CN1069838A - 包含两个谐振储能电路的电源 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种向负载提供电功率的电源，包括 具有一共同谐振频率并在两个“主时段”中重复工作 的第1和第2谐振储能电路。在第1主时段中，第1 谐振储能电路与负载断开，而第2谐振储能电路向负 载供电并对第1谐振储能电路充电。在第2主时段 中，第2谐振储能电路与负载断开，而第1谐振储能 电路向负载供电并对第2谐振储能电路充电。谐振 储能电路配置有恒流控制器和开关。

Description

本发明涉及向负载提供电力的电源，尤其涉及一种包含多个储能电路的高效率电源，其功能和相互作用由一套专门控制的开关和恒电流控制器进行控制。
包括电荷存储元件（或者更概括地说，能量存储元件）的电源是公知的。
例如，美国专利No.4，628，284（布吕宁）揭示了一种高频率高电压电源，它用了例如微波炉的磁控管的晶体管开关。在一个或另一个晶体管截止时的时间间隔之间提供一个“空载时间”。
美国专利No.4，319，315（小肯尼等）揭示了一种具有相反导电晶体管对的直流一直流转换器。
美国专利No.3，886，429（迈拉德等）揭示了一种适合不同电源的对称电源组。电源组有交替截止和饱和的开关晶体管对。
美国专利No.4，748，311（托马斯等）揭示了一种具有推挽频率为f。和并联调谐电路调谐频率为2×f。的斩波电路。托马斯等设计的电路的目的是减少其开关装置的功率损失。
美国专利No.4，542，440（查泰等）揭示了一种电流传感器，它包含两个电源开关和两个关联缓冲电路，它们工作时相互之间相位差为180°。
美国专利No.5，513，226（约瑟夫逊）揭示了一种包含两个储能电路的镇流倒相电路。两储能电路工作在同一谐振频率。一对晶体管反相转换，以推挽方式工作。
美国专利4，709，323（廉）揭示了一种并联谐振转换器，在此转换器中，谐振电路回收了在电路的开关操作时本来要损失掉的能量。
电源的效率是根据电源内部消耗的能量值来测定的。人们当然希望把内部消耗的能量降到最小，因为内部消耗的能量不能传送到负载中。人们始终期望具有较高效率的电源。本发明的目的就是为了满足这种需要。
本发明涉及一种为负载提供电能的电源。本电源包括具有共同谐振频率的第一和第二谐振储能电路，在两个“主时段”内反复起作用。在第一主时段内，第一谐振储能电路断开，不向负载供电，而由第二谐振储能电路向负载供电，同时向第一谐振储能电源充电。在第二主时段内，第二谐振储能电路断开，不向负载供电，而由第一谐振储能电路向负载供电，与此同时向第二谐振储能电路充电。
在特定的实施例中，本发明的电源可以包括多个恒电路控制器以把谐振储能电路连到负载上。恒电流控制器可以是金属氧化半导体场效应晶体管（MOSFETS）。本发明的电源也可以包括一组开关，以有选择地连接谐振储能电路、恒电流控制器和负载。
谐振储能电路、恒电流控制器和开关安排成在第一和第二“主时段”起作用，每个“主时段”包括第一和第二“次时段”。第一谐振储能电路包含第一电容器和电感器，而第二谐振储能电路包含第二电容器和电感器。第一主时段的第一次时段定义为第二电容器同时向第二电感器提供电流，向负载提供电能和对第一谐振储能电路充电的时间;第一主时段的第二次时段定义为第二电感器同时向第一谐振储能电路充电和向负载提供电能的时间。第二主时段的第一次时段定义为第一电容器同时通过第一电感器提供电流，对第二谐振储能电路充电和向负载提供电能的时间;第二主时段的第二次时段定义为第一电感器向第二储能电路充电和向负载供电的时间。
通过阅读下面结合附图对最佳实施例的详细说明将能更好地理解本发明，图中相同的参考编号对应于相同的元部件。
图1是一高层次框图，示出了本发明的电源的一个实施例。
图2更详细地图示了图1的实施例。图2A和图2B示出了如图3所示的第一主时段的第一和第二次时段期间的电流流向。图2C和图2D示出了如图3所示的第二主时段的第一和第二次时段（第三和第四时段）期间的电流流向。
图3是某些电压信号波形和时间图，电压信号由栅极信号发生器提供并送到图1和图2所示的开关和恒电流控制器的控制端（栅极）。
图4示出了图1和图2所示的最佳的栅极信号放大器，图4A和图4B示出了它们的详图。
图5A、图5B和图5C分别示出了图1和图2所示的最佳的栅极信号发生器、谐振储能充电器和交流负载定时电路。
在描述图示的本发明的最佳实施例时，为清楚起见，使用了专门的术语来描述最佳元件和电路。然而，本发明不受这样选择的专门术语的限制，并且，应予理解的是，每个专门的元件和电路包括所有的以相似方式工作以实现相似目的的技术等同物。此外还应予以理解的是，详细说明中所用的“栅极信号发生器和谐振储能充电器”、“栅极信号放大器”、“反馈控制器”和“恒电流控制器”包括所有与之相关的电路，但本发明的范围和权利要求中的元件的解释不应受这样的限制。而且，“节点”、“通路”和“路径”应理解为任一合适的把电流从一个电路元件或电路传导到另一个电路元件或电路的方法和/或用作由两个或更多个这样的导线连接在一起的一个点的手段。术语“通路”和“路径”应作广义的解释，它们可以包括导电节点以外的电路元件。按照习惯，详细描述中描述了正电流流动，但是，该技术领域的那些熟练人员应理解，与负电荷电子流动方向相反的正电流流动仅是习惯，本发明的操作不受此限制。
图1是本发明的电源的最佳实施例的高层次框图。把电源设计成向负载100提供电能。
图2更详细地图示了电源实施例。
电源自身分别包括第一和第二谐振储能电路101、102。谐振储能电路101、102通过各自的恒电流控制电路103、104和隔离开关13（图2）连接到负载100的负端。
共同支路105通过隔离开关14（图2）把负载的正端连接到谐振储能电路101、102。谐振储能电路101、102分别通过共同支路106和专用通路107、108连接到栅极信号发生器和谐振储能充电器114。负载两端分别通过路径220和222连接到反馈控制器110。反馈控制器110分别通过路径226、224连接到栅极信号发生器和谐振储能充电器114。由反馈控制器110（它可以是MOSFET栅极驱动电路）或电池118之一向栅极信号发生器和谐振储能充电器114供电。栅极信号发生器和谐振谐振储能充电器114通过栅极信号放大器116控制恒流控制电路103、104以及各个开关（图1中未具体示出）的工作。
为清楚起见，图1中特意略去了各个开关和恒电流控制元件（它们可以是MOSFETs）以及电流方向控制器（最好是肖特基二极管）。现在参照图2，图2更详细地图示了图1的电源。
所示的第一谐振储能电路101包括两支路202、204之间的多个元件。电感L1与节点424、支路202、204之间的开关1和二极管38串联连接。相似地，二极管206与节点428、支路202、204之间的电容器C1和节点426串联连接。二极管37和开关2在节点424（电感C1和开关1之间）和节点426（电容C1和支路204之间）之间串联连接。
第二谐振储能电路102以与谐振储能电路101相似的方法构成。具体地说，支路212、214对应于支路202，204。相似地，第二电感器L2和第二电容器C2分别对应第一电感器L1和第二电容器C1。开关7和8、和二极管42、41和216分别对应开关1和2和二极管38、37和206。
