CN107026643A - 电路装置、振荡器、电子设备以及移动体 - Google Patents

电路装置、振荡器、电子设备以及移动体 Download PDF

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Abstract

本发明提供电路装置、振荡器、电子设备以及移动体，其能够同时实现频率精度的提高和低功耗化。电路装置具有：A/D转换部(20)，其对来自温度传感器部(10)的温度检测电压(VTD)进行A/D转换，输出温度检测数据(DTD)；处理部(50)，其根据温度检测数据(DTD)进行振荡频率的温度补偿处理；以及振荡信号生成电路(140)，其具有D/A转换部(80)和振荡电路(150)，使用来自处理部(50)的频率控制数据(DDS)和振子(XTAL)生成振荡信号(SSC)。D/A转换部(80)具有：调制电路(90)，其接收n+m比特的频率控制数据(DDS)，并根据频率控制数据(DDS)的m比特的数据调制n比特的数据；D/A转换器(100)，其对调制后的n比特的数据进行D/A转换；以及滤波电路(120)，其使D/A转换器(100)的输出电压平滑。

Description

电路装置、振荡器、电子设备以及移动体
技术领域
本发明涉及电路装置、振荡器、电子设备以及移动体等。
背景技术
以往，已知有被称作TCXO(temperature compensated crystal oscillator)的温度补偿型振荡器。该TCXO例如被用作便携通信终端、GPS相关设备、可穿戴设备或者车载设备等中的基准信号源等。
该TCXO有作为模拟方式的温度补偿型振荡器的ATCXO和作为数字方式的温度补偿型振荡器的DTCXO。作为ATCXO的现有技术，已知有专利文献1中公开的技术。作为DTCXO的现有技术，已知有专利文献2中公开的技术。
专利文献1：日本特开2012-199631号公报
专利文献2：日本特开昭64-82809号公报
DTCXO等数字方式的振荡器与ATCXO等模拟方式的振荡器相比，在低功耗化等中存在有利的一面。例如在ATCXO中，导致在该电路装置的模拟电路中流过许多的消耗电流。尤其在ATCXO中，在为了提高频率精度，而想要增加作为模拟电路的温度补偿电路(近似函数产生电路)中的近似函数的次数，或者增加模拟电路的晶体管中流过的电流而降低噪声时，导致功耗大幅增加。因此，存在很难同时实现频率精度的提高和低功耗化这样的课题。
发明内容
根据本发明的若干方式，能够提供可同时实现频率精度的提高和低功耗化的电路装置、振荡器、电子设备以及移动体等。
本发明的一个方式涉及电路装置，其特征在于，该电路装置具有：A/D转换部，其对来自温度传感器部的温度检测电压进行A/D转换，输出温度检测数据；处理部，其根据所述温度检测数据进行振荡频率的温度补偿处理，输出所述振荡频率的频率控制数据；以及振荡信号生成电路，其使用来自所述处理部的所述频率控制数据和振子，生成根据所述频率控制数据设定的所述振荡频率的振荡信号，所述振荡信号生成电路具有：D/A转换部，其对来自所述处理部的所述频率控制数据进行D/A转换；以及振荡电路，其使用所述D/A转换部的输出电压和所述振子，生成所述振荡信号，所述D/A转换部具有：调制电路，其从所述处理部接收i＝(n+m)比特的所述频率控制数据，并根据所述频率控制数据的m比特的数据调制所述频率控制数据的n比特的数据；D/A转换器，其对调制后的所述n比特的数据进行D/A转换；以及滤波电路，其使所述D/A转换器的输出电压平滑。
根据本发明的一个方式，仅通过在D/A转换部中设置调制电路和滤波电路，就能够使用例如n比特的分辨率的D/A转换器，实现i＝(n+m)比特这样高的分辨率的D/A转换部63。并且，通过像这样提高对频率控制数据进行D/A转换的D/A转换部的分辨率，能够实现根据该频率控制数据生成的振荡信号的频率精度的高精度化。此外，由于设置这样的调制电路、滤波电路而引起的功耗的增加不会那么大。另外，从处理部对D/A转换部供给例如i比特的频率控制数据也不会那么困难。因此，根据本发明的一个方式，能够提供可同时实现频率精度的提高和低功耗化的电路装置等。
另外，在本发明的一个方式中，可以是，在设所述D/A转换部的采样频率为fs，设所述D/A转换部的1次D/A转换所引起的所述振荡频率的变化为Δf的情况下，Δf/fs＜1/106。
在本发明的一个方式中，D/A转换部的采样频率fs和D/A转换部的1次D/A转换所引起的振荡频率的变化Δf满足Δf/fs＜1/106。由此，能够抑制因频率控制数据的变动所引起的寄生而导致C/N特性恶化。
另外，在本发明的一个方式中，可以是，在fs≥1kHz的情况下，Δf/fs<1/106，在fs<1kHz的情况下，Δf<1mHz。
由此，为了抑制C/N特性的恶化，能够使用与fs对应的适当的条件等。
另外，在本发明的一个方式中，可以是，在设所述D/A转换部的采样频率为fs，设所述D/A转换部的1次D/A转换所引起的所述振荡频率的变化为Δf的情况下，当fs＜1kHz时，Δf＜1mHz。
在本发明的一个方式中，D/A转换部的采样频率fs和D/A转换部的1次D/A转换所引起的振荡频率的变化Δf在fs＜1kHz的情况下满足Δf＜1mHz。由此，能够抑制因频率控制数据的变动所引起的寄生而导致C/N特性恶化。
另外，在本发明的一个方式中，所述振子可以是石英振子。
由此，能够使用石英振子作为振子。
另外，在本发明的一个方式中，可以是，所述石英振子是AT切振子、SC切振子或者SAW(Surface Acoustic Wave：声表面波)谐振器。
由此，作为石英振子，能够利用特性不同的多个振子(谐振器)中的至少1个。
另外，在本发明的一个方式中，可以是，在温度从第1温度变化成第2温度的情况下，所述处理部输出以k×LSB为单位从与所述第1温度对应的第1数据变化到与所述第2温度对应的第2数据的所述频率控制数据，其中k≥1。
由此，在温度从第1温度变化为第2温度的情况下，也从处理部对D/A转换部输入以k×LSB为单位变化的频率控制数据。因此，在从第1温度变化为第2温度时，能够有效地抑制如下的情况：D/A转换部的输出电压发生大幅的电压变化，从而发生因该电压变化所引起的不良情况。
另外，在本发明的一个方式中，可以是，所述处理部对作为上次的所述温度补偿处理的运算结果数据的所述第1数据与作为本次的所述温度补偿处理的所述运算结果数据的所述第2数据进行比较，在所述第2数据大于所述第1数据的情况下，进行对所述第1数据加上规定值的处理直到相加结果数据达到所述第2数据为止，并且输出所述相加结果数据作为所述频率控制数据，在所述第2数据小于所述第1数据的情况下，进行从所述第1数据中减去规定值的处理直到相减结果数据达到所述第2数据为止，并且输出所述相减结果数据作为所述频率控制数据。
由此，通过进行对第1数据加上规定值的处理、或者从第1数据减去规定值的处理，能够使频率控制数据以k×LSB为单位变化。
另外，在本发明的一个方式中，可以是，所述处理部具有：运算部，其根据所述温度检测数据进行所述振荡频率的所述温度补偿处理的运算，输出所述温度补偿处理的所述运算结果数据；以及输出部，其接受来自所述运算部的所述运算结果数据，输出所述频率控制数据，在所述运算结果数据从与所述第1温度对应的所述第1数据变化成与所述第2温度对应的所述第2数据的情况下，所述输出部输出以k×LSB为单位从所述第1数据变化到所述第2数据的所述频率控制数据。
由此，通过运算部中的运算处理，实现了振荡频率的温度补偿处理。并且，在来自该运算部的运算结果数据从第1数据变化为第2数据的情况下，输出部输出以k×LSB为单位从第1数据变化为第2数据的频率控制数据。由此，在温度从第1温度变化成第2温度的情况下，能够从处理部输出以k×LSB为单位从与第1温度对应的第1数据变化到与第2温度对应的第2数据的频率控制数据。
另外，在本发明的一个方式中，可以是，所述处理部以比来自所述A/D转换部的所述温度检测数据的输出速率快的输出速率输出所述频率控制数据。
由此，例如在A/D转换部的A/D转换期间内，能够使频率控制数据以k×LSB为单位依次变化。
另外，在本发明的一个方式中，可以是，在设所述D/A转换中的数据的最小分辨率为LSB的情况下，所述D/A转换部输出按照与k×LSB对应的电压步幅变化的所述输出电压，其中k≥1。
由此，D/A转换部的输出电压的变化被限制为与k×LSB对应的电压步幅，因此，能够抑制因该输出电压发生大幅的电压变化所导致的不良情况的发生等。
另外，在本发明的一个方式中，可以是k＝1。
由此，能够使D/A转换部的输出电压以与1LSB对应的电压步幅变化。
此外，本发明的另一个方式涉及振荡器，该振荡器具有上述任意的电路装置和所述振子。
此外，本发明的另一个方式涉及电子设备，该电子设备具有上述任意的电路装置。
此外，本发明的另一个方式涉及移动体，该移动体具有上述任意的电路装置。
附图说明
图1是频率精度和芯片尺寸的关系图。
图2是示出ATCXO的频率漂移的图。
图3是示出现有的DTCXO的频率漂移的图。
图4是本实施方式的电路装置的基本结构例。
图5是本实施方式的电路装置的详细结构例。
图6是示出振子的温度特性及其偏差的例子的图。
图7是本实施方式的温度补偿处理的说明图。
图8是由于频率漂移而产生的通信错误的说明图。
图9是从第1温度变化成第2温度时的频率控制电压的变化的说明图。
图10是从第1温度变化成第2温度时的频率控制电压的变化的说明图。
图11是本实施方式的方法的说明图。
图12是本实施方式的方法的说明图。
图13是本实施方式的方法的说明图。
图14是关于跳频的说明图。
图15是采用本实施方式的方法时频率漂移的改善的说明图。
图16是振子的C/N特性与使C/N特性恶化的寄生的关系的说明图。
图17是示出与Δf和fs对应的寄生的特性例的图。
图18是示出不使C/N特性恶化的Δf和fs的设定例的图。
图19是使Δf和fs的设定按照时间序列变化的方法的说明图。
图20是处理部的详细结构例。
图21是使频率控制数据以k×LSB为单位变化的方法的说明图。
图22是使频率控制数据以k×LSB为单位变化的方法的说明图。
图23是D/A转换部的详细结构例。
图24是D/A转换部的更详细结构例。
图25是PWM调制的说明图。
图26是PWM调制的说明图。
图27是PWM调制的说明图。
图28是温度传感器部的详细结构例。
图29是温度传感器部的详细结构例。
图30是温度传感器部的说明图。
图31是振荡电路的详细结构例。
图32是本实施方式的变形例的说明图。
图33是本实施方式的变形例的说明图。
图34是本实施方式的变形例的说明图。
图35是示出变形例中的频率漂移的图。
图36是示出变形例中的频率漂移的图。
图37是示出变形例中的频率漂移的图。
图38是A/D转换部的详细结构例。
图39是振荡器的结构例。
图40是电子设备的结构例。
图41是移动体的结构例。
标号说明
XTAL…振子；DACA～DACF…D/A转换器；
OPA～OPD、OPS…运算放大器；CX1～CX3…电容器；
VTD…温度检测电压；DTD…温度检测数据；DDS…频率控制数据；
VQ…输出电压(频率控制电压)；SSC…振荡信号；
T1…第1温度；T2…第2温度；DTD1…第1温度检测数据；DTD2…第2温度检测数据；
VC1…第1控制电压；VC2…第2控制电压；VDF…差分电压；VA…电压幅度；
TAD、TDAC…期间；TP…规定期间；FD…允许频率漂移；
FR…频率可变范围；VFS…满量程电压；
DAT1…第1数据；DAT2…第2数据；
10…温度传感器部；20…A/D转换部；22…逻辑部；23…处理部；
24…寄存器部；26…模拟部；27…比较部；
28…温度传感器部用放大器；50…处理部；52…控制部；53…判定部；
