁、VT₂导通时，电流从电源的正极流出，经VT₁管流入A相绕组，再从B相和C相绕组流出，经VT₆、VT₂回到电源的负极。流过B相和C相绕组的电流分别为流过A相绕组电流的一半，其合成转矩方向与A相方向一致，大小为1.5T_a。再经过60°电角度后，换相到VT₁、VT₂、VT₃通电。这时电流分别从VT₁和VT₃流入，经A相和B相绕组，再流入C相绕组，经VT₂流出，合成转矩方向与-C相同，转过了60°电角度，大小仍然是1.5T_a。再经过60°电角度后，换相到VT₂、VT₃、VT₄通电，依次类推。

图4以矩阵变换器A相波形合成的展示举例。以A相桥臂为例，基于方波的解结耦调制方法的相驱动信号及其核心逻辑实现，就本质而言该调制策略是在普通180°三三导通方式的基础上融入了高频方波的调制。其中v_ah、v_aL为A相互补的工频50Hz方波，v_p05、v_n05为0.5占空比的方波信号、互补且频率与前级逆变高频方波相同，解耦后的波形任意时刻导通桥臂仅有一个全控开关管关闭。图中，Spah、Snal、Spal，Snah分别对应A相桥臂的四个开关，B、C两相与A相解耦逻辑及原理相同，相位相差120°。经过解结耦调制后，矩阵变换器的整体驱动脉冲高低频相间，是种HPWM波形，其特点是减少开关动作的次数，降低系统的开关损耗，提高系统的效率。同时解决了高频链矩阵变换器调制方法比较复杂的缺点。

图5以无刷电机在一个电角度周期内的波形的举例。图中为无刷直流电机在一个电角度周期内的A相驱动信号S₁、A相反电动势E_A、三相相电流i_A、i_B、i_C和电磁转矩T_e的波形图。把图中的波形在一个电角度周期内分为六个扇区，每个扇区工作模态相同，选取5π/3～2π扇区进行分析。

图6以无刷直流电机在5π/3～2π扇区波形的举例。并且都以高频变压器前级处于正组时刻进行分析(负组时刻与电路处于正组时刻的工作模态相同，在此省略)。

图7以无刷直流电机在5π/3～2π扇区的前级逆变器各个驱动信号的举例。原边电压u_p、电流i_p，副边电压u_s、电流i_s和三相相电流i_A、i_B、i_C的波形图。在5π/3～2π扇区内，当高变压器前级处于正组时刻时，A相上桥臂、B相下桥臂和C相上桥臂进行导通。同时规定三相电流从逆变器流入电机为正向导通，从电机流入逆变器为反向导通。

图8以无刷电机在5π/3～2π扇区内的工作模态的举例。

模态1[t₀-t₁](如图8－1)：在t₀时刻，A相电流达到反向最大值，在高频变压器前级逆变器处于正组时刻，下桥臂开关管关闭，上桥臂开关管开始导通，由于电感存在，A相电流进行续流，电流逐渐减小；B相电流继续续流，直到电流减小为0；C相电流通过上桥臂正向导通，电流值逐渐减小。副边电流反向流入变压器，并逐渐减小到0。总体来看，可以认为该时间段是负载馈能阶段。从图7中可以看到，副边电压与电流是呈反向的，并且副边电流逐渐减小为零。

其电磁转矩公式为：

$T_e=\frac{E_A{i}_A+E_B{i}_B+E_C{i}_C}{\mathrm{\Ω}}---\left(1\right)$

因为在t₀时刻E_C＝-E_B＝E_m，E_A＝0，所以t₀时刻换相的直接转矩为：

$T_e=\frac{E_m\left(-i_B+i_C\right)}{\mathrm{\Ω}}---\left(2\right)$

由于绕组电感的作用，换相时电流不能突变。在A相下桥臂导通、B相下桥臂导通、C相上桥臂导通转换为A相上桥臂导通、B相下桥臂导通、C相上桥臂导通的换相过程中，A相相电流通过上桥臂进行续流。在t₀～t₁区间，依据基尔霍夫定律，可得换相过程中的电路方程为：