二极管206、216的方向排列得可以允许电流从支路202、212分别通过节点428、414流到各自的电容器C1、C2。电容器C1和C2的正端分别通过节点428、414连接到二极管206和216;电容器的负端分别通过节点426、418连接到支路204、214。
电感器L1和L2的极性随着电路工作时段而变化。在第一和第三次时段（下面将更详细描述）期间，这两时段分别与谐振储能电路102、101通过它们的电容器和电感器对负载100放电相关，与支路212（第一次时段301）或202（第三次时段303）相连的电感器的一端为正极端;在第二和第四次时段（下面将更详细描述）期间，该极性相反。
在参照图1进行的讨论中曾简短介绍过，负载的负端通过隔离开关13及各自的恒电流控制电路103、104连接到各自的谐振储能电路101、102。图2比图1更详细地示出了连接关系。具体地说，负载100的负端通过节点402连到二极管33，二极管33连到恒电流控制电路103的输入节点404恒电流控制电路103的输出节点406连接到节点202（在谐振储能电路101内）。二极管33的排列方向允许电流从负载100的负端通过隔离开关13和节点402流到恒电流控制电路103。恒电流控制电路103包括两个并联的恒电流控制元件5和6，恒电流控制元件5和6可以是MOSFET。流过恒电流控制电路元件5和6的电流由114内的栅极信号发生器分别控制，这将在下面描述。
用与连接隔离开关13、节点402、二极管33、节点404、恒电流控制元件5和6、节点406和支路202类似的方法，通过隔离开关13、节点402、二极管34、节点410、两个并联连接的恒电流控制元件11、12（它们可以是MOSFETS）、节点412和支路212把负载100的负端连接到第二谐振储能电路102上。
负载100的正端连接到每个谐振储能电路101、102内的两点上。具体地说，负载100的正端通过隔离开关14、支路105、开关3和二极管35连接到二极管206和电容器C1之间的节点428上。而且，负载100的正端也通过开关14、支路105、开关4和二极管36连接到第一电感L1和开关1之间的节点424上。
用类似的方法，通过隔离开关14、支路105、开关9和二极管39把负载100的正端连接到二极管216和电容器C2之间的节点414上。通过隔离开关14、支路105、开关10和二极管40把负载的正端连接到第二电感L2和开关7之间的节点416。
如图1所示，支路106是共同连接到储能电路101、102的连接线，在图2更具体地示出了该线连接到二极管31和32的情况。二极管31、32分别通过开关15、16连接，以允许电流仅在那些谐振储能电路充电时才可以从支路106流向在各个谐振储电路101、102内的各个支路202、212。支路204（在谐振储能电路101内）和支路214（在谐振储能电路101内）连接到在各自路径107、108上的各个开关21、22。开关21、22的相对端和节点106连到栅极信号发生器和谐振储能充电器114。开关21和22工作时安排成两者不同时连接到它们各自的谐振储能电路101、102上。
负载100的负端和正端分别通过路径220、222和开关242连接到反馈控制器110上。反馈控制器110通过路径224、226连接到栅极信号发生器和谐振储能充电器114上。路径224被认为是地电位，而路径226为直流电位，典型值为+18V。
栅极信号发生器和谐振储能充电器114从反馈控制器110或电池118（或其它等效电源）接收电能。典型地，栅极信号发生器和谐振储能充电器114的正电流输入端232连接到电池118的正端240。相似地，栅极信号发生器和谐振储能充电器114典型地连接到电池118的负端238，开关244把电池各端238、240连接到栅极信号发生器和储能充电器114的输入端230、232。
工作时，栅极信号放大器116对114中的栅极信号发生器所产生的栅极信号进行放大，并使它流到图中标为246的路径上。栅极信号放大器116把放大后的信号分配给各个开关和恒电流控制器的栅极，由它们来控制本发明电源的功能。
可以有利地使用金属氧化半导体场效应晶体管（MOSFETs）构成开关1-4、7-10和21-22。如图2所示，开关3、4、9、10、21和22可以安排成使MOSFET的源极朝向图2的底部，MOSFET的漏极朝图2的顶部。对开关1，2，7，8，MOSFET的源极朝向图2的顶部或右面，MOSFET的漏极朝向底部或左面。对于MOSFET开关5、6、11和12，源极朝向图2的左面，漏极朝向图2的右面。MOSFET16的源极朝向左面，MOSFET15的源极朝向右面。
MOSFETs的栅极是开关的控制端，并通过栅极信号放大器116而具有从114中的栅极信号发生器来的合适的电压信号。隔离开关13、14可有利地使用适合于把负载100连到电源上或从电源上断开的机械、真空或固态器件构成。
恒电流控制电路5、6、11和12也可以由MOSFETs构成。然而，这些MOSFETs不以二元开关的方式工作。而是如专业术语“恒电流控制器”所述，这些MOSFET可以有利地工作在它们的线性区域用作电流控制器。如图2所示，每个恒电流控制器的MOSFET的源极可以通过相应的节点406，412连接到储能电路101、102的顶部节点202，212。每个MOSFET的漏极可以通过相应的节点404、410连接到二极管33、34上。各个MOSFET的栅极通过栅极信号放大器116连接到栅极信号发生器和储能充电器114上。
再生反馈控制器（图1和图2）最好构成Vicor  VIL53Cy型直流一直流转换器，在其储能输出（负载）侧有120伏直流，在路径226和224之间有+18伏直流输出。
图3是波形和时间定标图，它示出了栅极信号发生器和谐振储能充电器114所产生的信号，该信号对开关和恒电流控制元件1-12和21-22进行控制。
如上所述，电源包括第一和第二谐振储能电路。两谐振储能电路具有同一个谐振频率，并分别在两个“主时段”312和334内（图3）起作用。在第一主时段312内，第一谐振储能电路101与电源负载100断开，第二谐振储能电路102在向第一谐振储能电路101充电的同时向负载100供电。在第二主时段334，第二谐振储能电路102与电源的负载断开，由第一谐振储能电路101向负载100供电，与此同时向第二谐振储能电路102充电。
每个主时段包括第一和第二“次时段”。第一主时段的第一次时段301定义为电容器C2同时向负载100供电，维持电流流过电感器L2和向第一谐振储能电路101充电的一段时间;第一主时段的第二次时段302定义为第二电感器L2向第一谐振储能电路101充电和向负载100供电的一段时间。第二主时段334的第一次时段303定义为第一电容器C1同时向第二谐振储能电路102充电，维持电流流过电感器L1和向负载100供电的一段时间;第二主时段334的第二次时段定义为第一电感器L1向第二谐振储能电路102充电和向负载100供电的时间。次时段和主时段的定时用下述方法由开关控制。