54、55…比较部；58…乘法器；59…加法器；60…运算部；
61、62…类型转换部；63…多路复用器；64…运算器；
65…多路复用器；66、67…工作寄存器；68…类型转换部；
69…工作寄存器；70…输出部；71…多路复用器；
72…输出寄存器；73…LSB加法器；74…LSB減算器；
80…D/A转换部；90…调制电路；100…D/A转换器；
104、106…解码器；120…滤波电路；130…滤波电路；
140…振荡信号生成电路；150…振荡电路；160…缓存电路；
180…存储器部；190…ROM；206…汽车；207…车体；
208…控制装置；209…车轮；400…振荡器；410…封装；
420…振子；500…电路装置；510…通信部；520…处理部；
530…操作部；540…显示部；550…存储部。
具体实施方式
以下，详细说明本发明的优选实施方式。另外，以下说明的本实施方式并非不当地限定权利要求书所述的本发明的内容，在本实施方式中说明的全部结构并非必须是本发明的解决手段。
1.频率漂移
在作为温度补偿型振荡器的TCXO中，要求频率精度的提高和低功耗化。在例如内置GPS的钟表或脉搏等活体信息的测定设备等可穿戴设备中，需要延长基于电池的动作持续时间。因此，要求作为基准信号源的TCXO在确保频率精度的同时功耗更低。
此外，作为通信终端与基站的通信方式提出了各种方式。例如在TDD(TimeDivision Duplex)方式中，各设备在分割而成的时隙中发送数据。并且，在时隙(上行线路时隙、下行线路时隙)之间设定隔离时间，由此，可防止时隙重叠。在下一代的通信系统中，提出了例如使用1个频带(例如50GHz)以TDD方式进行数据通信。
但是，在采用这样的TDD方式的情况下，需要在各设备中进行时刻同步，要求有正确的绝对时刻的钟表。为了实现这样的要求，还可考虑例如在各设备设置原子时钟(原子振荡器)作为基准信号源的方法，但是，将产生导致设备的高成本化或者设备大型化等问题。
此外，TCXO具有作为模拟方式的温度补偿型振荡器的ATCXO和作为数字方式的温度补偿型振荡器的DTCXO。
并且，在使用ATCXO作为基准信号源的情况下，在想要使频率精度高精度化时，如图1所示，导致电路装置的芯片尺寸增加，很难实现低成本化和低功耗化。
另一方面，在DTCXO中，如图1所示，具有电路装置的芯片尺寸不会过度变大，能够实现频率精度的高精度化这样的优点。
但是，在DTCXO等数字方式的振荡器中，由于该振荡频率的频率漂移，具有在组入有振荡器的通信装置中产生通信错误等这样的问题。例如在数字方式的振荡器中，对来自温度传感器部的温度检测电压进行A/D转换，根据得到的温度检测数据进行频率控制数据的温度补偿处理，根据该频率控制数据生成振荡信号。在该情况下，已判明在由于温度变化而使频率控制数据的值大幅变化时，由此而产生跳频的问题。在产生这样的跳频时，以与GPS相关的通信装置为例，导致产生GPS的锁脱落等问题。
因此，在DTCXO等数字方式的振荡器中，虽然提出了各种电路方式，但是，作为这样的通信错误成为问题的实际产品的基准信号源，现状是几乎不采用数字方式的振荡器，而是采用ATCXO等模拟方式的振荡器。
例如图2是示出ATCXO的频率漂移的图。在ATCXO中，如图2所示，在温度伴随时间经过而变化的情况下，其频率漂移也收缩在允许频率漂移(允许频率错误)的范围内(±FD)。在图2中，频率漂移(频率错误)用与公称振荡频率(例如16MHz左右)的比率(频率概率，ppb)表示。为了不产生例如通信错误，在规定期间TP(例如20msec)内，需要使频率漂移收缩在允许频率漂移的范围内(±FD)。在此，FD为例如数ppb左右。
另一方面，图3是示出使用现有的DTCXO时的频率漂移的图。如图3所示，在现有的DTCXO中，该频率漂移未收缩在允许频率漂移的范围内，产生超出了该范围的跳频。因此，导致产生起因于该跳频的通信错误(GPS的锁脱落等)，成为采用DTCXO作为实际产品的基准信号源的障碍。
此外，已知振荡器会产生与振子特性对应的相位噪声。后述的图16的D1是石英振子的一般的C/N特性的例子，相位噪声的强度(纵轴，单位dBc/Hz)在相对于振荡频率的失调频率(横轴，单位Hz)较低的位置与失调频率f的三次幂成反比，在1k～10kHz左右的范围内与f的二次幂成反比。在10kHz以下的频率范围内，所谓1/f噪声引起的影响较大。另一方面，在高于10kHz的频率下，热噪声引起的影响较大，成为不依存于f的平坦的特性。即，产生期望振荡频率以外的频率的信号在振子的特性上不可避免，在DTCXO等振荡器(以及包含振荡器的电路装置)中，进行即使产生D1这样的成为C/N特性的相位噪声也不成问题的设计。
但是，在DTCXO中，产生控制振荡频率的数据(频率控制数据DDS)的输出频率fs和与振荡频率的变化Δf对应的强度的寄生。详细情况使用下式(10)等在后面再述，产生的寄生相对于基波(振荡频率)的失调频率为fs，强度为与(Δf/fs)2对应的值。并且，根据fs和Δf的值，有可能产生强度与D1所示的振荡器本来的相位噪声相比强度较大的寄生。图16的D2是Δf＝0.1Hz、fs＝100kHz时的寄生的例子，D3是Δf＝0.1Hz、fs＝600kHz时的寄生的例子。D2、D3的任何寄生的强度都比振荡器本来的相位噪声(D1)高。
由于产生D2、D3所示的寄生，不同于期望振荡频率的频率下的信号强度相对地增大，振荡器400的C/N特性恶化。C/N特性的恶化与使用振荡信号而得到的数据精度的降低有关。例如如果是上述GPS的例子，则GPS接收信号的精度降低，具体而言，根据GPS接收信号求出的位置信息的精度降低。由此，与频率变动对应的寄生的产生，也成为采用DTCXO作为实际产品的基准信号源的障碍。另外，图16的D2、D3所示的寄生在其强度不降低的情况下，会使C/N特性恶化。由此，如果进行基于滤波电路的平滑等降低寄生强度的降噪处理，则在本实施方式的方法中，采用与D2、D3对应的Δf、fs的值不会成为障碍。详细情况容后再述。
2.结构
图4示出本实施方式的电路装置的基本结构例。该电路装置是实现DTCXO、OCXO等数字方式的振荡器的电路装置(半导体芯片)。例如通过将该电路装置和振子XTAL收纳于封装，可实现数字方式的振荡器。
图4的电路装置包含A/D转换部20、处理部50、振荡信号生成电路140。此外，电路装置还可包含温度传感器部10、缓存电路160。另外，电路装置的结构不限于图4的结构，可以实施省略其一部分结构要素(例如温度传感器部、缓存电路、A/D转换部等)或追加其它结构要素等的各种变形。
振子XTAL是例如石英振子等压电振子。振子XTAL可以是设于恒温槽内的恒温(oven)型振子(OCXO)。振子XTAL也可以是谐振器(电气机械式的谐振器或者电气式的谐振电路)。作为振子XTAL，可采用压电振子、SAW(Surface Acoustic Wave)谐振器、MEMS(MicroElectro Mechanical Systems)振子等。作为振子XTAL的基板材料，可采用石英、钽酸锂、铌酸锂等压电单晶体以及锆钛酸铅等压电陶瓷等压电材料或者硅半导体材料等。作为振子XTAL的振荡手段，可以使用基于压电效应的手段，也可以使用基于库仑力的静电驱动。
温度传感器部10输出温度检测电压VTD。具体而言，输出根据环境(电路装置)的温度而变化的温度依存电压作为温度检测电压VTD。温度传感器部10的具体结构例在后面再述。
A/D转换部20进行来自温度传感器部10的温度检测电压VTD的A/D转换，输出温度检测数据DTD。例如输出与温度检测电压VTD的A/D转换结果对应的数字的温度检测数据DTD(A/D结果数据)。作为A/D转换部20的A/D转换方式，例如可采用逐次比较方式、与逐次比较方式类似的方式等。另外，A/D转换方式不限于这样的方式，还可采用各种方式(计数型、并联比较型或者串并联型等)。
处理部50(DSP部：数字信号处理部)进行各种信号处理。例如处理部50(温度补偿部)根据温度检测数据DTD进行振荡频率(振荡信号的频率)的温度补偿处理。并且，输出振荡频率的频率控制数据DDS。具体而言，处理部50根据按照温度而变化的温度检测数据DTD(温度依存数据)和温度补偿处理用的系数数据(近似函数的系数的数据)等，进行用于即使在温度变化的情况下也使振荡频率恒定的温度补偿处理。该处理部50可以由门阵列等ASIC电路实现，也可以由处理器和在处理器上动作的程序来实现。
振荡信号生成电路140生成振荡信号SSC。例如振荡信号生成电路140使用来自处理部50的频率控制数据DDS和振子XTAL，生成根据频率控制数据DDS设定的振荡频率的振荡信号SSC。作为一例，振荡信号生成电路140使振子XTAL以根据频率控制数据DDS设定的振荡频率振荡，生成振荡信号SSC。
另外，振荡信号生成电路140也可以是以直接数字合成器方式生成振荡信号SSC的电路。例如也可以将振子XTAL(固定振荡频率的振荡源)的振荡信号设为参考信号，以数字方式生成根据频率控制数据DDS设定的振荡频率的振荡信号SSC。
振荡信号生成电路140可以包含D/A转换部80和振荡电路150。但是，振荡信号生成电路140不限于这样的结构，也可以实施省略其一部分结构要素或者追加其它结构要素等的各种变形。
D/A转换部80进行来自处理部50的频率控制数据DDS(处理部的输出数据)的D/A转换。被输入到D/A转换部80的频率控制数据DDS是处理部50的温度补偿处理后的频率控制数据(频率控制码)。例如可采用电阻串型(电阻分割型)作为D/A转换部80的D/A转换方式。但是，D/A转换方式不限于此，也可采用电阻梯型(R－2R梯型等)、电容阵列型或者脉宽调制型等各种方式。此外，D/A转换部80除了D/A转换器以外，还可以包含其控制电路、调制电路、滤波电路等。
振荡电路150使用D/A转换部80的输出电压VQ和振子XTAL，生成振荡信号SSC。振荡电路150经由第1、第2振子用端子(振子用衬垫)而与振子XTAL连接。例如振荡电路150通过使振子XTAL(压电振子、谐振器等)振荡而生成振荡信号SSC。具体而言，振荡电路150使振子XTAL以将D/A转换部80的输出电压VQ作为频率控制电压(振荡控制电压)的振荡频率振荡。例如在振荡电路150是通过电压控制来控制振子XTAL的振荡的电路(VCO)的情况下，振荡电路150可以包含电容值按照频率控制电压而变化的可变电容电容器(电容二极管等)。
另外，如前所述，振荡电路150可以通过直接数字合成器方式来实现，在该情况下，振子XTAL的振荡频率成为参考频率，成为不同于振荡信号SSC的振荡频率的频率。
缓存电路160进行由振荡信号生成电路140(振荡电路150)生成的振荡信号SSC的缓存，输出缓存后的信号SQ。即，进行用于使得能够充分驱动外部负载的缓存。信号SQ例如是限幅正弦波信号。但是，信号SQ也可以是矩形波信号。或者，缓存电路160也可以是能够输出限幅正弦波信号和矩形波信号两者作为信号SQ的电路。
图5示出本实施方式的电路装置的详细的结构例。在图5中，D/A转换部80包含调制电路90、D/A转换器100、滤波电路120。
D/A转换部80的调制电路90从处理部50接收i＝(n+m)比特的频率控制数据DDS(i、n、m为1以上的整数)。作为一例，i＝20，n＝16，m＝4。并且，调制电路90根据频率控制数据DDS的m比特(例如4比特)的数据，调制频率控制数据DDS的n比特(例如16比特)的数据。具体而言，调制电路90进行频率控制数据DDS的PWM调制。另外，调制电路90的调制方式不限于PWM调制(脉宽调制)，例如也可以是PDM调制(脉冲密度调制)等的脉冲调制，也可以是脉冲调制以外的调制方式。例如也可以对频率控制数据DDS的n比特的数据进行m比特的抖动处理(dithering处理)，由此实现比特扩展(从n比特到i比特的比特扩展)。
