CN106972646A - 脉冲能量注入型无线电能传输装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种脉冲能量注入型无线电能传输装置。装置包括主电路和控制电路两部分，其中主电路包括脉冲储能单元、脉冲能量转移控制单元、高频谐振发射单元、接收端谐振单元，而控制电路包括谐振电压过零检测单元，光耦隔离单元和主控单元。装置完全实现装置的离散脉冲式能量注入功能；降低了开关损耗，提高远距离能量传输效率；装置的发射谐振网络仅包括谐振电感和谐振电容，谐振品质因数高，谐振回路损耗小；根据设计的发射端逆变器拓扑结构，当接收端负载或耦合系数变化时，只需改变每个开关周期内低频脉冲能量储存单元的储能时间与放电时间之比；谐振网络的能量注入实现了离散化，输出功率和效率可随着耦合系数的增加而同步增长。

Description

脉冲能量注入型无线电能传输装置

技术领域

本发明涉及一种脉冲能量注入型无线电能传输装置，属于无线电能传输技术领域。

背景技术

感应耦合式无线电能传输技术采用电磁感应原理实现电能的非接触式传输，具有方便、安全等诸多优点。在电动汽车、植入医疗设备、消费电子等领域具有广阔应用前进。现有研究结果表明，提高系统的工作频率及发射线圈的品质因数都有助于提高无线电能传输效率。在感应耦合式无线电能传输系统中，发射谐振网络中的高频交流电由发射端逆变器产生,现有的发射端逆变器主要是谐振变换器和E类放大器，但谐振变换器中，开关管频率与谐振频率一致，提高谐振频率意味着提高开关频率，而高频开关管的功率等级较低，这使使得高频谐振变换器只适用于小功率场合；基于E类变换器的无线电能传输系统虽可工作在数兆赫兹频率，但由于其最优工作条件与负载状况有关，在负载变换大的场合运用受限。

专利1：一种用于无线电能传输的高倍频逆变电路，申请号201510315212.3，该发明提供一种用于无线电能传输的高倍频逆变电路，通过多桥臂移相的方式，生成具有一定相位差的方波功率信号并进行叠加输出，基于傅里叶级数分析，实现逆变输出频率为开关频率的n倍的效果。

专利2：脉冲注入型感应耦合式无线能量传输装置，申请号201620095261.0，该发明提供一种用于无线电能传输的离散脉冲注入式逆变电路拓扑，采用发射谐振网络的自由谐振产生高频谐振电流，并利用前级变换器对发射谐振网络注入能量，实现了以较低开关频率产生高频电流。

上述专利虽然一定程度上减少了开关损耗或实现了能量的恒定输入，但专利1的实现电路成本较高且过于复杂，专利2虽然电路结构简单，但在能量注入过程中开关管承受高电压，因而传输功率等级较低，此外专利2的谐振回路包括了一个开关管，由于开关管的通态电阻远大于谐振电容和谐振电感的寄生电阻，这降低了谐振品质因数，增加了线圈损耗。

发明内容

本发明针对现有技术所存在的问题，提出了一种新型的脉冲能量注入型无线电能传输装置。该装置采用发射谐振网络的自由谐振产生高频电流，并利用低频开关控制网络对谐振回路注入能量，有助于降低开关损耗，而且发射谐振回路仅包含谐振电感和谐振电容，提高了谐振电路的品质因数，降低了谐振回路的损耗；此外在能量注入过程中，开关管承受的电压较低，可实现较高功率的能量传输。