第一主时段的第一和第二次时段下面紧接着是第二主时段的第一和第二次时段。因此它们可以看作第一、第二、第三和第四连续的次时段。在图3中第一至第四次时段分别用301、302、303和304表示。应该理解，图3所示的波形在所示的时间段的前后是重复延伸的。按习惯，高电平信号表示二进制开关“闭合”（接通），“低”电平信号表示二进制开关“断开”（不接通）。栅极信号发生器和储能充电器114同步产生如图所示的波形。
对于储能电路101，波形A输入到开关1、15和21（图2）以及17（图5c）。波形B输入到开关2和3。波形C输入开关4。波形D输入恒电流控制元件5。波形E输入恒电流控制元件6。
相似地，对于储能电路102，波形F输入开关7、16、22（图2）和18（图5c）。波形G输入开关8、9。波形H输入开关10。波形I输入恒电流控制元件11。最后，波形J输入恒电流控制元件12。
在最佳实施例中，波形A和F在时间上是连续的，正方波具有50/50占空度，标称频率为20KHz。波形B、C、G和H是占空度为25/75（25%）、标称频率为20KHz的正方波。波形D、E、I、J为具有25/75（25%）占空度的指数形波，标称频率为20KHz。所示的波形和正电压电源一起使用。图中没有示出与之互补的负波形，它也可以与互补的负电源一起使用，其原理与所示的电源的原理相同。
在某一次时段，波形B、C、G和H中仅有一个波形有效。波形G在第一次时段有效;波形H在第二次时段有效;波形B在第三次时段有效;波形C在第四次时段有效。波形I、J、D和E分别在第一、第二、第三和第四次时段有效。这些波形是经细致控制的模拟波形，最好是指数形，它调节各个恒流控制元件11、12、5和6所提供的电流的大小，以控制最终由谐振储能电路102和101馈至负载100的电流。可以用任何合适的方式产生指数形波形，例如，可以以该技术领域的熟练人员所公知的方法用模拟网络或数字波形发生器来产生。
现在描述第一至第四次时段期间起动操作时图2电路的电流流动。各电路部件的功能与稳定态操作期间相同，下面将更全面地加以描述。
在起动期间，开关13和14打开，把负载100与电源隔离开。开关244闭合，把电能从电池118（或等效电源）提供给栅极信号发生器和谐振储能充电器114。开关242也闭合，这样，把反馈控制器110连接到谐振储能电路的输出端，在稳定状态操作期间，它用于负载100和反馈控制器110。栅极信号发生器和谐振储能充电器114接通，同时开关1、8、9、11、15和21也接通，开关4、6、7、16和22断开。这样在主时段312的次时段301（图3）期间对谐振储能电路101充电。
此时谐振储能电路102无电荷，因此，它不能进入稳定状态操作，以向负载100供电和向谐振储能电路101充电。然而，在起动期间，谐振储能电路102的的开关以与稳定状态操作期间一样的顺序连接。
由于在起动期间仅谐振储能电路101需要充电，因此，电能只要从电池18（或等效电源）经过栅极信号发生器和谐振储能充电器114、谐振储能电路101和反馈控制器110后最后返回到栅极信号发生器和谐振储能充电器114。
在次时段301结束/次时段302开始时，开关8、9和11断开，同时，开关10和12接通。在主时段312的次时段302结束/主时段334的次时段303开始时，开关1、10、12、15和21断开，同时，开关2、3、5、7、16和22接通。谐振储能电路101通过反馈控制器110和栅极信号发生器和谐振储能充电器114放电，而开始对谐振储能电路102充电。最后，在次时段303结束/次时段304开始时，开关2、3和5断开，同时开关4和6接通。在主时段334结束时，两个谐振储能电路以如图3所示的各自的充放电顺序继续工作。
在两个主时段和四个次时段期间，栅极信号发生器和谐振储能充电器114通过栅极信号放大器116向开关提供必要的电压信号，使它们按照图3所示的时间顺序控制谐振储能电路101、102的充放电。在主时段312结束时，隔离开关13和14闭合，向负载100供电。
现在描述稳态条件下的操作。请参阅图2A-2D，图2A-2D分别示出了四个连续的次时段期间的电流流动。
在第一次时段301期间，电容器C2维持流过电感器L2的电流，对谐振储能电路101充电，并向负载100供电。电流从C2的正端通过节点414、二极管39、开关9、节点105和开关14流到负载100的正端。从负载100的负端，电流通过节点402、二极管34、节点410、MOSFET11和节点412再进入储能电路102。然后，电流通过电感器C2、节点416、二极管41、MOSFET8和节点418返回到电容器C2的负端。
应当理解，在储能电路101内，内部的谐振储能电流是以顺时针方向流动的（如图2所示）。
同时，谐振储能电路101被充电，电流从栅极信号发生器和谐振储能充电器114通过支路106、二极管31、开关15、支路202、二极管206和节点428流到电容器C1。电流继续从电容器C1的相对（负）端通过节点426、开关21，沿着路径107返回栅极信号发生器的谐振储能充电器114。
反馈控制器110接收从节点432通过开关242沿路径222来的部分电流，该电流沿着路径226流到栅极信号发生器和谐振储能充电器114。电流也从栅极信号发生器和谐振储能充电器114沿着路径224通过反馈控制器110，沿着路径220通过开关242、节点402和开关13到负载100的负端。
在第二次时段302，在向谐振储能电路101充电时向负载100供电。具体地说，电流从电感L2通过节点416、二极管40、开关10、支路105（432）和隔离开关14流到负载100的正端。然后电流从负载100的负端通过隔离开关13、节点402、二极管34、节点410、恒电流控制器MOSFET12和节点412返回到电感器12。该第二次时段302期间的电流在其它方面的描述与第一次时段301相同。
在第三次时段303期间，重复第一次时段301的过程，由谐振储能电路101向负载100、谐振储能电路102和有关电路供电。现在在第一谐振储能电路101内的电容器C1向负载供电，向第二谐振储能电路102充电。具体地说，电流从电容器C1的正端通过节点428、二极管35、开关3;支路105（432）和隔离开关14流到负载100的正端。然后，电流从负载100的负端通过隔离开关13、节点402、二极管33、节点404，恒电流控制器MOSFET5、节点406、支路202、电感L1、节点424、二极管37、开关2和节点426，返回到电容器C1的负端。
在谐振储能电路102内，内部的谐振电流以如图2所示的顺时针方向流动。
电流从栅极信号发生器和谐振储能充电器114通过支路106（408）、二极管32、开关16、节点212、二极管216和节点414流到电容器C2的正端。电流也从电容器C2的负端通过节点418、开关22，沿着路径108返回到栅极信号发生器和谐振储能充电器114。
电流从节点432和开关242沿着路径222流到反馈控制器110，然后沿着路径226流到栅极信号发生器和谐振储能充电器114。电流沿着路径224通过反馈控制器110、通过开关242沿着路径220返回到节点402。