D/A转换器100进行由调制电路90调制后的n比特的数据的D/A转换。例如进行n＝16比特的数据的D/A转换。作为D/A转换器100的D/A转换方式，例如可采用电阻串型、电阻梯型等。
滤波电路120对D/A转换器100的输出电压VDA进行平滑。例如进行低通滤波处理而对输出电压VDA进行平滑。通过设置这样的滤波电路120，例如能够进行PWM调制后的信号的PWM解调。该滤波电路120的截止频率可根据调制电路90的PWM调制的频率来设定。即，来自D/A转换器100的输出电压VDA的信号包含PWM调制的基本频率和高次谐波成分的脉动(ripple)，因此，由滤波电路120使该脉动衰减。另外，作为滤波电路120，例如可采用使用电阻或者电容器等被动元件的无源滤波器。但是，作为滤波电路120，还可以采用SCF等有源滤波器。
如后所述，为了抑制由图3中说明的跳频导致的通信错误的产生，实现频率精度的提高，需要使D/A转换部80的分辨率尽量高。
但是，仅用例如电阻串型等的D/A转换器100难以实现例如i＝20比特这样的高分辨率的D/A转换。此外，当D/A转换部80的输出噪声较大时，由于该噪声，很难实现频率精度的提高。
因此，在图5中，在D/A转换部80中设置调制电路90。此外，处理部50输出比特数比作为D/A转换器100的分辨率的n比特(例如16比特)多的i＝m+n比特的频率控制数据DDS。处理部50为了实现例如温度补偿处理等数字信号处理，进行浮点运算等，因此，容易输出这样的比特数比n比特(例如n＝16比特)多的i＝m+n比特的频率控制数据DDS。
并且，调制电路90根据i＝m+n中的m比特的数据进行i＝m+n中的n比特的数据的调制(PWM调制等)，将调制后的n比特的数据DM输出到D/A转换器100。并且，D/A转换器100进行数据DM的D/A转换，滤波电路120进行所得到的输出电压VDA的平滑处理，由此，能够实现i＝m+n比特(例如20比特)这样的高分辨率的D/A转换。
根据该结构，例如可采用输出噪声少的电阻串型等作为D/A转换器100，因此，能够降低D/A转换部80的输出噪声，容易抑制频率精度的劣化。例如由于调制电路90的调制而产生噪声，但是，对于该噪声，也能够通过设定滤波电路120的截止频率而使其充分衰减，能够抑制起因于该噪声的频率精度的劣化。
另外，D/A转换部80的分辨率不限于i＝20比特，可以是高于20比特的分辨率，也可以是低于20比特的分辨率。此外，调制电路90的调制比特数也不限于m＝4比特，可以大于4比特(例如m＝8比特)，也可以小于4比特。
此外，在图5中，有效地利用在D/A转换部80的前级设置有进行温度补偿处理等数字信号处理的处理部50的情况。即，处理部50通过例如浮点运算等，高精度地执行温度补偿处理等数字信号处理。因此，例如浮点运算结果的尾数的低位比特也作为有效数据处理，如果转换成二进制数据，则还能够容易地输出例如i＝m+n＝20比特这样的高比特数的频率控制数据DDS。在图5中着眼于这一点，将这样的高比特数i＝m+n比特的频率控制数据DDS提供给D/A转换部80，使用m比特的调制电路90和n比特的D/A转换器100，成功实现i＝m+n比特这样的高分辨率的D/A转换。
通过这样地将D/A转换部80的分辨率设为高分辨率，能够抑制上述跳频的产生。由此，能够抑制由于跳频而导致的通信错误等的产生。
此外，除了这样的跳频的问题以外，在DTCXO或OCXO等的数字方式的振荡器中，还要求振荡频率有非常高的频率精度。例如在前述的TDD方式中，上行和下行使用相同的频率按照时分方式发送接收数据，在分配给各设备的时隙之间设定有隔离时间。因此，为了实现适当的通信，在各设备中需要进行时刻同步，要求有正确的绝对时刻的钟表。例如在产生了基准信号(GPS信号或经由互联网的信号)消失或者异常的保持现象(holdover)的情况下，需要在没有基准信号的状态下由振荡器侧正确地对绝对时刻进行计时。因此，用于这样的设备(GPS相关设备、基站等)的振荡器要求非常高的振荡频率精度。
为了实现这样的要求，例如在采用各设备设置原子时钟等的方法时，将导致设备的高成本化和大规模化。此外，不希望虽然实现了高频率精度的振荡器，但却导致用于振荡器的电路装置大规模化，或者功耗非常大。
在这一点上，根据图5的电路装置的结构，仅在D/A转换部80设置调制电路90、滤波电路120，即可实现例如i≥20比特这样的非常高的分辨率的D/A转换部80，通过这样地提高分辨率，能够实现振荡频率的高精度化。并且，由于这样地设置调制电路90、滤波电路120而引起的电路装置的芯片尺寸的增加或功耗的增加不会那么大。并且，在处理部50中通过浮点运算等实现了温度补偿处理，还能够容易地将例如i≥20比特这样的频率控制数据DDS输出到D/A转换部80。因此，图5的电路装置的结构具有如下优点：能够同时实现振荡频率的高精度化以及抑制电路装置的规模和功耗的增加。
另外，图4、图5的电路装置还能够用作具有对基准信号(GPS信号或经由互联网的信号)和基于振荡信号的输入信号进行比较的相位比较电路的PLL电路中的、振荡用IC。在该情况下，处理部50对例如来自该相位比较电路的频率控制数据进行温度补偿处理或老化校正处理等，由振荡信号生成电路140生成振荡信号即可。
此外，在温度从第1温度变化成第2温度的情况下，处理部50输出从与第1温度(第1温度检测数据)对应的第1数据到与第2温度(第2温度检测数据)对应的第2数据，以k×LSB为单位变化(每次变化k×LSB)的频率控制数据DDS。在此，k≥1，k为1以上的整数。例如在设频率控制数据DDS的比特数(D/A转换部的分辨率)为i的情况下，k<2i，k为与2i相比足够小的整数(例如k＝1～8)。更具体而言，k<2m。例如在k＝1的情况下，处理部50输出以1LSB为单位(以1比特为单位)从第1数据变化成第2数据的频率控制数据DDS。即，输出从第1数据向第2数据每次移动1LSB(1比特)地变化的频率控制数据DDS。另外，频率控制数据DDS的变化步幅不限于1LSB，例如也可以如2×LSB、3×LSB、4×LSB···那样，为2×LSB以上的变化步幅。
例如，处理部50包含运算部60和输出部70。运算部60根据温度检测数据DTD进行振荡频率的温度补偿处理的运算。通过基于例如浮点运算等的数字信号处理实现温度补偿处理。输出部70接受来自运算部60的运算结果数据CQ，输出频率控制数据DDS。并且，在运算结果数据CQ从与第1温度对应的第1数据变化成与第2温度对应的第2数据的情况下，该输出部70进行以k×LSB为单位从第1数据变化成第2数据的频率控制数据DDS的输出处理。
由此，如果从处理部50输出的频率控制数据DDS每次变化k×LSB，则例如在温度从第1温度变化成第2温度的情况下，D/A转换部80的输出电压VQ产生较大的电压变化，能够抑制由于该电压变化而产生图3的跳频的事态。由此，能够防止由于该跳频而产生通信错误等。
更具体而言，处理部50对上次(上次的定时)的温度补偿处理的运算结果数据(CQ)即第1数据和本次(本次的定时)的温度补偿处理的运算结果数据即第2数据进行比较。
并且，在第2数据大于第1数据的情况下，处理部50(输出部70)进行对第1数据加上规定值的处理，例如进行作为规定值加上k×LSB的处理。例如在k＝1的情况下，进行作为规定值加上1LSB的处理。另外，加上的规定值不限于1LSB，也可以是2×LSB以上。并且，处理部50例如进行该相加处理直到相加结果数据达到第2数据为止，并且将该相加结果数据作为频率控制数据DDS进行输出。
另一方面，在与第2温度对应的第2数据小于与第1温度对应的第1数据的情况下，处理部50(输出部70)进行从第1数据减去规定值的处理。例如进行作为规定值减去k×LSB的处理。例如在k＝1的情况下，进行作为规定值减去1LSB的处理。另外，减去的规定值不限于1LSB，也可以是2×LSB以上。并且，处理部50例如进行该相减处理直到相减结果数据达到第2数据为止，并且将该相减结果数据作为频率控制数据DDS进行输出。
由此，如果进行对第1数据加上规定值或者从第1数据减去规定值的处理并输出频率控制数据DDS，则在温度补偿处理的运算结果数据从与第1温度对应的第1数据变化成与第2温度对应的第2数据的情况下，例如能够输出以与规定值对应的k×LSB为单位从第1数据变化成第2数据的频率控制数据DDS。
此外，处理部50(输出部70)在第1模式(通常模式)下进行以k×LSB为单位变化的频率控制数据DDS的输出处理。由此，能够抑制由跳频而导致的通信错误等的产生。
另一方面，处理部50在第2模式(高速模式)下不进行以k×LSB为单位变化的频率控制数据DDS的输出处理，而是将温度补偿处理的运算结果数据作为频率控制数据DDS进行输出。具体而言，将来自运算部60的运算结果数据CQ作为频率控制数据DDS进行输出。由此，能够将与第1模式相比高速变化的频率控制数据DDS提供给D/A转换部80，能够实现高速模式。
另外，第1模式在电路装置通常动作时(通常动作期间)设定。另一方面，第2模式在例如电路装置启动时(启动期间)或者检查时(测试期间)设定。即，在通常动作时以外的动作时电路装置被设定成第2模式。
通过例如在电路装置的通常动作时设定成第1模式，处理部50输出以k×LSB为单位变化的频率控制数据DDS。由此，防止跳频等问题，实现振荡频率的高精度化等。
另一方面，通过在电路装置启动时或者检查时设定成第2模式，不进行使频率控制数据DDS以k×LSB为单位变化的处理，来自运算部60的运算结果数据CQ直接作为频率控制数据DDS输出。由此，能够缩短电路装置的启动时间，能够高速启动电路装置。此外，能够缩短制造电路装置或振荡器时等中的检查期间(测试期间)，实现制造期间的缩短等。
此外，在本实施方式中，处理部50以比来自A/D转换部20的温度检测数据DTD的输出速率快的输出速率输出频率控制数据DDS。由此，能够输出以k×LSB为单位从第1数据变化成第2数据的频率控制数据DDS。例如在与A/D转换期间对应的期间内，能够使频率控制数据DDS每次k×LSB地阶段性地变化。
图6是示出振子XTAL(AT振子等)的温度引起的振荡频率的频率偏差的一例的图。处理部50进行用于使具有图6所示的温度特性的振子XTAL的振荡频率不依赖于温度而保持恒定的温度补偿处理。
具体而言，处理部50执行使得A/D转换部20的输出数据(温度检测数据)与D/A转换部80的输入数据(频率控制数据)成为图7所示的对应关系的温度补偿处理。图7的对应关系(频率校正表)能够通过将例如装有电路装置的振荡器放入恒温槽，监视各温度下的D/A转换部80的输入数据(DDS)和/D转换部20的输出数据(DTD)等的方法来取得。
并且，将用于实现图7的对应关系的温度补偿用的近似函数的系数数据存储在电路装置的存储器部(非易失性存储器)中。并且，处理部50根据从存储器部读出的系数数据和来自A/D转换部20的温度检测数据DTD进行运算处理，由此，实现用于使振子XTAL的振荡频率不依赖于温度而保持恒定的温度补偿处理。
另外，温度传感器部10的温度检测电压VTD如后所述具有例如负的温度特性。因此，能够利用图7所示的温度补偿特性，通过抵消来补偿图6的振子XTAL的振荡频率的温度依存性。
3.本实施方式的方法
接着，详细说明本实施方式的方法。首先，使用图8，说明由于跳频而产生的GPS(Global Positioning System)的通信错误。并且，使用图16～图19说明振荡器400的C/N特性和寄生。
3.1跳频
GPS卫星将与卫星轨道、时刻等有关的信息包含在图8的导航消息中，作为GPS卫星信号以50BPs的数据速率发送。因此，1比特的长度为20msec(PN码的20个周期)。1个导航消息由1个主帧构成，1个主帧由1500比特组成的25个帧构成。