本发明的目的是这样实现的：

一种脉冲能量注入型无线电能传输装置，包括主电路和控制电路两大部分，其特征在于，其中主电路包括脉冲储能单元、脉冲能量转移控制单元、高频谐振发射单元、接收端谐振单元、直流电源；直流电源与脉冲储能单元的输入端相连接，脉冲储能单元的输出端连接到脉冲能量转移控制单元的输入端，脉冲能量转移控制单元的输出端连接高频谐振发射单元，高频谐振发射单元与接收端谐振单元通过电磁场进行耦合传递能量；高频谐振发射单元包括发射线圈L_T，接收端谐振单元包括接收线圈L_r和负载电阻R_r，控制电路包括谐振电压过零检测单元，光耦隔离单元，主控单元；直流电源向脉冲储能单元提供注入能量，脉冲储能单元和脉冲能量转移控制单元相连接并周期性向其注入脉冲能量，再与高频谐振发射单元相连，高频谐振发射单元通过发射线圈L_T与接收线圈L_r的耦合谐振向接收端谐振单元传输能量，接收端谐振单元接收能量并向负载电阻R_r供电。

所述脉冲储能单元包括开关管S₁、主电感L₁，开关管S₁连接在直流电源和主电感L₁之间；开关管S₁的漏极接直流电源的正极，开关管S₁的源极接主电感L₁和二极管D₁的阴极。

所述的脉冲能量转移控制单元包括主电感L₁，二极管D₁和开关管S₂，二极管D₁的阴极和主电感L₁相连，二极管D₁的阳极和开关管S₂的源极相连，开关管S₂的漏极和主电感L₁的另外一端与高频谐振发射单元相连。

所述脉冲储能单元与脉冲能量转移控制单元的工作频率相同，该工作频率远低于高频谐振发射单元的谐振频率倍以上。

所述高频谐振发射单元包括发射线圈电阻R_T、发射补偿电容C_T、发射线圈L_T；发射线圈电阻R_T、发射补偿电容C_T、发射线圈L_T组成发射谐振网络，发射补偿电容C_T并联在脉冲能量转移控制单元的输出端，发射线圈L_T与接收端谐振单元的接收线圈L_r相距一定距离并通过电磁场进行耦合。

所述接收端谐振单元还包括接收线圈L_r、接收补偿电容C_r；负载电阻R_r、接收线圈L_r、接收补偿电容C_r组成串联谐振网络，发射线圈L_T与接收线圈L_r的耦合系数为K。

根据装置中开关状态的不同，电路工作过程具体包括四个模态：

模态1：

开关管S₁导通，由于S₂关断，电路被分成两个独立的部分，主电感L₁开始储能，电流线性增加；发射线圈L_T、发射补偿电容C_T组成的谐振网络自由震荡，由于能量向接收端的转移以及谐振回路自身的损耗，发射补偿电容C_T的电压幅值逐渐降低，此为模态1。

模态2：

当开关管S₂的导通时间到达预定值以后，在下一次发射补偿电容C_T电压正向过零点时(t₁时刻)，关断S₁同时导通S₂，该模态下，主电感L₁的能量向高频谐振发射单元转移，电感电流下降，发射补偿电容C_T电压上升，此为模态2。

模态3：

t₂时刻，主电感L₁电流降为零，二极管D₁阻止主电感L₁的电流反向，开关管S₂仍维持导通状态，但S₂中没有电流，直到发射补偿电容C_T电压将为零，此为模态3。

模态4：

t₃时刻发射补偿电容C_T电压降为零，开关管S₂零电流关断，此后发射线圈L_T、发射补偿电容C_T组成的谐振网络开始自由谐振，将能量传输到接收端单元，此为模态4。

一种脉冲能量注入型无线电能传输装置控制策略分为3个部分，实现步骤如下：

步骤A：T₀时刻Count＝0,电路进入工作模态1，PWM信号输出有效高电平，经过开通延迟时间t_on以后，到T₁时刻，开关管S₁完全导通；

步骤B：在T₂时刻谐振电压第一次负向过零，根据当前PWM计数器的值Count(T₂)及谐振周期T_r可预测下一次谐振电压正向过零点T₃时刻PWM计数器值Count(T₃)，由于Count(T₃)<Duty-△C，不满足PWM输出无效的条件，因而开始下一周期的预测；