在第四次时段304期间，电感器L1向负载供电，并向第二谐振储能电路102充电。具体地说，电流从电感L1的正端通过节点424、二极管36、开关4、支路105（432）和隔离开关14流到负载100正端。然后电流通过隔离开关13、节点402、二极管33、节点404、恒电流控制器MOSFET6和节点406、支路202返回到电感L1的负端。在第四次时段304期间电路中其它的电流流动与上面描述第三次时段303时的相同。
从栅极信号发生器和谐振储能充电器114把合适的栅极控制信号沿着路径246送到栅极信号放大器116，然后按照图3的时间和波形送到MOSFET1-12、21、22的栅极。
下表提供了各个部件有利的具体的值。然而，那些熟悉技术领域的技术人员可以在本说明书之后的权利要求书所阐述的本发明的精神和范围之内对下面的部件、部件值、部件类形和参数范围作出种种替换或变更。
表一
元件    可供选用的器件
开关1-4    IRF350  MOSFETS(400伏60安培脉冲)
开关7-10    IRF350  MOSFETS(400伏60安培脉冲)
开关21-22    IRF641  MOSFETS(150伏72安培脉冲)
开关15-16    IRF350  MOSFETS(150伏72安培脉冲)
恒电流控制器    IRF350  MOSFETS(150伏72安培脉冲)
5-6
恒电流控制器    IRF350  MOSFETS(150伏72安培脉冲)
11-12
二极管206、216    IRF60HFU(R)200(200伏、60安培超快速恢
复)
二极管31、32    IRF60HFU(R)200(200伏、60安培,超快速恢
复)
二极管33、34    IRF60HFU(R)200(200伏、60安培,超快速恢
复)
二极管35、38    IRF60HFU(R)200(200伏、60安培,超快速恢
复)
二极管39、42    IRF60HFU(R)200(200伏、60安培,超快速恢
复)
电感器L1、L2    MICROTRAN  SL4-23-F(螺线管/21微
享、30安培)
电容器C1、C2    Components  Research  3.14微法/600伏/300
安培,200千赫
(IRF-国际整流器公司)
现在请参阅图4，4A和4B，图4、4A和4B更详细地图示了栅极信号放大图116（图1和图2）。尤其是，如图所示，栅极信号放大器116是一个驱动器和前置驱动器阵列。各种从栅极信号发生器114沿路径246到栅极信号放大器116（图1和图2）的信号都输入到各自的驱动器/前置驱动器。下面参照图5A详细描述沿路径246传送的各种信号的产生。
参见图4。图4示出信号通过路径246到栅极信号放大器116并分送到各驱动器和前置驱动器。从图4左侧进入的信号是图3所示的信号A-J。每个图5A中产生的图3信号输入到两个电路之一，该两个电路分别图示于图4A和图4B。为清楚起见，图4示出了图4A和图4B所示的电路的框图。图4所示的各个框图驱动图2所示的MOSFET开关或恒电流控制器的相应栅极。
信号D、E、I和J驱动恒电流控制器5、6、11和12。它们都是模拟信号。图4A所示的电路用于产生这些模拟信号。到图4右边的大多数信号是二进制信号，这些二进制信号输入至起通一断开关作用的MOSFET。图4B所示的电路用于产生这些信号。
参见图4A。图中示出了四个串联的元件401、402、403、404。第一元件401是恒电流控制器栅极输入信号驱动器。它最好由国际整流器公司的IR2129来实现。驱动器401的增益和驱动特性由固定电阻和可调电阻决定。固定电阻和可调电阻按照公开出版的数据页所提供的制造商说明来连接和调整。
驱动器401驱动MOSFET光隔离前置驱动器的输入端，MOSFET光隔离前置驱动器包含元件402、403和404。元件402最好采用CD40107BEX，元件403最好采用HCPL-2231。元件402和403利用光学隔离技术有效地进行电隔离。图中画出了最后一个MOSFET栅极驱动器404，在许多实施例中它是供选择使用的。
应当理解，每个元件401-404均由稳压电源供电（+12伏直流和-12伏直流，从图5B获得）。
现在参照图4B。图中示出了串联的元件412、413和414。这些元件分别对应于元件402、403和404（图4A）。因图4B的电路不对恒电流控制器MOSFET栅极驱动，所以没有对应于图4A中的元件401。在其他方面，图4B的作用与图4A基本相同。
现在参照图5A。图中示出了栅极信号发生器（图1和图2中元件114的一部分）。方波发生器527产生200KHz的方波输出，标称电压为1V，占空度为50/50。方波发生器527可以采用德克萨斯仪器公司的N74LS624N电压控制振荡器来实现。
分频器533接收方波发生器527的输出，它是十分频元件，产生200KHz的方波。十分频元件533最好由Motorolu公司的MC74HC4017同步计数器来实现。
分频器533的20KHz方波输出输入到第一D触发器534A的时钏输入端。触发器534A的非反相输出输入到第二触发器534B的时钏输入端。D触发器534A、534B的反相输出端反回到它们各自的输入端。在这种结构中，在每个时钟输入的上升沿，各个输出端被触发到各自相反的状态，这由前一时钟输入周期期间反相输出端的状态决定。在这种方式下，每一触发器534A、534B用作二分频器。因此，触发器534A的输出为10KHz的方波，而触发器534B的输出为5KHz的方波。
触发器534A的非反相输出输入到计数器538的CLK    AB输入端以及多路分离器537的较低地址输入位AO。计数器538的QAB输出输入到多路分离器537的较高地址位A1。另外，计数器538的最高计数位QDB反馈回计数器的CLK    A输入端。
触发器534A、534B可以用RCA    249CD4013AE双D触发器集成块实现。多路分离器537可以用Motorola    8    32100    M74LS139T1/4解码器/多路分离器集成块实现，计数器538可以用Motorola的双4级二进制脉动计数器实现，时钟AB输入端为15引脚，时钟A输入端为引脚1，QAB和QDB输出端分别为引脚13和9。
多路分离器537有四个输出端。在某一时间四个输出端仅有1个为有效。输入到地址输入端A0和A1的信号确保有效的多路分离器信号以一合适的与触发器534B的输出同步的频率从多路分离器信号以一合适的与触发器534B的输出同步的频率从多路分离器的一个输出到另一个输出端顺序进行扫描。多路分离器537的输出端上标号1、2、3和4指出（如图3所示）对应的输出有效的次时段。计数器538的存在保证了不会发生“锁住”，并且能连续和重复地进行有效脉冲的扫描。
触发器534B的输出以及多路分离器537的输出对所有MOS-FET1-12，15-16和21-22进行定时（如图1和图2所示）。在图5A的右侧，这些信号标为A-J，对应于图3中同样标注的信号。另外，在图5A右边附近，也标注出了各信号有效时的次时段（1、2、3和4）。