GPS卫星信号如图8所示根据导航消息的比特值以BPSK调制方式来调制。具体而言，对导航消息乘以PN码(伪随机码)来进行频谱扩散，对频谱扩散后的信号乘以载波(1575.42MHz)，由此进行BPSK调制。在图8中，示出导航消息的B1部分的PN码，且示出PN码的B2部分的载波。PN码的逻辑电平变化的定时，如B3所示载波发生相位反转。载波的1波长的期间为0.635ns左右。GPS接收机接收以BPSK调制方式调制后的导航消息的载波，通过进行载波的接收信号的解调处理，取得导航消息。
在这样的接收信号的解调处理时，在不使与载波的频率(1575.42MHz)之间的残差频率收缩于4Hz/20msec内时，在解调处理中产生误判定。即，在GPS导航消息的1比特长的期间(GPS导航消息的周期)TP＝20msec内，不使与载波的频率之间的残差频率收缩于4Hz内时，产生跳频引起的通信错误。
并且，上述4Hz相对于载波的频率1575.42MHz的比例为数ppb左右，因此，图2、图3所示的允许频率漂移FD也为数ppb左右。
在例如GPS的接收机中，根据由本实施方式的电路装置(振荡器)生成的振荡信号，设定解调处理中的载波的频率。因此，需要使振荡信号的振荡频率的频率漂移在TP＝20msec中收缩于±FD内。由此，能够在GPS卫星信号的接收信号的解调处理中防止误判定的产生，能够避免产生通信错误(接收错误)。
但是，在现有的DTCXO等的数字方式的振荡器中，没有在期间TP(20msec)中将频率漂移抑制在±FD(数ppb左右)内。因此，由于图3所示的跳频，存在由于解调处理的误判定而导致产生通信错误这样的问题点。
因此，在本实施方式中，通过采用在图9～图13等中说明的方法，解决了该跳频的问题。
在图9中，设与第1温度T1对应的频率控制电压为第1控制电压VC1。此外，设与第2温度T2对应的频率控制电压为第2控制电压VC2。该频率控制电压(振荡控制电压)是图4、图5的振荡电路150的频率控制电压，与例如D/A转换部80的输出电压VQ对应。第1温度T1、第2温度T2是由温度传感器部10检测到的温度，与来自A/D转换部20的温度检测数据DTD对应。
例如设温度为第1温度T1时的A/D转换部20的温度检测数据DTD为第1温度检测数据DTD1。设温度为第2温度T2时的A/D转换部20的温度检测数据DTD为第2温度检测数据DTD2。
在该情况下，图9的第1控制电压VC1在图7中说明的温度补偿特性下，成为与第1温度检测数据DTD1对应的频率控制电压。此外，第2控制电压VC2在上述温度补偿特性下，成为与第2温度检测数据DTD2对应的频率控制电压。
另外，在图9中，为了方便，假定温度升高时频率控制电压升高的情况。即，由图6、图7可知，在温度升高的情况下，有频率控制电压升高的温度范围，也有频率控制电压降低的温度范围，在此，假定前者的情况进行说明。
如图10所示，在从第1温度T1变化成第2温度T2的情况下，第1控制电压VC1与第2控制电压VC2的差分电压为VDF。因此，如果不做任何研究，在从第1温度T1变化成第2温度T2的情况下，D/A转换部80的输出电压VQ从VC1变化成VC2。即，D/A转换部80的输出电压VQ以差分电压VDF的步幅变化。
即，如前所述，第1控制电压VC1在图7的温度补偿特性下，成为与第1温度检测数据DTD1对应的频率控制电压，第2控制电压VC2成为与第2温度检测数据DTD2对应的频率控制电压。因此，通常情况下，D/A转换部80在第1温度T1下，输出与第1温度检测数据DTD1对应的频率控制电压即第1控制电压VC1，在第2温度T2下，输出与第2温度检测数据DTD2对应的频率控制电压即第2控制电压VC2。因此，D/A转换部80的输出电压VQ从第1控制电压VC1变为第2控制电压VC2，以差分电压VDF的步幅大幅变化。
并且，在这样地D/A转换部80的输出电压VQ以差分电压VDF的步幅大幅变化时，产生图3所示的跳频。即，图4、图5的振荡电路150将D/A转换部80的输出电压VQ作为频率控制电压使振子XTAL振荡。因此，在D/A转换部80的输出电压VQ以差分电压VDF的步幅变化时，振子XTAL的振荡频率也以与该差分电压VDF对应的步幅变化。其结果是，产生图3所示的跳频，产生在图8中说明的通信错误。
因此，在本实施方式中，如图11所示，在温度从第1温度T1变化成第2温度T2的情况下，以比第1控制电压VC1与第2控制电压VC2的差分电压VDF的绝对值小的电压幅度变化的输出电压VQ从D/A转换部80输出到振荡电路150。
差分电压VDF的绝对值例如是|VC1－VC2|。在该情况下，可以是VC1＞VC2，也可以是VC1<VC2。此外，由于没有温度变化等，在VC1＝VC2(DTD1＝DTD2)的情况下，输出电压VQ的变化电压幅度当然也是0V，差分电压VDF的绝对值与输出电压VQ的变化电压幅度一致。即，该情况成为本实施方式的方法的例外情况。
例如在没有采用本实施方式的方法的情况下，温度从T1变化成T2的情况下，D/A转换部80的输出电压VQ如图11的C1所示以差分电压VDF的步幅变化。
对此，在本实施方式的方法中，如图11的C2所示，以比该差分电压VDF的绝对值小的电压幅度VA，使D/A转换部80的输出电压VQ变化。电压幅度VA例如是期间TDAC内的输出电压VQ的电压变化。
如图11的C2所示，如果为了VA<VDF而使D/A转换部80的输出电压VQ变化，则与C1的情况相比，振荡电路150的振荡频率的变化也非常小。因此，能够抑制图3所示的跳频的产生，还能够防止图8中说明的通信错误的产生。
更具体而言，在本实施方式中，D/A转换部80在设D/A转换中的数据的最小分辨率为LSB的情况下，输出以与k×LSB(k≥1)对应的电压的步幅变化的输出电压VQ。例如如图11的C2所示，D/A转换部80的输出电压VQ以与k×LSB对应的电压的步幅呈阶梯状地(阶段性地)变化。即，上述的电压幅度VA例如是D/A转换部80的与k×LSB对应的电压的步幅。另外，只要电压幅度VA在与k×LSB对应的电压的步幅以下即可，也可以使用例如后述的变形例的方法等，使得VA比与k×LSB对应的电压的步幅小。
在此，LSB是被输入到D/A转换部80的数据(处理部50输出的频率控制数据DDS)的最小分辨率。并且，与LSB对应的电压是D/A转换的最小分辨率的电压即最小分辨率电压。因此，与k×LSB对应的电压相当于该最小分辨率电压的k倍的电压。
此外，在例如设D/A转换部80的分辨率为i比特的情况下，k<2i，k是比2i足够小的整数(例如k＝1～8)。更具体而言，通过设置调制电路90等，在D/A转换部80的分辨率从n比特扩展至i＝n+m比特的情况下，能够设为k<2m。
例如在k＝1的情况下，D/A转换部80的输出电压VQ以与1LSB(1比特)对应的电压的步幅变化。例如D/A转换部80的输出电压VQ以与1LSB对应的电压的步幅阶梯状地(阶段性地)变化(增加或者减小)。
即，不依赖于输入至D/A转换部80的输入数据DDS，D/A转换部80的输出电压VQ以与1LSB(广义而言k×LSB)对应的电压的步幅变化。这可以通过如下方式实现：例如图5的处理部50(输出部70)在温度从第1温度变化成第2温度的情况下，输出以1LSB为单位(以k×LSB为单位)从与第1温度对应的第1数据变化到与第2温度对应的第2数据的频率控制数据DDS。
此外，图11的C2所示的以与k×LSB对应的电压的步幅阶段性的变化可以通过如下方式实现：处理部50以比来自A/D转换部20的温度检测数据DTD(DTD1、DTD2)的输出速率快的输出速率，输出频率控制数据DDS(D/A转换部80进行D/A转换)。
例如，A/D转换部20如图11所示每隔期间TAD输出温度检测数据DTD。例如，A/D转换部20输出与第1温度T1对应的第1温度检测数据DTD1，然后，在经过期间TAD后，输出与第2温度T2对应的第2温度检测数据DTD2。期间TAD相当于A/D转换部20的A/D转换间隔(温度检测电压的采样间隔)，1/TAD相当于A/D转换部20的输出速率。
并且，A/D转换部20在输出第2温度检测数据DTD2时，接收到该第2温度检测数据DTD2的处理部50进行温度补偿处理等数字信号处理，输出与第2温度检测数据DTD2对应的频率控制数据DDS。此时，处理部50如后述的图21、图22所示，使频率控制数据DDS以k×LSB为单位呈阶梯状地变化。因此，接收到该以k×LSB为单位变化的频率控制数据DDS而进行D/A转换的D/A转换部80的输出电压VQ也如图11的C2所示，每隔期间TDAC以与k×LSB对应的电压的步幅变化。
在此，期间TDAC相当于D/A转换部80的D/A转换间隔(处理部50的频率控制数据DDS的输出间隔)，1/TDAC相当于处理部50、D/A转换部80的输出速率。
并且，如图11所示，TAD＞TDAC，与A/D转换部20的输出速率1/TAD相比，处理部50、D/A转换部80的输出速率1/TDAC更快。因此，即使每隔期间TDAC(每个输出速率1/TDAC)的输出电压VQ的变化幅度是VA＝k×LSB的电压这样小的电压幅度，在期间TAD内，输出电压VQ也能够从控制电压VC1变化成控制电压VC2。即，在温度从T1变化成T2，温度检测数据从DTD1变化成DTD2的情况下，在作为A/D转换间隔的期间TAD内，能够使输出电压VQ从与温度检测数据DTD1对应的控制电压VC1变化成与温度检测数据DTD2对应的控制电压VC2。并且，此时的电压变化的电压幅度VA较小，因此，还能够抑制产生跳频。
图12是在频率领域中说明本实施方式的方法的图。例如，设振荡信号生成电路140(D/A转换部80和振荡电路150)的振荡频率的频率可变范围为FR。例如，振荡信号生成电路140对温度变化进行图13所示的频率調整，该频率調整中的频率可变范围为FR。即，如果是对应的频率调整范围收缩于该频率可变范围FR内的温度变化，则能够由振荡信号生成电路140进行频率調整。
此外，设规定期间TP内的振荡频率的允许频率漂移为FD。为了防止产生例如在图8中说明的通信错误，需要使规定期间TP内的振荡频率的频率漂移收缩于允许频率漂移FD内。在由于图3所示的跳频，振荡频率的频率漂移未收缩于允许频率漂移FD内时，在例如GPS卫星信号等的接收信号的解调处理中产生误判定，产生通信错误。
此外，设D/A转换部80的满量程电压为VFS。D/A转换部80能够使输出电压VQ在该满量程电压VFS的范围内变化。该满量程电压VFS相当于被输入到例如D/A转换部80的频率控制数据DDS如0～2i那样在整个范围内变化时的电压范围。
并且，设在图11中说明的D/A转换部80的D/A转换间隔(TDAC)下的输出电压VQ的电压变化的电压幅度为VA。在该情况下，在本实施方式的方法中，如图12所示，下式(1)成立。
VA<(FD/FR)×VFS (1)
具体而言，在设D/A转换部80的分辨率为i比特的情况下，下式(2)成立。
1/2i<(FD/FR) (2)
通过采用上式(1)、(2)所示的本实施方式的方法，如图12所示，能够使规定期间TP(例如20msec)内的、振荡频率相对于公称振荡频率fos(例如16MHz左右)的频率漂移收缩于允许频率漂移FD内(例如数ppb左右)。由此，能够抑制由图3等中说明的跳频引起的通信错误等的产生。
例如，上式(1)的右边(FD/FR)×VFS是对D/A转换部80的满量程电压VFS乘以允许频率漂移FD与频率可变范围FR之比(FD/FR)而得到的。
并且，如果使D/A转换部80的D/A转换间隔(TDAC)下的输出电压VQ的变化的电压幅度VA比该(FD/FR)×VFS小，则在频率领域中，如图12所示，能够使相对于公称振荡频率fos的频率漂移收缩于允许频率漂移FD内。即，能够使D/A转换部80的输出电压VQ的变化的电压幅度VA小至图11的C2所示，能够抑制跳频的产生。