$\left\{\begin{array}{c}{L}_M\frac{{\mathrm{di}}_B}{\mathrm{dt}}+r{i}_B+e_B-(L_M\frac{{\mathrm{di}}_A}{\mathrm{dt}}+r{i}_A+e_A)=U_d\\ L_M=\frac{d{i}_C}{\mathrm{dt}}+r{i}_C+e_C-(L_M\frac{{\mathrm{di}}_A}{\mathrm{dt}}+r{i}_A+e_A)=0\\ i_A+i_B+i_C=0\end{array}\right.---\left(3\right)$

为了简化分析，忽略电枢绕组的电阻，则换相过程中电路方程可变为：

$\left\{\begin{array}{c}{L}_M\frac{{\mathrm{di}}_B}{\mathrm{dt}}+e_B-(L_M\frac{{\mathrm{di}}_A}{\mathrm{dt}}+e_A)=U_d\\ L_M=\frac{d{i}_C}{\mathrm{dt}}+e_C-(L_M\frac{{\mathrm{di}}_A}{\mathrm{dt}}+e_A)=0\\ i_A+i_B+i_C=0\end{array}\right.---\left(4\right)$

在t₀～t₁区间，反电势：

E_C＝-E_B＝E_m (5)

由于i_A+i_B+i_C＝0，所以：

$\frac{{\mathrm{di}}_A}{\mathrm{dt}}=-\frac{{\mathrm{di}}_B}{\mathrm{dt}}-\frac{{\mathrm{di}}_C}{\mathrm{dt}}---\left(6\right)$

将式(5)和式(6)代入方程组(4)的前两个方程中，可得：

$\left\{\begin{array}{c}{2L}_M\frac{{\mathrm{di}}_B}{\mathrm{dt}}+L_B\frac{{\mathrm{di}}_C}{\mathrm{dt}}-E_m-E_A=U_d\\ L_M=\frac{d{i}_B}{\mathrm{dt}}+L_M\frac{{\mathrm{di}}_C}{\mathrm{dt}}+E_M-E_A=0\end{array}\right.---\left(7\right)$

解上式方程组，并将结果代入式(4)中，得到换相过程中电流的变化率为：

$\left\{\begin{array}{c}\frac{d{i}_A}{\mathrm{dt}}=\frac{-U_d-2E_A}{3L_M}\\ \frac{d{i}_B}{\mathrm{dt}}=\frac{2U_d+3E_m+E_A}{3L_M}\\ \frac{d{i}_C}{\mathrm{dt}}=\frac{-U_d-3E_m+E_A}{3L_M}\end{array}\right.---\left(8\right)$

模态2[t₁-t₂](如图8－2)：在t₁时刻，A相电流继续通过S₁反并联二极管进行续流，电流逐渐减小，直到A相电流减小为0；B相电流通过下桥臂导通，电流反向增加；C相电流仍通过上桥臂正向导通，电流值逐渐减小。该时间段变压器副边电压与电流同向，系统向负载传输功率，原、副边电流线性上升。

因为在t₁时刻i_B＝0，i_A＝-i_C，且E_C＝-E_B＝E_m所以t₁时刻直接转矩为：

$T_e=\frac{(E_m-E_A)i_C}{\mathrm{\Ω}}---\left(9\right)$

模态3[t₂-t₃](如图8－3)：在t₂时刻，A相电流通过上桥臂从0开始正向流通，并逐渐增大；B相电流继续反向增加；C相电流仍正向减小。直到A相导通电流等于C相导通电流。该时间段仍为系统向负载传输功率。