现在描述由触发器534B和多路分离器537决定这些控制信号的方法。多路分离器537的四个输出端分别输入逻辑反相器539A、539B、539C和539D，它们可以用Motorola    MC74HCO4N    Hex反相器芯片实现。反相器539A、539B、539C、539D的整形（指数型）输出提供信号D、E、I、J，分别控制恒电流控制器MOSFET5、6、11、12的栅极。
从前面的论述中可以看出，信号D、E、I和J不是二进制信号，而最好是指数信号。为了产生指数形波，使用了一个波成形元件536，它可以看作基本上是R-C波成形器。在一最佳实施例中，波成形器536可以是RCACA324E，连接到反相器539A-539D的输出端，这种连接方式是该技术领域的熟练人员应用CA324E的公开的数据页就很容易做到的。
为了提高信号D、E、I和J的电流，把多路分离器537的各个输出输入到四个MOSFET540A、540B、540C和540D的栅极。这些MOSFET的漏-源路径连接在各反相器整形波输出和地之间。MOSFET540A、540B、540C和540D最好用Siliconix      VN10KM    N-沟道MOSFET;额定为60伏，1安培（脉冲）。因此，通过栅极信号放大器116（图4）向恒电流控制器MOSFET5、6、11和12提供了合适波形和能量的栅极信号D、E、I和J。
同时，由达林顿复合晶体管驱动器535E、535F、535A、535B、535C和535D分别产生二进制MOSFET栅极信号A、F、B、C、G和H。这些达林顿复合晶体管驱动器最好由Motorola    ULN2003A达林顿复合晶体管阵列来实现，它们接收分别来自触发器534B的非反相和反相输出以及分别来自反相器539A、539B、539C和539D的输出。
所有到图5A右边的信号被送到图4、4A、4B详细描述的栅极信号放大器116，控制图1和图2所示的储能电路中MOSFET的定时和操作。
应当理解，图5A所示的电路元件具有以稳压信号的形式提供的适当的电源。稳压信号由图5B所示电路产生。
现在参见图5B示出了作为元件114（图1、图2）一部分的稳压器和储能电路。
图5B底部示出了电池118（在图5B左侧）和反馈控制器110（在图5B右侧）之间的连接。来自反馈控制器110（图1和图2）的未稳压18伏电压和来自电池118（图1和图2）的未稳压12伏电压之间的差是由一个齐纳二极管571提供的，该二极管最好为5.1伏的齐纳二极管，用作移压器。相似地，在正电源线和接地线226、224之间设置有第二齐纳二极管572，齐纳二极管572最好以用作电压稳压器的12.1伏的齐纳管来实现。第三二极管573允许电流从电池118流过路径230及路径224而到达反馈控制器110。第三二极管最好用IN914，起反向极性保护器作用。
再生式反馈控制110（图1和图2）最好用Vicor直流-直流转换器，在储能电路输出侧（负载）有120伏电压，在路径226和224之间有+18伏直流输出。齐纳二极管572保证12V直流电位与电池118来的电压匹配。
稳压电源由下述方法提供。再参见图5B，第一稳压器524通过稳压器581接地和连接到从路径232上的电池118来的12伏未稳压电压输入端。稳压器581最好用7805实现。稳压器524最好用Maxim    MAX743双输出开关型稳压器，它有两个Maxim    LM78L12线性稳压器，产生+12伏直流和-12伏直流稳压输出。+12伏直流输出输入到第二稳压器533，第二稳压器533最好由7805UC8621型5伏稳压器来实现。稳压器524和523向图5A、5C、4A和4B所示的电路提供经稳压的+12伏直流，+5伏直流和-12伏直流电，所用的方法是该技术领域的熟练人员所熟知的。
元件114（图1和图2）的谐振储能充电器部分由下面方法构成。在图5B中，如图所示，控制路径106、107、108（图1和图2）的谐振储能电路包括串联的降压元件525和升压元件526。降压元件525接收经稳压的112V直流电，并通过12个串联的二极管和一可调电阻使它降压，提供+5.14伏的直流输出。然后，升压元件526，它最好用ERG公司生产的E1212-1.5150直流-直流电压转换器，产生120伏稳压直流输出，升压元件526的输出通过支路106（也图示在图1和图2）向储能元件101和102供电。通过开关21和22（图2）接到各谐振储能电路的接地线图中示为路径107和108（图1、2、5B）。
现在参照图5C。图中示出了向交流负载100A提供定时的电路。该电路正好与向直流负载100（画在图1和图2中）供电和电路相反。图5C所示的电路向交流负载100A提供60Hz、120伏（RMS）信号。
更具体地说，60Hz正弦振荡器528产生1.0伏到峰值的正弦信号。正弦振荡器最好用Micro线性ML2036可编程正弦波发生器来实现，用Micro线性产品的产品数据页上的信息进行编程以产生上述信号。振荡器528的正弦输出输出到双半波整流器529，半波整流器529包括两个二极管529A、529B。正弦波的正半部分沿着上部路径到达方波发生器531和第一前置驱动器542A。相反，正弦波的负半部分由增益为1的反相器反相后输入到第二方波发生器532和第四前置驱动器542D。方波发生器531、532的结构与产生同步于它们各个正弦输入的+12伏方波的方波发生器相似。方波发生器531、532的输出输入到第二和第三前置驱动器542B、542C。前置驱动器542B、542C产生基本上与它们各自输入同步的+12伏方波。
增益为1的反相器最好用LM318的结构，增益为1但极性相反。对于该技术领域的熟练人员能很容易地实现方波发生器531、532。前置驱动器542A、542B、542C和542D则按照图4B构成。
前置驱动器542A和542D的输出驱动各个MOSFET23、24的栅极。MOSFET23、24包含直流到60Hz半波转换器549的元件。MOSFET23和24之间的节点与节点402相同（图1和图2），位于直流负载100的负侧（如图5虚线所示）。
MOSFET17和18加上二极管17A、17B、18A和18B一起来说构成半波到全波的转换器。
前置驱动器542B和542C的输出驱动各个MOSFET17和18的栅极。MOSFET17的源极通过串联的二极管17A和18A连接到MOSFET24的源极。二极管17A和18B之间的节点连接到交流负载100A的第一端。相似地，MOSFET18的源极通过串联的二极管18A和17B连接到MOSFET23的漏极。二极管18A和17B之间的节点连接到交流负载100A的第二端。
MOSFET17的漏极连接到MOSFET18的漏极，它们的共同接线是支路105（432），而105是直流负载100的正端节点（如图5C虚线所示）。
MOSFET17、18、23和24最好选用IRF350’S的结构。二极管17A、17B、18A和18B最好用200伏30A、起反极性保护器作用的二极管。
工作时，进入MOSFET23和24的栅极的半波正弦信号相互之间异相180°，因此，允许电流通过节点402和支路105以反相时帧到达交流负载100A。由反向极性排列的每个MOSFET23、24提供的85伏峰值电压的半波电压因此向交流负载100A提供60Hz、120V.RMS全波输出。
上面描述了本发明最佳实施例的结构和操作。下面的描述是为了在原理上理解本发明。