例如在上式(1)不成立时，如图14所示，产生相对于公称振荡频率fos的频率漂移未收缩于允许频率漂移FD内的跳频，产生在图8中说明的通信错误等。在本实施方式中，通过使D/A转换部80的输出电压VQ变化以使上式(1)成立，能够抑制这样的跳频的产生，能够防止通信错误等。
即，D/A转换部80使该输出电压VQ在满量程电压VFS的范围内变化，在图13所示的频率可变范围FR内调整振荡电路150的振荡频率，由此，可实现在图6、图7中说明的振荡频率的温度补偿处理。
不过，在D/A转换部80的输出电压VQ的变化的电压幅度VA变大，例如VA≥(FD/FR)×VFS时，振荡频率的频率漂移超出允许频率漂移FD，产生图14所示的跳频。
对此，在本实施方式中，使D/A转换部80的输出电压VQ在VA<(FD/FR)×VFS的关系成立的较小的电压幅度VA内变化，能够抑制产生图14所示的跳频。
并且，在设D/A转换部80的分辨率为i比特的情况下，在本实施方式中，如上式(2)所示，1/2i<(FD/FR)成立。
在例如对上式(2)的两边乘以D/A转换部80的满量程电压VFS时，成为下式(3)。
VFS×1/2i<(FD/FR)×VFS (3)
上式(3)的左边VFS×1/2i相当于D/A转换部80的1LSB的电压(最小分辨率电压)。上式(2)、(3)意味着使相当于该1LSB的电压的VFS×1/2i小于(FD/FR)×VFS。如果这样设为VFS×1/2i<(FD/FR)×VFS，则在如图11的C2所示，使D/A转换部80的输出电压VQ以1LSB的电压的步幅变化的情况下，振荡频率的频率漂移不超出允许频率漂移FD，能够抑制跳频的产生。
换言之，设定作为D/A转换部80的分辨率的i比特，以使上式(2)、(3)成立。
在该情况下，为了考虑制造偏差等各种偏差来确保充分的范围，期望设定D/A转换部80的分辨率，以使与(FD/FR)相比1/2i足够小。具体而言，将D/A转换部80的分辨率设定成例如i＝20比特以上。
由此，例如规定期间TP内的允许频率漂移如在图8中说明的那样为数ppb左右的情况下，上式(2)、(3)足以成立。因此，能够有效地抑制由跳频导致的通信错误的产生等。
例如，图15是说明采用在图11～图13中说明的本实施方式的方法时的频率漂移的改善的图。比较图2、图3和图15可知，根据本实施方式的方法，即使在采用DTCXO等的电路结构的情况下，也能够使该频率漂移收缩到与图2的ATCXO相同的程度。
即，在现有的DTCXO等的电路装置中，产生图3所示的频率漂移，成为通信错误等的原因。
对此，如果采用本实施方式的方法，则如图15所示，能够使频率漂移收缩到与图2的ATCXO相同的程度。因此，通过设为例如DTCXO等的电路结构，起到如下特有的效果：能够在实现电路装置的芯片尺寸的减小和频率精度的提高，同时能够抑制跳频，防止通信错误等的产生。
3.2寄生和振荡器的C/N特性
由于频率控制数据DDS的变动(狭义而言D/A转换部80中的比特变化)而产生寄生。首先说明该寄生的特性。设振荡器400的主信号振幅电压为Vo，振荡器400的主信号频率(振荡频率)为f0。相对于Vo和f0，最小比特在D/A转换部80中小刻度地变动而成为相位变动时的相位噪声(寄生)满足下式(4)～(10)。
对各式进行具体说明。在设相位变动的频率为fs的情况下，fs相当于频率控制数据DDS的输出频率。在此，如图4所示，在振荡信号生成电路140包含D/A转换部80和振荡电路150的情况下，频率控制数据DDS的输出频率fs是D/A转换部80的采样频率(1/TDAC)，振荡频率的变化Δf是1次D/A转换引起的振荡频率的变化量。
最小频率分辨率为Δf，因此，在设相位变动的相位摆动振幅为的情况下，每隔采样频率fs在频率变化0或者+Δf或者－Δf中摆动。这考虑到在振幅±Δf内进行频率变动，因此，用下式(4)表示。
使用这些变量，对主信号施加相位变动而得的信号可以用下式(5)表示。
根据三角函数的和积公式，上式(5)可变形成下式(6)。
此外，在上式(6)中，以与1相比足够小为前提进行简化，上式(6)可变形成下式(7)。
并且，根据三角函数的和积公式，上式(7)可变形成下式(8)。
由上式(8)可知，信号成分可作为主信号的第一项、在相位变动成分的侧波帯位于主信号频率的上下对称的位置的第二项以及第三项之和来观察。该主信号和侧波帯的功率比P_ratio(fs)可利用彼此的振幅电平通过下式(9)求出。此外，在以dBc/Hz为单位表示寄生相对于主信号的强度L(fs)时，成为下式(10)。
图16的D1是表示振荡器400的一般的C/N特性(相位噪声的特性)的曲线图。图16的横轴用对数表示相对于基本波(振荡频率)的失调频率，纵轴表示信号强度。由D1可知，振荡器400中产生相位噪声是不可避免的，以产生该相位噪声为前提来进行设计。即，即使产生了上式(10)所示的强度的寄生，如果强度比振荡器本来的相位噪声相小，则电路装置500中的该寄生引起的影响充分小，能够抑制要取得的数据的精度降低。相反，如图16的D2、D3所示，在寄生的强度与振荡器本来的相位噪声相比过大的情况下，振荡器400的C/N特性由于该寄生而恶化，要取得的数据的精度降低。例如，导致根据GPS接收信号求出的位置信息的精度降低等。
在本实施方式的电路装置500中，如上所述，为了抑制频率漂移引起的缺陷而使频率控制数据DDS的变动为k×LSB以下。因此，可期待Δf的值小到某种程度，但是，在该条件下没有能够抑制寄生引起的C/N特性的恶化的保证。即，需要规定Δf与fs的关系，以使频率控制数据DDS的变动为k×LSB以下，并且，寄生成为被振荡器本来的相位噪声掩盖的程度的强度。
使用图17说明具体的关系例。图17的E1与图16的D1相同，表示石英振子的一般的C/N特性。E1例如是AT切的石英振子的C/N特性，与Q值的特性在要求范围内最差(C/N特性差)的情况对应。即，在实际的电路装置500中，设计成即使产生E1所示的强度的相位噪声也没有问题，如果能够使寄生为被E1掩盖的程度的强度，则能够抑制数据精度的降低。
图17的E2表示Δf/fs＝1/106时的寄生的强度，E3表示Δf/fs＝1/107时的寄生的强度，E4表示Δf/fs＝1/108时的寄生的强度。如上式(10)所示，寄生的强度由Δf/fs决定，因此，在Δf/fs为规定值的情况下，寄生的强度与失调频率无关而为固定值，如E2～E4所示成为与横轴平行的直线。另外，寄生的失调频率为fs，因此，对于E2～E4，也可以考虑横轴为频率控制数据DDS的输出频率fs。这一点在后述的E5、E6中也是同样的。
在此，如果能够设为Δf/fs<1/108，则寄生的强度比E4所示的直线低，因此，能够比E1所示的振荡器本来的相位噪声小。即，在本实施方式的电路装置500中，只要满足Δf/fs<1/108即可。但是，为了减小Δf/fs，必须增大fs或者减小Δf。如果增大fs则D/A转换部80中的功耗增大，如果减小Δf则需要提高D/A转换部8中的分辨率(减小与1LSB的变化对应的频率的变化幅度)。即，在将Δf/fs设定成小于规定值这样的条件下，存在如下折衷关系：如果增大Δf来抑制对分辨率的要求，则必须增大fs来增大D/A转换部80中的转换速度，如果减小fs来抑制对D/A转换部80的要求，则必须减小Δf来确保较高的分辨率。因此，虽然满足Δf/fs<1/108这样的条件是理想的，但是要考虑到实现不易。
由此，在本实施方式中，也可以使用比Δf/fs<1/108缓和的条件。例如，本实施方式的D/A转换部80在D/A转换器100的后级具有滤波电路120(或者后述的滤波电路130)。能够利用滤波电路120对D/A转换器100的输出电压进行平滑，由此减小振荡频率的变动。即，能够利用滤波电路120实质上减小Δf。
例如，如果将D/A转换器100的采样频率fs设定得较高，利用滤波电路120将截止率设为1/100左右，则能够将寄生的强度改善1/100(－40dB以下)左右。该情况下，即使Δf/fs＝1/106(E2)，滤波电路120引起的改善后的寄生的强度也在E1以下，因此，能够成为寄生被振荡器本来的相位噪声掩盖的状态。即，即使使用Δf/fs<1/106这样的条件，也能够抑制C/N特性的悪化引起的精度降低。
如上所述，本实施方式的电路装置500具有：A/D转换部20，其进行来自温度传感器部10的温度检测电压的A/D转换，输出温度检测数据DTD；处理部50，其根据温度检测数据DTD进行振荡频率的温度补偿处理，输出振荡频率的频率控制数据DDS；以及振荡信号生成电路140，其使用来自处理部50的频率控制数据DDS和振子XTAL，生成由频率控制数据DDS设定的振荡频率的振荡信号。并且，为了抑制跳频引起的缺陷等，处理部50在温度从第1温度变化成第2温度的情况下，输出以k×LSB(k≥1)为单位从与第1温度对应的第1数据变化到与第2温度对应的第2数据的频率控制数据DDS。
并且，在本实施方式中，为了提高使用振荡信号而取得的数据的精度，在设D/A转换部80的采样频率为fs、设D/A转换部80的1次D/A转换所引起的振荡频率的变化为Δf的情况下，满足Δf/fs<1/106。
如果频率控制数据DDS的变化以k×LSB为单位，则由此Δf的大小也受到限制。例如，在电路装置500包含D/A转换器100的情况下，D/A转换器100的输出电压的变化幅度ΔVDAC成为与频率控制数据DDS的变化幅度对应的值。振荡电路包含的可变电容的电容值根据电压而变化，其变化系数(C/V)已确定。此外，振荡电路150的振荡频率根据可变电容的电容值而变化，其变化系数(f/C)也已确定。即，在该例子中，成为Δf＝ΔVDAC×(C/V)×(f/C)这样的关系，因此，振荡频率的变化Δf成为与频率控制数据DDS的变化幅度k×LSB对应的值。
即，通过满足频率控制数据DDS以k×LSB为单位变化这样的第1条件，Δf被限制在规定值以下，但是，在本实施方式中，还满足Δf/fs<1/106成立这样的第2条件。由此，能够抑制跳频引起的缺陷等，并且，能够抑制寄生引起的精度降低。
另外，频率控制数据DDS的k×LSB具体地与怎样的Δf的值对应，是根据k的值、D/A转换器100的满量程、可变电容的特性、振荡电路150的特性等决定。此外，用于满足Δf/fs<1/106的具体的Δf的值根据频率控制数据DDS的输出频率fs決定。因此，第1条件和第2条件中的哪个条件是严格的条件根据状况而不同，但是，无论如何，在本实施方式中，只要进行满足更加严格的条件的设定即可。
此外，Δf/fs<1/106这样的条件是根据如下观点求出的：无论失调频率(频率控制数据DDS的输出频率fs)是怎样的值，寄生都会被振荡器本来的相位噪声掩盖。但是，由图17的E1可知，在1/f噪声引起的影响较大的频带中，频率越小则振荡器本来的相位噪声越大。即，在失调频率相对较低的频带中，即使产生强度更高的寄生，该寄生也会被振荡器400的相位噪声掩盖，对精度的影响较小。
即，与寄生的失调频率(fs)无关，满足Δf/fs<1/106这样的条件，从抑制基于振荡信号的数据精度降低这样的观点来看是充分的条件，但是，有可能成为过于严格的条件。
由此，在本实施方式中，也可以使用与Δf/fs<1/106不同的条件。图17的E5、E6是示出设Δf为给定的固定值时的寄生的特性的图。如图17所示，在设纵轴的单位为dBc/Hz，横轴为失调频率的对数的情况下，设Δf为固定值时的寄生强度表示成单调递减的直线。并且，通过使Δf变化，直线的切片变化，Δf越大则相同的失调频率下的寄生强度越高。图17的E5表示Δf＝0.1mHz时的寄生的特性，E6表示Δf＝1mHz时的寄生的特性。