因为在t₂时刻i_A＝0，-i_B＝i_C，且E_C＝-E_B＝E_m所以t₂时刻直接转矩为：

$T_e=\frac{{2E}_m{i}_C}{\mathrm{\Ω}}---\left(10\right)$

模态4[t₃-t₄](如图8－4)：在t₃时刻，A、B、C三相电流仍按照模态3的方向流通，只是A相电流开始减小，C相电流开始增加，直到A相电流减小为0。

因为在t₃时刻E_A＝E_C＝-E_B＝E_m，且i_A+i_C＝-i_B所以t₃时刻的直接转矩为：

$T_e=-\frac{{2E}_m{i}_B}{\mathrm{\Ω}}---\left(11\right)$

模态5[t₄-t₅](如图8－5)：在t₄时刻，A相电流开始从0通过上桥臂反向增加；B相电流继续反向增加；C相电流正向迅速增加。模态5中A、B、C三相电流的流动方向与模态2相同，直到下一时刻开关管进行换相。

因为在t₄时刻i_A＝0，-i_B＝i_C，且E_A＝-E_B＝E_m所以t₄时刻直接转矩为：

$T_e=\frac{(E_m-E_C)i_C}{\mathrm{\Ω}}---\left(12\right)$

图9以三三导通非零电压空间矢量的举例。在5π/3～2π扇区内，各相电压做理想化处理得：

U_a＝U_d/3，U_b＝-2U_d/3，U_c＝U_d/3 (13)

计算得：

$V_{\left(101\right)}=\frac{2}{3}{U}_d{e}^{j5\mathrm{\π}/3}---\left(14\right)$

其中：1表示上桥臂开通，0表示下桥臂开通。

同理求得其他5个非零电压矢量值如式(15)所示，其在复平面矢量空间的分布如图9所示。

$\left\{\begin{array}{c}{V}_1\left(100\right)=\frac{2}{3}{U}_d{e}^0,V_2\left(110\right)=\frac{2}{3}{U}_d{e}^{\mathrm{j\π}/3}\\ V_3\left(010\right)=\frac{2}{3}{U}_d{e}^{j2\mathrm{\π}/3},V_4=\left(011\right)=\frac{2}{3}{U}_d{e}^{\mathrm{j\π}}\\ V_5\left(001\right)=\frac{2}{3}{U}_d{e}^{j4\mathrm{\π}/3},V_6\left(101\right)=\frac{2}{3}{U}_d{e}^{j5\mathrm{\π}/3}\end{array}\right.---\left(15\right)$

Claims (2)

1.一种电动汽车无刷电机高频链驱动器，其特征在于：包括高频逆变器、高频变压器和六个结构相同的双向开关组成的三相矩阵变换器，所述三相矩阵变换器为高频化、能量双向流动的拓扑结构，三相矩阵变换器中的每个双向开关是由两个全控开关管反接串联形成。

2.根据权利要求1所述电动汽车无刷电机高频链驱动器的180度控制方法，其特征在于：无刷电机的高频链驱动信号采用180度三三导通控制方式，任一非换相时刻高频链矩阵变换器的三相桥臂中都有上桥臂或下桥臂处于开通状态，去控制电机的三个绕组都工作；在180度导通控制方式中，采用一种基于拓扑解耦的方波控制解耦调制方法，该调制方法是在普通180度三三导通方式中融入了方波的解耦调制；这种解耦调制就是将矩阵变换器一分为二成两个普通三相逆变器，分别为正组逆变器和负组逆变器，并且两组逆变器的输入电压极性相反，是前级高频逆变器产生的周期互补的高频方波信号，当方波交流电压为正时，正组逆变器工作，当方波交流电压为负时，负组逆变器工作，即把原本耦合在一起的两个电压型逆变器解耦为两个可单独控制的正、负两组逆变器；解耦后的导通桥臂在任意时刻仅有一个全控开关管关闭，开关管的驱动信号是高低频相间的方波脉冲信号组成。