如上所述，本最佳实施例包括两个谐振储能电路，它们谐振频率相同。在所示的实施例中，其谐振频率为20KHz。储能电路具有相同的驱动系统，由从栅极信号发生器和谐振储能充电器114的信号A和F（图3）进行主时间控制。信号A和F是相等但相位相反的、朝正向变化的电压方波，占空度为50/50。每个信号通过控制谐振储能电路和它们各自的电流源流过各个接地MOSFET21和22之间的接地顺序来控制所有其他操作发生的时帧。因此实现了谐振储能电路交替工作。
对于谐振储能电路101的工作，有第一主时段312开始、在第一次时段301开始、在MOSFET21接收朝正向变化的电压（0到12伏）、占空度为50/50的方波栅极电压信号A的瞬时，MOSFET22接收从+12伏到0伏，占空度为50/50的方波栅极电压信号F。因此，谐振储能电路101连接到栅极信号发生器和谐振储能充电器114，并允许电容器C1充电至Vt伏，在本最佳实施例中为120伏，其中感抗等于容抗。《电学》1-7（哈里·米列夫著，援引在此作为参考）第4-134页解释了该技术领域熟练人员通常理解的平行谐振储能电路的充电。
在MOSFET接收到朝正向变化的方波栅极信号A的同时，储能电路101的MOSFET1接收到同一栅极信号。这在储能电路101中开启了一条电流通道，它仅仅包括与电感、MOSFET开关、二极管、电容器和将这些部件串联起来的导线相关的电阻。串联的电阻包括：多股电线的电阻，该电线可以是＃12铜线，0.00102欧姆/英尺，用作为串联各种部件的导线;MOSFET1漏极至源极的内阻0.15欧姆;二极管206和38的内阻;很小的电容器电阻;12至14英寸的铜线，铜线可以是＃12单股电线，该电线绕制成储能电路101的电感器L1的线圈。
该电感器的磁芯最好是一种铁氧体环形磁芯，带有相连的磁性正交调谐电路。在C1的正极与负极之间的这个电路构成储能电路101完整的充电路径，该路径长仅约12-18英寸。总内阻极低的储能电路使得储能电路在高“Q”值或高“品质”下工作。在最佳实施例中，“Q”的调节是通过改变电感器L1的感抗而实现的。这最好通过增加或减少绕组中的直流电流而实现，该绕组绕在一个相对于环形磁芯电感器L1的轴线呈90°（正交）放置的“C”芯电磁体上。该“C”芯电磁体上。该“C”芯电磁体控制器中的感应磁场改变或“调制”电感器L1的感抗。手动或自动地对储能电路的感抗进行物理或电子调节的其它可能手段为调谐本发明电源技术领域中那些技术人员所熟知，因而不需要作进一步的讨论。
储能电路102的内部充电电路、相关的控制电路和电流路径在功能上和实体上完全和储能电路101相同。
在第1主时段开始时，刚结束其谐振充电阶段的储能电路102，在“接地”MOSFET22接收到从+12伏至0伏变化的方波栅极信号F的同一时刻与外部电源断开，从而被关断到一不导通状态。也是在此同一时刻，由于0至+12伏、25/75占空度信号G（加在MOS-FET8和9的栅极上）及信号I（加在MOSFET11的栅极上），在C2的负充电端、负载100和C2的正端之间建立起一条电流路径。MOSFET8和9接收使其导通的0至+12伏、25/75占空度的栅极信号G。
MOSFET11接收一个0至+12伏、25/75占空度的“指数型”栅极信号，该信号专门设计成利用次时段301，即全部时段的25%来达到其最高的+12伏电平。程序上排定，在栅极信号到达MOS-FET8的同时开始该信号。在图示的实施例中，指数型信号的所有后沿或向中性点变化的+12伏至0伏边沿都是垂直的;它们并不向下倾斜，也不延伸至零以下。
在该第1次时段的末端，MOSFET8、9和11的栅极上的电压同时被强制成零伏。该次时段仅包括50%占空度的一半，该占空度由栅极信号发生器和储能充电器114的20KHz频率（信号A和F）所决定。
在MOSFET8、9和11被关断时，MOSFET10和12分别因接收到0至+12伏、25/75占空度的栅极电压信号H和J而被接通。MOSFET10接收到一个0至+12伏、25/75占空度的栅极电压，它与传给MOSFET8和9的栅极的信号相类似。MOSFET12接收到一个0至+12伏、25/75占空度的“指数型”栅极电压信号，该信号与早些时候送到MOSFET11的栅极上的信号相同。
该第2组MOSFET在电容器C2放电所产生的第二次时段302（也就是L2的磁场的消失的时间）中控制放电路径。该第2次时段302（占据了第1主时段时帧的第二个50%）占去了放电时帧的余下部分。该放电时帧是由来自栅极信号发生器和储能充电器114的20KHz信号A和F分配给储能电路102的第1主时段。
这是在储能电路102的放电电流路径中MOSFET8-12的较佳结构，也是在储能电路101的电容充电路径中MOSFET21和1的较佳结构。如上所述，MOSFET1-4、7-10和21-22起到“开通/关断”开关的作用，这样改变了各个电流流动途径，而其它MOSFET（5、6、11和12）起到恒流控制器的作用。MOSFET11控制储能电路102的电容器C2的放电速率，而MOSFET12控制储能电路102的电感器L2的磁场受控消失时所引起的电流量。储能电容器在设计中不在储能电感器的放电路径中。当储能电感器在第二次时段中放电时，它不象在标准储能电路中那样改变极性。储能电容器也不象在标准储能电路中那样改变极性。它们只朝一个方向充电。这一动作与标准储能电路的完全不同。
本发明的优点有许多，这里只举其大者：
1）.每一个谐振储能电路做成在独立于任何与之相连的外部负载的情况下对其电容器充电，从而最大限度地实现谐振充电条件。
2）.每一个储能元件以一致的方式通过负载放电，对负载有共同而不变的极性（DC操作）。
下面给出的说明，将在前面段落中简化的优点加以展开。因为正是在这里，本发明显示了其在本技术领域中的某些先进之处。
首先控制储能电容器的放电速率，然后控制储能电感器的放电速率，这样就发生了下列情况。先是非谐振RC电路，然后是非谐振LR电路对负载供电。目前，在某些电源中，利用非谐振电路供电是一种标准的做法，但是，任一供电电路都是相互独立地使用的。与此相反，本实施例相继地使用一个非谐振RC电路和非谐振LR电路。此外，也是更重要的，通过在分配给各个储能电容器进行谐振充电的恰好一半时间内使两个谐振储能电路的元件放电，与每一电容器在其谐振充电速率下放电的情况相比，对负载可以提供两倍的可供电流（因此，相应地提供了增强的电源）。实际上，使每个电容器在其谐振充电速率下放电将会给大多数负载带来极为灾难性的状况。这是因为，串联谐振状况也会以其因谐振而出现的电抗电压的增大值介入进来，该电抗电压将加在负载的两端。
通过将MOSFET5、6、11和12用作为可变电阻器（起到恒流控制器的功能），并在适当的次时段的“接通”部分中将其电阻呈指数曲线型地从最大降至最小而实现了下列结果：在整个次时段上，以一种精确地抵消并控制正在放电的储能电容器的下降电压的方式，降低了每个储能电容器的放电电路中的内阻，从而向负载提供了受控、平均的电流。这样，负载能够均匀地起反应，如同由一恒压、恒流源供电一样。与此类似，在整个次时段上，以一种精确地抵消并控制与正在消失的磁场相关的下降电压的方式，降低各储能电感器的放电电路中的内阻，从而再一次向负载提供了受控的电流。