由图17可知，作为Δf＝0.1mHz的E5与横轴上的位置无关，位于表示振荡器400的C/N特性的E1的下方。即，通过满足Δf<0.1mHz，能够使寄生的强度比振荡器本来的相位噪声小。不过，Δf<0.1mHz也是与Δf/fs＝1/108同样的理想条件，实际上即使是更缓和的条件，对精度的影响也较小。具体而言，在本实施方式中，只要设E6所示的直线为上限，以Δf<1mHz为条件即可。
不过，Δf<1mHz这样的条件也是在失调频率(fs)较大的状况下过于严格的条件。由上式(10)可知，fs越大则寄生的强度越小。即，在fs较大的情况下，即使Δf较大，也能够抑制寄生的强度的增加，对精度的影响较小。在Δf<1mHz这样的条件下，有可能成为在fs较大的情况下也会使Δf过小这样的严格条件。
由此，在本实施方式中，也可以根据状况切换Δf/fs<1/106和Δf<1mHz。具体而言，只要以图17的E2、E6的交点即fs＝1kHz为界来切换条件即可。在交点的右侧即fs≥1kHz的情况下，E2位于E6的上方，因此，E2的条件更加缓和。另一方面，在交点的左侧即fs<1kHz的情况下，E6位于E2的上方，因此，E6的条件更加缓和。即，在本实施方式中，只要以在fs≥1kHz的情况下，Δf/fs<1/106，在fs<1kHz的情况下，Δf<1mHz为条件即可。由此，能够缓和应该满足的条件，因此，例如能够降低对D/A转换器100的分辨率的要求，容易实现电路装置500。
此外，本实施方式的方法不限于组合使用Δf/fs<1/106和Δf<1mHz。具体而言，可以是，在设D/A转换部80的采样频率为fs、设D/A转换部80的1次D/A转换所引起的振荡频率的变化为Δf的情况下，当fs＜1kHz时，Δf＜1mHz。此时，在fs≥1kHz的情况下，可以采用与Δf/fs<1/106不同的条件，也可以不将fs≥1kHz设为本实施方式的方法的应用对象。
另外，还可考虑Δf和fs满足以上条件的电路装置的各种设计方法。例如，根据电路装置，要求D/A转换部80的转换速度(采样频率)不同。在给定的电路装置中，能够设定fs＝100kHz这样的较高采样频率；在不同的电路装置中，从功耗等的观点来看，可考虑只允许fs＝100Hz这样的较低采样频率。在允许fs＝100kHz的电路装置中，只要如上所述将Δf/fs<1/106用作条件即可，Δf<100mHz。在该情况下，与Δf<1mHz相比能够增大Δf，即使分辨率较低也没有问题。另一方面，在fs＝100Hz的电路装置中，只要如上所述使用Δf<1mHz即可。在该情况下，对分辨率的要求较高，但是，能够实现低功耗的电路装置等。
在此，本实施方式的振子XTAL例如是石英振子。另外，已知石英振子的振荡频率等特性根据相对于晶轴的切断方位而不同。本实施方式的石英振子可以是广泛使用的AT切振子或者SC切(Stress Compensation-cut)振子或者SAW谐振器。
AT切振子是相对于晶轴的角度为35.15°，作为10MHz～500MHz的振荡源用于SPXO、TCXO、VCXO的振子。此外，SC切振子是由于在高温下温度特性极小这样的特征而作为10MHz～100MHz的振荡源用于OCXO的振子。另外，AT切振子和SC切振子的振荡频率由厚度剪切振动决定。此外，SAW谐振器是应用了声表面波(Surface Acoustic Wave)的振子，依赖于石英表面的电极图案而振动。SAW谐振器是振荡频率高达100MHz～3.5GHz，C/N特性较好(Q值高)的振子。
另外，Δf/fs<1/106是与Δf、fs之比有关的条件。因此，可考虑大量满足Δf/fs<1/106的Δf、fs的组合。图18是不使C/N特性恶化而能够取得精度较好的数据时的Δf、fs的值的组合的例子。图18的F1为(Δf，fs)＝(0.1Hz，4MHz)，F2为(Δf，fs)＝(4mHz，100kHz)，F3为(Δf，fs)＝(1mHz，10kHz)。
在本实施方式中，将Δf、fs的值的组合限定成一个并无妨碍。例如，仅将F1～F3中的任意一个设定成Δf、fs的值的组合，在电路装置500中进行动作，使得满足必须设定的值。不过，本实施方式的方法不限于此，也可以使Δf、fs的值的组合为可变的。例如，也可以保持F1～F3这3种作为Δf、fs的值的组合的候选，根据状况采用3种中的任意一种。
例如，根据从电路装置500开始动作时起是否在规定期间内，决定要使用的Δf、fs的值的组合。在开始动作时，此前未进行对温度检测数据DTD的温度补偿处理，因此，要输出的振荡信号SSC的振荡频率与所望的振荡频率之差(以下，表述为频率误差)有时较大。通过处理部50的温度补偿处理，能够求出用于减小频率误差(狭义而言为0)的频率控制数据DDS，但是，在本实施方式中，具有将每一次的振荡频率的变动抑制到Δf这样的制限。即，在频率控制数据DDS的1次输出的期间内，频率误差只减少Δf，使频率误差为0有可能需要较长时间。
因此，在本实施方式中，可以在开始动作时，将Δf设定成较大的值，并且为了满足Δf/fs<1/106而使fs也为较大的值。如果是上述F1～F3的例子，则使用F1所示的(Δf，fs)＝(0.1Hz，4MHz)。由此，Δf较大，因此，能够在较短的时间内使振荡信号的振荡频率接近所望的频率(使频率误差接近0)。
不过，为了增大Δf，fs也必须增大，带来功耗的增大等。由此，在经过了一定程度的时间的情况下(或者，频率误差小到一定程度的情况下)，期望减小Δf，减小fs。如果是图18的例子，则将要使用的Δf、fs的值的组合从F1变更成F2所示的(Δf，fs)＝(4mHz，100kHz)。此外，在进一步经过了时间的情况下(频率误差变小的情况下)，也可以将要使用的Δf、fs的值的组合从F2变更成F3所示的(Δf，fs)＝(1mHz，10kHz)。
图19是用于说明以上的控制的图。图19的纵轴表示频率误差(Hz)，横轴用对数表示从开始动作时(启动时)起的经过时间。如图19的t1～t2所示，从启动时起在规定期间内利用F1所示的参数动作。采样频率fs较高，并且每一次的频率变化量Δf也较大，因此，能够在短时间内使在启动时0.2Hz以上的频率误差接近0。此外，在t2～t3的期间内利用F2所示的参数动作，在t3以后的期间内利用F3所示的参数动作。
由此，能够使用与状况对应的参数实现Δf/fs<1/106所示的条件。具体而言，在频率误差有可能较大的状况下，在高速地追踪目标值，并且完成了一定程度的追踪的情况下，减小fs来抑制功耗的增大。
另外，在此，说明了Δf、fs的值的组合有3种的例子，但是，当然也可以是2种，还可以是4种以上。此外，只要Δf、fs满足Δf/fs<1/106即可，具体的数值也不限于图18的F1～F3。此外，示出了在满足Δf/fs<1/106这样的条件下使Δf和fs为可变的例子，但是，也可以在使频率控制数据DDS以k×LSB(k≥1)为单位变化这样的条件下使k为可变。
4.详细的结构例
4.1处理部
接着，示出本实施方式的电路装置的各部的详细结构例。图20是示出处理部50的详细结构例的图。
如图20所示，处理部50(DSP部)包含控制部52、运算部60、输出部70。控制部52进行运算部60、输出部70的控制和各种判断处理。运算部60根据来自A/D转换部20的温度检测数据DTD进行振荡频率的温度补偿处理的运算。输出部70接收来自运算部60的运算结果数据，输出频率控制数据DDS。
控制部52包含判定部53。判定部53具有比较部54、55，根据比较部54、55的比较结果进行各种判定处理。
运算部60包含类型转换部61、62、68、多路复用器63、65、运算器64、工作寄存器66、67、69。运算器64包含乘法器58和加法器59。
类型转换部61被输入来自存储器部180的系数数据，进行从二进制类型(整数)到浮点类型(单精度)的类型转换，将类型转换后的系数数据输出到多路复用器63。类型转换部62被输入来自A/D转换部20的温度检测数据DTD，进行从二进制类型到浮点类型的类型转换，将类型转换后的温度检测数据DTD输出到多路复用器63。将例如15比特的二进制的温度检测数据DTD进行类型转换而转成32比特的浮点数据(指数部＝8比特，尾数＝23比特，符号＝1比特)。此外，多路复用器63被输入来自存储温度补偿处理用的固定值的定数数据的ROM190的该定数数据。
多路复用器63选择运算器64的输出数据、工作寄存器66、67的输出数据、类型转换部61、62的输出数据、ROM190的输出数据中的任意一项输出到运算器64。运算器64利用乘法器58和加法器59，进行例如32比特的浮点的积和运算等运算处理，由此执行温度补偿处理。多路复用器65选择运算器64的乘法器58和加法器59的输出数据的中的任意一项，输出到工作寄存器66、67和类型转换部68中的任意一方。类型转换部68将运算部60(运算器64)的运算结果数据从浮点类型类型转换成二进制类型。例如将32比特的浮点的运算结果数据进行类型转换而变成20比特的二进制的运算结果数据。类型转换后的运算结果数据保持在工作寄存器69中。
运算部60(运算器64)如下式(11)所示，进行以例如5次的近似函数(多项式)近似图6的温度特性的曲线的温度补偿处理。
Vcp＝b·(T－T0)5+c·(T－T0)4+d·(T－T0)3+e·(T－T0)(11)
在上式(11)中，T相当于由温度检测数据DTD表示的温度，T0相当于基准温度(例如25℃)。b、c、d、e是近似函数的系数，该系数的数据存储在存储器部180中。运算器64执行上式(11)的积和运算等运算处理。
输出部70包含多路复用器71、输出寄存器72、LSB加法器73、LSB減算器74。多路复用器71选择作为运算部60的输出数据的运算结果数据、LSB加法器73的输出数据、LSB減算器74的输出数据中的任意一项输出到输出寄存器72。控制部52的判定部53监视工作寄存器69的输出数据和输出寄存器72的输出数据。并且，进行使用比较部54、55的各种比较判定，根据判定结果控制多路复用器71。
在本实施方式中，输出部70如图21、图22所示，在温度从第1温度变化成第2温度的情况下，输出从与第1温度对应的第1数据DAT1到与第2温度对应的第2数据DAT2，以k×LSB为单位变化的频率控制数据DDS。输出例如k＝1，以1LSB为单位变化的频率控制数据DDS。
例如，在输出寄存器72中存储有作为上次(第n－1的定时)的运算部60的运算结果数据的第1数据DAT1。在工作寄存器69中存储有作为本次(第n的定时)的运算部60的运算结果数据的第2数据DAT2。
并且，输出部70如图21所示，在作为本次的运算结果数据的第2数据DAT2比作为上次的运算结果的第1数据DAT1大的情况下，进行对第1数据DAT1加上作为规定值的1LSB(广义而言k×LSB)的处理，直到相加结果数据达到第2数据DAT2为止，并且将相加结果数据作为频率控制数据DDS而输出。
另一方面，输出部70如图22所示，在作为本次的运算结果数据的第2数据DAT2小于作为上次的运算结果的第1数据DAT1的情况下，进行从第1数据DAT1减去作为规定值的1LSB(k×LSB)的处理，直到相减结果数据达到第2数据DAT2为止，并且将相减结果数据作为频率控制数据DDS而输出。
具体而言，控制部52的判定部53对存储在输出寄存器72中第1数据DAT1和存储在工作寄存器69中的第2数据DAT2进行比较。其比较的判定由比较部54进行。
并且，如图21所示，在DAT2比DAT1大的情况下，由LSB加法器73进行对输出寄存器72的DAT1加上1LSB的处理，由多路复用器71选择LSB加法器73的输出数据。由此，在输出寄存器72中，如图21所示，保持对DAT1依次加上1LSB而得到的相加结果数据。并且，将依次加上1LSB而更新的相加结果数据作为频率控制数据DDS而输出。并且，反复进行该相加处理直到相加结果数据达到DAT2为止。对相加结果数据与DAT2的一致进行判定的比较处理由比较部55进行。