该优点是这样取得的，在发生电感器磁场消失的整个时帧中，将先前的负极与储能电容器的正极（只有现在来自储能电感器）精确地匹配。负载正常工作所要求的不同电势（+120V和中性或接地）首先由储能电路102的电容器C2在次时段301中提供，然后由储能电路102的电感器L2在次时段302中提供，再由储能电路101的电容器C1在次时段303中给出，最后由储能电路101的电感器L1在次时段304中供给，至此次时段301再次开始，整个过程重复进行。这也象是在给负载提供一个不变的恒压源。
每一放电时间“次时段”恰好是整个储能电路充电时间“主时段”的一半。这满足了平衡充/放电比率以在电路中获得均衡的要求。如上所述，当储能电路102的部件C2和L2以非谐振方式通过负载放电时，储能电路101在并联谐振条件下对电容C1充电（它未连到负载）。各个串联放电时间率是充电时间率的一半。因而放电速率要快一倍，这样向负载提供的电流两倍于在放电时间等于充电时间的一组工作条件下所能提供的电流。储能电路102的元件通过负载放电，只遇到由导电路径、电感线圈、谐振电路的二极管和负载的串联电阻所造成的损失，在此之后，MOSFET8、9、10、11和12分别在其栅极接收到向中性方向变化的+12伏至0伏的信号G、G、H、I、J，储能电路102的元件由这些MOSFET与负载隔断。同时，给储能电路101的适当的MOSFET（储能电路101刚刚完成对其电容器C1的谐振充电）加上合适的正向栅极电压，这样，就能开始在第2主时段334中的次时段303、304中对负载供电的周期（由储能电路101的元件供电）。
简而言之，上述实施例具有下列特征：
-利用无功功率，通过受控的电流向负载完整地供电的能力，该电流来自交替采用的串联非谐振LR和RC电路，其中，L和C元件在充电期间形成一个并联谐振储能电路。
-利用谐振储能电路的自然放大特性的能力，通过一电路路径，形成电容器的全充电条件，而不是仅仅通过电流的电压源（如串联的谐振电路中那样）。
-将可提供给负载的有效电流增倍的能力。这是通过将每一元件的放电时间减半而实现的，先是从各储能电路的电容器，而后是从电感器。
-通过两个相同的谐振储能电路向一个伪串联负载持续地供电的能力。一个储能电路的电容器在与负载隔离情况下，在谐振条件下由一外部电压源充电。另一个已充电的储能电路的元件在与该外部电压源隔离情况下通过负载放电（如上所述，在受控串联电路条件下）。
-利用一个不会受电压下降（目前发电机的电势跌落或降低）问题影响的电子电源向负载持续供电的能力。
-利用一电功率源向负载持续供电的能力。外部电压/电流源（电池118）提供必需的电压和电流，以满足在第1主时段中对储能电路101中的C1充电的功率要求。在对两个谐振储能电路之一进行谐振充电之后，充过电的储能元件开始通过负载放电。
从上述电路动作的说明可看出，该电路工作在谐振的两个“最佳方式”下。首先，关于串联谐振，图示实施例具有向负载提供最大可能功率的能力。其次，关于并联谐振，图示实施例具有利用外部电流源的最少量电流对一个电容器充电的能力，起到电压源的作用。
在图示实施例上可以附加其它电路，以利用DC“功率”源在称为DC叠加的条件下对其自身功率要求不加判别的能力。在这种情况下，谐振储能电路从任何电源，诸如电池118和/或反馈控制器110、或其组合，获取它所要求的电流和电压，只要它们具有正确的电压极性和要求最小的电流。该系统可以专门设计成利用反馈控制器110作为初级（内部）DC电压和电流源，并用电池118作为次级DC电源的外部DC电压和电流源。
从谐振储能电路看其电压和电流源，象任何谐振储能电路那样，该系统呈现对电流的最大阻抗。同时，它象串联电路那样对负载供电，其对电流的阻抗仅来自线性电阻（由放电路径中采用的导线的尺寸和其它特性决定）。因为放电频率两倍于充电频率：40KHz对20KHz的系统谐振频率，所以，在放电时，系统不处于串联谐振状态下。
构成谐振回路101和102的两个独立的串联LR和RC放电电路具有满足所有电功率要求的能力：每一个电路可以彼此提供必要的电压和电流作为系统内部“功率源”（反馈控制器110、栅极信号发生器和谐振储能电路充电器114、栅极信号放大器116和有关电路），即对在20KHz谐振条件下充电的另一个谐振储能电路作为与负载100并联的负载进行充电。其理由是，系统在谐振条件下被充电的特定部分连接到此时正在对负载100供电的电源的其它部分（从负载-功率要求角度看）。只有那些先前已在谐振条件下充过电，并且已在该时帧中断开“内部”电源（不是反馈控制器110而是另一储能电路）的谐振储能电路元件对整个并联负载供电。这儿所说的“负载”一词，它不仅仅指负载100，“内部”储能电路控制电路及其它充电储能电路也是总“负载”的一部分。
在谐振条件下，“隧道二极管”或“江崎二极管”可用在谐振储能电路中，而所有直接馈到储能电路自身的必需的外部电流都可以去除。其理由是，隧道二极管产生一种“负电阻”。它对所处的储能电路的作用是将有效纯电阻降至极小值。因而，由于在储能电路中有一如上所述的极小值的内部有效纯电阻，就必须有流经支路106的极小值的“线电流”。
如图2所示，两个电路同时工作。在第1次时段301（图3）中，储能电路101被充电，由于MOSFET2、3、4、5和6不导通，它与负载100和反馈控制器110断开。储能电路101通过其在正120V支路202中的二极管经由支路106连到内部电源（反馈控制器110;栅极信号和谐振储能电路充电器114;栅极信号放大器116）。MOS-FET21提供与接地侧的连接。
储能电路102的电容器及其电感器通过“负载”（它包括储能电路101、内部电源（反馈控制器110、栅极信号发生器和谐振储能电路充电器114、栅极信号放大器116和并联负载100））放电。这时，因为在电容器C2正端的二极管216不允许电容器直接通过它放电，所以，储能电路102与内部电源（反馈控制器110、栅极信号发生器和谐振储能电路充电器114、栅极信号放大器116）断开。处在储能电路102和内部电源接地之间的MOSFET22也已被关断，这样，将储能电路102的放电电路与内部及外部电源接地隔离开。
在这种情况下，对于负载100和由反馈控制器110、栅极信号发生器和谐振储能电路充电器114、栅极信号放大器116及其它储能电路构成的并联负载，各放电储能电路元件形成它自己的接地源和电流源。MOSFET11和12分别接收到一个指数型栅极信号，如前文说明过的那样，控制允许流到负载的电流量，其原因如下。
电流应该以一种稳定均匀的方式提供，以获取向负载供电的期望效果。对一稳定不变的负载提供均匀的电流量可以在负载两端上产生适当而均匀的、预计的电压降。加在一个电阻性、电感性、电容性或其组合的变化负载上的电流（达到由两个储能电路元件和放电电路决定的预定最大值）的可用性能够象系统提供的那样对负载供电。因为“电流”（不是电压）是前文所列所有四种负载条件中的“公分母”，所以，各种不同电压降，它们在各个负载上的各个相位关系能够按照要求由各种负载形成或产生。本系统利用了功率MOSFET用作可变电阻的功能来控制电流量。本系统通过对先由储能电容器后由储能电感器提供的正在下跌的源电压的精确的相关性方式降低其对电流的电阻而控制住供给负载的电流量。这种结构提供了负载所需要的正确的电流。当储能电容器的电压下跌，然后储能电感器的电压跟着下跌时，控制用的MOSFET的内阻也必然下跌。
在第1个次时段301（图3）中，储能电路102的电容C2的放电受MOSFET11控制，在其两端之间提供必要的电势差，使电流流经并联的负载。
在第二次时段302（图3）中，储能电路102的电感器L2正消失的磁场受MOSFET12控制，在其两极之间提供必要的电势差，使电流流经负载。
在次时段303和304（图3）中，再次发生上述电流。储能电路101对“负载”（现在包括储能电路102和前文所述的内部电源）供电。储能电路101的电容器C1由在C1正端处的二极管206通过支路106与栅极信号发生器和谐振储能电路充电器114断开，这样，不允许C1对自身放电，MOSFET15被关断，并且，通过不导通的接地，控制MOSFET21被关断。MOSFET5以与MOSFET11控制电容器C2的放电时间的方式相同的方式控制电容器C1的放电时间。MOSFET6控制电感器L1的磁场的消失时间，方式与MOS-FET12控制电感器L2的磁场的消失时间的方式相同。MOSFET8、9和10被关断，以允许储能电路102将电容器C2充电至栅极信号发生器和谐振储能电路充电器114所提供的120伏。
熟悉本技术领域的技术人员在上述说明的指导下能够理解并能够对本发明的上述实施例进行种种修改和变化。所以，应该理解，本发明完全可以在所附权利要求及其等同物的范围内，以不同于上述说明的方式方法加以实施。

Claims (15)

1、一种用于向负载供电的电源，其特征在于，它包括：
a)具有一谐振频率的第1谐振储能电路；
b)具有与第1谐振储能电路的谐振频率基本相同的谐振频率的第2谐振储能电路，
其中，这两个谐振储能电路构造成适合于在两个主时段中重复工作，其中，
A)在第1主时段中，第1谐振储能电路不向负载供电，而第2谐振储能电路向负载供电并对第1谐振储能电路充电；
B)在第2主时段中，第2谐振储能电路不向负载供电，而第1谐振储能电路向负载供电并对第2谐振储能电路充电。
2、如权利要求1所述的电源，其特征在于，它还包括：
c）用于有选择地将谐振储能电路与负载互连的多个开关;和
d）用于产生控制所述开关的栅极信号的栅极信号发生器。
3、如权利要求2所述的电源，其特征在于，它还包括：
e）一个栅极信号放大器，它从栅极信号发生器接收栅极信号，用于产生通到所述开关的放大后的栅极信号。
4、如权利要求2所述的电源，其特征在于，它还包括：
f）一个用于向第1和第2谐振储能电路供电的谐振储能充电器;
g）用于有选择地向栅极信号发生器和谐振储能电路充电器供电的电池;和
h）连在负载与谐振储电路充电器之间的反馈控制器，用于有选择地从谐振储能电路向栅极信号发生器和谐振储能电路充电器提供更多的电力。
5、如权利要求4所述的电源，其特征在于，它还包括：
至少一个稳压电路，响应电池或反馈控制器，以产生栅极信号发生器和谐振储能电路充电器所采用的稳压后的电压。
6、如权利要求4所述的电源，其特征在于，所述谐振储能电路充电器包括：
1）一个降压电路，用于将来自至少一个稳压电路的稳压后的电压转换成小于该稳压后的电压的一个电压;和
2）一个升压电路，响应降压电路的输出，产生一个大于该稳压后的电压的谐振储能电路驱动电压，
其中，第1谐振储能电路和第2谐振储能电路响应该谐振储能电路驱动电压而动作。
7、如权利要求2所述的电源，其特征在于，栅极信号发生器包括：
一个用于产生多个次时段信号的电路，在一个时候仅有一个次时段信号有效，有效的那个次时段信号在多个次时段信号中依次连续重复地进行扫描，该扫描在大致等于两个主时段的时间内完成。
8、如权利要求7所述的电源，其特征在于，用于产生多个次时段信号的电路包括：
具有第1、第2、第3和第4次时段输出的多路输出选择器，其中：
1）第1和第2输出依次分别在第1主时段的第1和第2次时段中有效;和
2）第3和第4输出依次分别在第2主时段的第3和第4次时段中有效。
9、如权利要求2所述的电源，其特征在于，栅极信号发生器包括：
一个用于产生第1和第2主时段信号的电路，其中：
1）第1主时段信号在第1主时段中有效而在第2主时段中无效;和
2）第2主时段信号在第2主时段中有效而在第1主时段中无效。
10、如权利要求1所述的电源，其特征在于，它还包括一个用于交流负载的定时电路，该定时电路包括：
用于产生一个具有第1振幅的第1正弦波信号的正弦波发生器;
用于将第1正弦波信号转变成两个反相的正弦半波的第1电路;
用于将第1正弦波信号转变成两个反相的方法的第2电路;和
一个转换电路，响应第1和第2电路，在方波的控制下，将两个正弦半波合并成具有第2振幅的完整的正弦波，该完整正弦波加到交流负载上。
11、如权利要求1所述的电源，其特征在于，其中：
第1谐振储能电路和第2谐振储能电路分别包括：
1）一个第1节点和一个第2节点;
2）第1和第2节点之间的一条第1支路，包括一个串联电感器，一个第1中间节点和第1开关;
3）第1节点和第2节点之间的一条第2支路，包括一个电容器;和
4）第3支路，连在第1支路的第1中间节点与第2节点之间，第3支路包括一个第2开关;
其中，第1和第2开关控制流过第1和第2谐振储能电路的电流。
12、如权利要求11所述的电源，其特征在于，
第1和第2谐振储能电路中每一电路还有下列各项与其相连：
5）通过一第3开关将第1中间节点与负载的第1端相连的第4支路;和
6）通过一第4开关将第1节点连到负载的第1端的第5支路。
13、如权利要求11所述的电源，其特征在于，
第1和第2谐振储能电路中每一电路还有下列各项与其相连：
7）连在负载的第2端和第1节点之间的恒流控制器。
14、如权利要求13所述的电源，其特征在于，恒流控制器包括：
两个在线性区域中工作从而控制进入第1节点的电流的MOS-FET。
15、一种用于向负载供电的电源，其特征在于，它包括：
a）一个具有一谐振频率的第1谐振储能电路，包括一个第1电容器和第1电感器，它们基本决定了第1谐振储能电路的谐振频率;
b）具有与第1谐振储能电路的谐振频率基本相等的谐振频率的第2谐振储能电路，包括基本决定第2谐振储能电路的谐振频率的第2电容器和第二电感器;
c）用于将谐振储能电路连到负载的多个恒流控制器;和
d）用于有选择地互连谐振储能电路、恒流控制器和负载的一组开关，其中，谐振储能电路、恒流控制器和开关构造和配置成在第1和第2主时段中工作，第1和第2主时段中每一个都包括第1和第2次时段，其中：
1）第1主时段的第1次时段形成了第2电容器对负载供电并对第1谐振储能电路充电的时间段;
2）第1主时段的第2次时段形成了第2电感器对第1谐振储能电路充电并向负载供电的时间段;
3）第2主时段的第1次时段形成了第1电容器对第2谐振储能电路充电并向负载供电的时间段;和
4）第2主时段的第2次时段形成了第1电感器对第2谐振储能电路充电并向负载供电的时间段;
其中，所述开关控制次时段和主时段的定时。
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