另一方面，如图22所示，在DAT2比DAT1小的情况下，由LSB加法器74进行对输出寄存器72的DAT1减去1LSB的处理，由多路复用器71选择LSB加法器73的输出数据。由此，在输出寄存器72中，如图22所示，保持从DAT1依次减去1LSB而得到的相减结果数据。并且，将依次减去1LSB而更新的相减结果数据作为频率控制数据DDS而输出。并且，反复进行该相减处理直到相减结果数据达到DAT2为止。
另外，LSB加法器73、LSB減算器74的相加处理、相减处理的最大次数被设定成规定次数(例如8次)。并且，可以对例如环境温度的最大温度变化进行规定(例如2.8℃/10秒)。因此，进行设定使得与例如1LSB×规定次数对应的温度变化(与例如1LSB×8次的电压对应的温度变化)充分超过上述的最大温度变化。
此外，如在图11中说明的那样，处理部50的频率控制数据DDS的输出速率(1/TDAC)比A/D转换部20的温度检测数据DTD的输出速率(1/TAD)快。因此，例如在图11中从A/D转换部20向处理部50输入温度检测数据DTD2后，在接下来被输入温度检测数据DTD3之前的期间TAD内，可执行图21、图22所示的将1LSB加上或者减去给定次数的处理。例如可执行上述最大次数即规定次数(例如8次)的相加处理或相减处理。
如上所述，根据图20的结构的处理部50，如图21、图22所示，例如能够输出从与第1温度(第1温度检测数据DTD1)对应的第1数据DAT1到与第2温度(第2温度检测数据DTD2)对应的第2数据DAT2，以k×LSB为单位变化的频率控制数据DDS。由此，能够通过处理部50的频率控制数据DDS的输出控制，实现在图11～图13中说明的本实施方式的方法。
此外，在本实施方式中，能够通过例如32比特等的高精度的运算处理实现例如运算部60的处理。因此，例如在类型转换部68中对32比特的浮点的运算结果数据进行类型转换时，根据精度得到确保的23比特的尾数，能够取得例如20比特的二进制的频率控制数据DDS(运算结果数据)。由此，如在图5中说明的那样，能够将例如i＝20比特的频率控制数据DDS从处理部50输入到D/A转换部80。并且，调制电路90根据i＝20比特中的m＝4比特的数据，对频率控制数据DDS的n＝16比特的数据进行调制，D/A转换器100对调制后的n＝16比特的数据进行D/A转换，由此，能够实现i＝20比特的分辨率的D/A转换。
4.2D/A转换部
图23、图24是示出D/A转换部80的详细结构例的图。D/A转换部80包含调制电路90、D/A转换器100、滤波电路120。
如图23所示，D/A转换器100包含高位侧的D/A转换器DACA、低位侧的D/A转换器DACB以及电压跟随连接的运算放大器(运算增幅器)OPA、OPB、OPC。
高位侧DACA被输入来自调制电路90的n比特(n＝q+p)的数据DM中的高位q比特的数据，低位侧DACB被输入低位p比特(例如p＝q＝8)的数据。这些高位侧DACA、低位侧DACB是从由例如串联连接的多个电阻进行电压分割而成的多个分割电压中选择与输入数据对应的电压的电阻串型的D/A转换器。
如图24所示，高位侧DACA包含串联连接在高电位侧电源电压VDDA的节点与低电位侧电源电压VSS的节点之间的多个电阻RA1～RAN。此外，高位侧DACA包含一端与基于这些电阻RA1～RAN的电压分割节点连接的多个开关元件SA1～SAN+1、根据数据DM的高位q比特的数据生成接通或者断开开关元件SA1～SAN+1的开关控制信号的解码器104(开关控制电路)。
并且，高位侧DACA将由多个电阻RA1～RAN中的高位q比特的数据确定的电阻的两端的分割电压中的一个分割电压输出到运算放大器OPA的非反转输入端子，将另一个分割电压输出到运算放大器OPB的非反转输入端子。由此，该一个电压由电压跟随连接的运算放大器OPA进行阻抗转换，作为电压VX提供给低位侧DACB。此外，该另一个电压由电压跟随连接的运算放大器OPB进行阻抗转换，作为电压VY提供给低位侧DACB。
在由例如高位q比特的数据确定了电阻RA1的情况下，将电阻RA1两端的分割电压中的高电位侧的分割电压经由接通的开关元件SA1以及运算放大器OPA作为电压VX来提供。此外，将低电位侧的分割电压经由接通的开关元件SA2以及运算放大器OPB作为电压VY来提供。此外，在由高位q比特的数据确定电阻RA2的情况下，将电阻RA2两端的分割电压中的低电位侧的分割电压经由接通的开关元件SA3以及运算放大器OPA作为电压VX来提供。此外，将高电位侧的分割电压经由接通的开关元件SA2以及运算放大器OPB作为电压VY来提供。
低位侧DACB包含串联连接在电压VX的节点与电压VY的节点之间的多个电阻RB1～RBM。此外，低位侧DACB包含一端与基于这些电阻RB1～RBM的电压分割节点连接的多个开关元件SB1～SBM+1、和根据数据DM的低位p比特的数据生成接通或者断开开关元件SB1～SBM+1的开关控制信号在内的解码器106(开关控制电路)。
并且，低位侧DACB将基于电阻RB1～RBM的多个分割电压中的通过低位p比特的数据选择出的1个分割电压作为选择电压，经由接通的开关元件输出到电压跟随连接的运算放大器OPC的非反转输入端子。由此，将该选择电压作为D/A转换器100的输出电压VDA而输出。
图25、图26、图27是调制电路90的说明图。如图25所示，调制电路90接收来自处理部50的i＝(n+m)比特的频率控制数据DDS。并且，根据该频率控制数据DDS的低位m比特的数据(比特b1～b4)，进行频率控制数据DDS的高位n比特(比特b5～b20)的数据的PWM调制。并且，如在图23、图24中说明的那样，该n比特的数据中的高位q比特的数据(比特b13～b20)被输入到高位侧DACA，低位p比特的数据(比特b5～b12)被输入到低位侧DACB。
图26是PWM调制的第1方式的说明图。DY、DZ是数据DM的高位n比特的数据，是在n比特表现中DY＝DZ+1成立的数据。
在由用于PWM调制的低位m＝4比特的数据表示的占空比例如为8比8的情况下，如图26所示，以时分方式将8个16比特的数据DY和8个16比特的数据DZ从调制电路90输出到D/A转换器100。
此外，在由低位m＝4比特的数据表示的占空比为10比6的情况下，以时分方式将10个数据DY和6个数据DZ从调制电路90输出到D/A转换器100。同样地，在由低位m＝4比特的数据表示的占空比为14比2的情况下，以时分方式输出14个数据DY和2个数据DZ。
图27是PWM调制的第2方式的说明图。在用于PWM调制的m＝4比特的各比特b4、b3、b2、b1为逻辑电平“1”的情况下，选择在图27中与各比特对应的输出模式(各比特的右侧示出的输出模式)。
在例如比特b4＝1，b3＝b2＝b1＝0的情况下，在期间P1～P16内仅输出与比特b4对应的输出模式。即，将n＝16比特的数据按照DZ、DY、DZ、DY····的顺序以时分方式，从调制电路90输出到D/A转换器100。由此，数据DY，DZ的输出次数共8次，可实现与在图26中占空比为8比8的情况相同的PWM调制。
此外，在比特b4＝b2＝1，b3＝b1＝0的情况下，在期间P1～P16内输出与比特b4、b2对应的输出模式。由此，数据DY、DZ的输出次数分别为10次、6次，可实现与占空比为10比6的情况相同的PWM调制。同样地，在比特b4＝b3＝b2＝1，b1＝0的情况下，数据DY，DZ的输出次数分别为14次、2次，可实现与占空比为14比2的情况相同的PWM调制。
如上所述，根据图5、图23的调制电路90，仅控制数据DY、DZ的输出次数等即可实现PWM调制，虽然是使用例如16比特的分辨率的D/A转换器100，也能够实现例如20比特以上的D/A转换的分辨率。
在例如噪声较小的电阻串型或电阻梯型的D/A转换中，例如16比特左右的分辨率是实质上的界限。在这一点上，根据图5、图23的结构，仅设置电路规模较小的调制电路90和滤波电路120，即可将D/A转换的分辨率提高到例如20比特以上。因此，能够在将电路规模的增加抑制到最小限度，同时提高D/A转换部80的分辨率。并且，通过提高D/A转换部80的分辨率，能够实现振荡频率精度的高精度化，能够抑制跳频，提供适合于时刻同步的振荡器。
4.3温度传感器部、振荡电路
图28示出温度传感器部10的第1结构例。图28的温度传感器部10具有电流源IST和集电极被提供来自电流源IST的电流的双极性晶体管TRT。双极性晶体管TRT成为其集电极与基极被连接的二极管连接，向双极性晶体管TRT的集电极的节点输出具有温度特性的温度检测电压VTD。温度检测电压VTD的温度特性是由于双极性晶体管TRT的基极-发射极间电压的温度依存性而产生的。如图30所示，温度检测电压VTD具有负的温度特性(具有负梯度的1阶温度特性)。
图29示出温度传感器部10的第2结构例。在图29中，图28的电流源IST由电阻RT实现。并且，电阻RT的一端与电源电压的节点连接，另一端与双极性晶体管TRT1的集电极连接。此外，双极性晶体管TRT1的发射极与双极性晶体管TRT2的集电极连接。并且，双极性晶体管TRT1，TRT2均与二极管连接，被输出到双极性晶体管TRT1的集电极的节点的电压VTSQ如图30所示具有负的温度特性(具有负的梯度的1阶温度特性)。
此外，在图29的温度传感器部10中，还设有运算放大器OPD和电阻RD1、RD2。运算放大器OPD的非反转输入端子被输入电压VTSQ，反转输入端子与电阻RD1的一端以及电阻RD2的一端连接。并且，电阻RD1的他端被提供基准温度电压VTA0，电阻RD2的他端与运算放大器OPD的输出端子连接。
利用这样的运算放大器OPD以及电阻RD1、RD2，构成以基准温度电压VAT0为基准将电压VTSQ正转放大的放大器。由此，从温度传感器部10输出温度检测电压VTD＝VAT0+(1+RD2/RD1)×(VTSQ－VAT0)。并且，通过调整基准温度电压VAT0，能够调整基准温度T0。
图31示出振荡电路150的结构例。该振荡电路150具有电流源IBX、双极性晶体管TRX、电阻RX、可变电容电容器CX1、电容器CX2、CX3。
电流源IBX向双极性晶体管TRX的集电极提供偏置电流。电阻RX被设置在双极性晶体管TRX的集电极与基极之间。
电容可变的可变电容电容器CX1的一端与振子XTAL的一端连接。具体而言，可变电容电容器CX1的一端经由电路装置的第1振子用端子(振子用衬垫)而与振子XTAL的一端连接。电容器CX2的一端与振子XTAL的另一端连接。具体而言，电容器CX2的一端经由电路装置的第2振子用端子(振子用衬垫)而与振子XTAL的另一端连接。电容器CX3的一端与振子XTAL的一端连接，另一端与双极性晶体管TRX的集电极连接。
在双极性晶体管TRX流过由于振子XTAL的振荡而产生的基极-发射极间电流。并且，当基极-发射极间电流增加时，双极性晶体管TRX的集电极-发射极间电流增加，从电流源IBX向电阻RX分支的偏置电流减少，因此，集电极电压VCX降低。另一方面，当双极性晶体管TRX的基极-发射极间电流减少时，集电极-发射极间电流减少，从电流源IBX向电阻RX分支的偏置电流增加，因此，集电极电压VCX上升。该集电极电压VCX经由电容器CX3而反馈给振子XTAL。
振子XTAL的振荡频率具有温度特性(例如图6的温度特性)，该温度特性由D/A转换部80的输出电压VQ(频率控制电压)补偿。即，输出电压VQ被输入到可变电容电容器CX1，利用输出电压VQ控制可变电容电容器CX1的电容值。当可变电容电容器CX1的电容值变化时，振荡回路的谐振频率变化，因此，振子XTAL的温度特性引起的振荡频率的变动得到补偿。可变电容电容器CX1可由例如可变电容二极管(varactor)等实现。
另外，本实施方式的振荡电路150不限于图31的结构，能够进行各种变形实施。例如在图31中以CX1为可变电容电容器的情况为例进行了说明，但是，也可以将CX2或者CX3设为利用输出电压VQ控制的可变电容电容器。此外，也可以将CX1～CX3中的多个设为利用VQ控制的可变电容电容器。
5.变形例
接着，说明本实施方式的各种变形例。例如，以上如图21，图22所示，说明了处理部50输出以k×LSB为单位变化的频率控制数据DDS，由此实现图11～图13的本实施方式的方法的情况，但是，本实施方式不限于此。
在图32的变形例中，在D/A转换器DACC、DACD的后级设有由SCF(开关电容滤波器)构成的滤波电路130。例如8比特的D/A转换器DACC根据定时n的数据D(n)输出电压DA1。此外，8比特的D/A转换器DACD根据接下来的定时n+1的数据D(n+1)输出电压DA2。
在设滤波电路130的SCF的时钟频率为fCk的情况下，通过由电容器CS1、开关元件SS1、SS2构成的电路，可实现RG＝1/(CS1×fck)的电阻。通过由电容器CS2、开关元件SS3、SS4构成的电路，可实现RF＝1/(CS2×fck)的电阻。
此外，该滤波电路130的时间常数τ可由下式(12)表示。
τ＝RF×CS3＝(CS3/CS2)×(1/fck) (12)
通过设为例如CS3＝5pF，CS2＝0.1pF，fck＝5KHz，可实现τ＝10msec。通过这样地将时间常数τ设为足够长，如图34所示，可实现从电压DA1到电压DA2以时间常数τ缓慢变化的输出电压VQ。
例如如图33所示，设在图8中说明的期间TP(例如20msec)为横轴、设允许频率漂移FD(例如数ppb左右)为纵轴的情况下的斜率为SL1＝FD/TP。在该情况下，通过与该斜率SL1相比，减小以图34的时间常数τ实现的斜率SL2，能够实现图11～图13的本实施方式的方法。即，将具有由期间TP和允许频率漂移FD规定的斜率SL1无法产生这样的强低通滤波特性的滤波电路130设在D/A转换器DACC、DACD的后级。由此，如图11的C2所示，D/A转换部80的输出电压VQ可实现与以1LSB的电压的步幅变化的电压波形相同的电压波形，能够解决跳频的问题。
但是，在滤波电路130的时间常数τ比期间TP长时，振子XTAL的温度特性的变动用滤波电路130的输出电压VQ校正不完，产生频率偏移的问题。
例如，图35是示出时间常数τ＝TP＝20mesc的情况下相对于温度变化的频率漂移的图。通过如图35所示设定成τ＝TP，能够解决跳频的问题。另一方面，图36、图37分别是τ＝22msec，40msec的情况下相对于温度变化的频率漂移的图。这样，在图32的变形例中，产生在时间常数τ变长和时频率漂移的特性恶化的问题，存在很难求出最优解这样的缺点。
图38是A/D转换部20的结构例。如图38所示，A/D转换部20包含处理部23、寄存器部24、D/A转换器DACE、DACF、比较部27。此外，还可以包含温度传感器部用放大器28。处理部23、寄存器部24作为逻辑部22设置，D/A转换器DACE、DACF、比较部27、温度传感器部用放大器28作为模拟部26设置。
寄存器部24存储A/D转换的中途结果、最终结果等的结果数据。该寄存器部24相当于例如逐次比较方式中的逐次比较结果寄存器。D/A转换器DACE、DACF对寄存器部24的结果数据进行D/A转换。这些DACE，DACF可采用与图23、图24相同结构的D/A转换器。比较部27进行D/A转换器DACE、DACF的输出电压与温度检测电压VTD(温度传感器部用放大器28进行放大后的电压)的比较。比较部27可由例如斩波型比较器等实现。处理部23根据比较部27的比较结果进行判定处理，进行寄存器部24的结果数据的更新处理。并且，将通过该更新处理而求出的最终的温度检测数据DTD作为温度检测电压VTD的A/D转换结果，从A/D转换部20输出。通过这样的结构，可实现例如逐次比较方式的A/D转换、与逐次比较方式类似的方式的A/D转换等。并且，在图11～图13中说明的本实施方式的方法还可通过研究图38的A/D转换部20的温度检测数据DTD的输出方式等来实现。
6.振荡器、电子设备、移动体
图39示出包含本实施方式的电路装置500的振荡器400的结构例。如图39所示，振荡器400包含振子420和电路装置500。振子420和电路装置500被安装于振荡器400的封装410内。并且，振子420的端子和电路装置500(IC)的端子(衬垫，pad)通过封装410的内部布线电连接。
图40示出包含本实施方式的电路装置500的电子设备的结构例。该电子设备包含本实施方式的电路装置500、石英振子等的振子420、天线ATN、通信部510、处理部520。此外，还可以包含操作部530、显示部540、存储部550。由振子420和电路装置500构成振荡器400。另外，电子设备不限于图40的结构，可以进行省略它们的一部分结构要素或者追加其它的结构要素等各种变形实施。
作为图40的电子设备，可假定例如GPS内置时钟、活体信息测定设备(脉搏计、步数计等)或者头部安装式显示装置等的可穿戴设备，智能手机、便携电话、便携游戏装置、笔记本PC或者平板PC等便携信息终端(移動终端)，发布内容的内容提供终端，数字照相机或者摄像机等视频设备，或者基站或路由器等网络作业相关设备等的各种设备。
通信部510(无线电路)进行经由天线ATN从外部接收数据或者向外部发送数据的处理。处理部520进行电子设备的控制处理、经由通信部510发送接收的数据的各种数字处理等。该处理部520的功能可通过例如微计算机等的处理器来实现。
操作部530用于用户进行输入操作，可通过操作按钮、触摸面板显示器等来实现。显示部540用于显示各种信息，可通过液晶、有机EL等显示器来实现。另外，在作为操作部530使用触摸面板显示器的情况下，该触摸面板显示器兼具操作部530以及显示部540的功能。存储部550用于存储数据，其功能可通过RAM、ROM等半导体存储器、HDD(硬盘)等来实现。
图41示出包含本实施方式的电路装置的移动体的例子。本实施方式的电路装置(振荡器)例如可以安装到车辆、飞机、摩托车、自行车或者船舶等的各种移动体中。移动体是具有例如发动机或马达等驱动机构、方向盘或舵等操控机构以及各种的电子设备(车载设备)，是在陆地上、空中和海上移动的设备或装置。图41概略地示出作为移动体的具体例的汽车206。汽车206组入了本实施方式的电路装置和具有振子的振荡器(未图示)。控制装置208根据通过该振荡器生成的时钟信号而进行工作。控制装置208按照例如车体207的姿态对悬架的软硬度进行控制，或者对各个车轮209的制动器进行控制。例如可通过控制装置208实现汽车206的自动运行。另外，组入有本实施方式的电路装置和振荡器的设备不限于这样的控制装置208，还能够组入到汽车206等的移动体上设置的各种设备(车载设备)中。
另外，如上所述对本实施方式进行了详细说明，而对本领域普通技术人员而言，应能容易理解未实际脱离本发明的新颖事项和效果的多种变形。因此，这样的变形例全部包含在本发明的范围内。例如，在说明书或者附图中，至少一次与更加广义或者同义的不通用语一同描述的用语都可以在说明书或者附图的任意部分置换为该不同用语。此外，本实施方式和变形例的全部组合也包含在本发明的范围内。此外，电路装置、振荡器、电子设备、移动体的结构或动作、D/A转换方法、频率控制数据的处理方法、处理部的频率控制数据的输出方法、D/A转换部的电压的输出方法、振子的频率控制方法等也不限于在本实施方式中说明的方式，能够进行各种变形实施。

Claims (15)

1.一种电路装置，其特征在于，
该电路装置具有：
A/D转换部，其对来自温度传感器部的温度检测电压进行A/D转换，输出温度检测数据；
处理部，其根据所述温度检测数据进行振荡频率的温度补偿处理，输出所述振荡频率的频率控制数据；以及
振荡信号生成电路，其使用来自所述处理部的所述频率控制数据和振子，生成根据所述频率控制数据设定的所述振荡频率的振荡信号，
所述振荡信号生成电路具有：
D/A转换部，其对来自所述处理部的所述频率控制数据进行D/A转换；以及
振荡电路，其使用所述D/A转换部的输出电压和所述振子，生成所述振荡信号，
所述D/A转换部具有：
调制电路，其从所述处理部接收i＝(n+m)比特的所述频率控制数据，并根据所述频率控制数据的m比特的数据调制所述频率控制数据的n比特的数据；
D/A转换器，其对调制后的所述n比特的数据进行D/A转换；以及
滤波电路，其使所述D/A转换器的输出电压平滑。
2.根据权利要求1所述的电路装置，其特征在于，
在设所述D/A转换部的采样频率为fs，设所述D/A转换部的1次D/A转换所引起的所述振荡频率的变化为Δf的情况下，Δf/fs＜1/106。
3.根据权利要求2所述的电路装置，其特征在于，
在fs≥1kHz的情况下，Δf/fs<1/106，
在fs<1kHz的情况下，Δf<1mHz。
4.根据权利要求1所述的电路装置，其特征在于，
在设所述D/A转换部的采样频率为fs，设所述D/A转换部的1次D/A转换所引起的所述振荡频率的变化为Δf的情况下，
当fs＜1kHz时，Δf＜1mHz。
5.根据权利要求1至4中的任意一项所述的电路装置，其特征在于，
所述振子是石英振子。
6.根据权利要求5所述的电路装置，其特征在于，
所述石英振子是AT切振子、SC切振子或者声表面波谐振器。
7.根据权利要求1至6中的任意一项所述的电路装置，其特征在于，
在温度从第1温度变化成第2温度的情况下，所述处理部输出以k×LSB为单位从与所述第1温度对应的第1数据变化到与所述第2温度对应的第2数据的所述频率控制数据，其中k≥1。
8.根据权利要求7所述的电路装置，其特征在于，
所述处理部对作为上次的所述温度补偿处理的运算结果数据的所述第1数据与作为本次的所述温度补偿处理的所述运算结果数据的所述第2数据进行比较，
在所述第2数据大于所述第1数据的情况下，进行对所述第1数据加上规定值的处理直到相加结果数据达到所述第2数据为止，并且输出所述相加结果数据作为所述频率控制数据，
在所述第2数据小于所述第1数据的情况下，进行从所述第1数据中减去规定值的处理直到相减结果数据达到所述第2数据为止，并且输出所述相减结果数据作为所述频率控制数据。
9.根据权利要求8所述的电路装置，其特征在于，
所述处理部具有：
运算部，其根据所述温度检测数据进行所述振荡频率的所述温度补偿处理的运算，输出所述温度补偿处理的所述运算结果数据；以及
输出部，其接受来自所述运算部的所述运算结果数据，输出所述频率控制数据，
在所述运算结果数据从与所述第1温度对应的所述第1数据变化成与所述第2温度对应的所述第2数据的情况下，所述输出部输出以k×LSB为单位从所述第1数据变化到所述第2数据的所述频率控制数据。
10.根据权利要求1至9中的任意一项所述的电路装置，其特征在于，
所述处理部以比来自所述A/D转换部的所述温度检测数据的输出速率快的输出速率输出所述频率控制数据。
11.根据权利要求1至10中的任意一项所述的电路装置，其特征在于，
在设D/A转换中的数据的最小分辨率为LSB的情况下，所述D/A转换部输出按照与k×LSB对应的电压步幅变化的所述输出电压，其中k≥1。
12.根据权利要求11所述的电路装置，其特征在于，
k＝1。
13.一种振荡器，其特征在于，
该振荡器具有：
权利要求1至12中的任意一项所述的电路装置；和
所述振子。
14.一种电子设备，其特征在于，
该电子设备具有权利要求1至12中的任意一项所述的电路装置。
15.一种移动体，其特征在于，
该移动体具有权利要求1至12中的任意一项所述的电路装置。
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