步骤C：到T₄时刻，谐振电压负向过零时，而且对T₅时刻的PWM计数器的预测值满足Duty-Count(T₅)<△C，于是在T₄-T₅区间，分别给S₂和S₁发出开通和关断信号，分别经过开通延迟时间t_on和关断延迟时间t_off以后，到T₅时刻，开关管S₂完全导通，开关管S₁完全关断，而此时谐振电压刚好正向过零，此后主电感的能量注入高频谐振发射单元，主电感L₁的电流逐渐衰减为零，T₆时刻给开关管S₂发出关断信号，经过关断延迟时间t_off,T₇时刻开关管S₂完全关断，随后发射补偿电容C_T电压负向过零；至此完成一次能量注入。

所述控制电路的谐振电压过零检测单元利用分压电电阻R₁()和R₂()对发射补偿电容C_T的两端电压进行分压，然后送入高速比较器U₁进行电压过零比较，高速比较器U₁的同相端(“+”端)接电容C_T的正极，反相端(“-”端)接在二分压电电阻R₁和R₂之间；光耦隔离单元利用高速光耦U₂实现主电路与控制电路的电气隔离，高速比较器U₁的输出信号经过限流电阻R₃后进入到高速光耦U₂的“In-”端，高速光耦的“In+”端接+5V电源；高速光耦U₂的输出端(out端)信号经分别经过电阻R₄和R₅与另一路5V电源(+5VA)以及主控单元相连；主控单元以FPGA控制器U₃为主控制器，产生的驱动信号经过隔离驱动U₄来驱动两个开关管S₁和S₂；此外FPGA控制器U₃还通过AD转换器U₅和电流霍尔U₆进行实时电流采样。

由于上述技术方案运用，本发明与现有技术相比具有下列优点和效果：

本发明的一个效果在于，利用谐振网络的自由谐振产生高频电流，降低了开关损耗，提高远距离能量传输效率。

本发明的一个效果在于，装置的发射谐振网络仅包括谐振电感和谐振电容，谐振品质因数高，谐振回路损耗小。

本发明的一个效果在于，根据设计的发射端逆变器拓扑结构，当接收端负载或耦合系数变化时，只需改变每个开关周期内低频脉冲能量储存单元的储能时间与放电时间之比，即开关管S₁的占空比即可调节输出电压。

本发明的一个效果在于，谐振网络的能量注入实现了离散化，输出功率和效率可随着耦合系数的增加而同步增长。

附图说明

图1是本发明中脉冲能量注入型无线电能传输装置结构框图；

图2是本发明中脉冲能量注入型无线电能传输装置主电路拓扑图；

图3是本发明中脉冲能量注入型无线电能传输装置主电路的四个工作模态的理想电压电流波形和等效电路示意图，(a)表示理想电压电流波形图，(b)表示模态1的等效电路图，(c)表示模态2的等效电路图，(d)表示模态3的等效电路图，(e)表示模态4的等效电路图；

图4是本发明中脉宽调制策略的三个步骤对应的示意图。

附图中，各标号所代表的部件：1、脉冲储能单元 2、脉冲能量转移控制单元 3、高频谐振发射单元 4、接收端谐振单元 5、直流电源6、开关管S₁ 7、主电感L₁ 8、二极管D₁ 9、开关管S₂ 10、发射线圈电阻R_T 11、发射补偿电容C_T 12、发射线圈L_T 13、负载电阻R_r 14、接收线圈L_r 15、接收补偿电容C_r16、谐振电压过零检测单元 17、光耦隔离单元 18、主控单元19、分压电阻R₁20、分压电阻R₂ 21、高速比较器U₁ 22、限流电阻R₃ 23、高速光耦U₂ 24、电阻R₄ 25、电阻R₅ 26、FPGA控制器U₃ 27、隔离驱动U₄ 28、AD转换器U₅ 29、电流霍尔U₆

具体实施方式

实施例：

本发明的基本结构框图如图1所示，它包含主电路和控制电路两部分，其中主电路包含脉冲储能单元1、脉冲能量转移控制单元2、高频谐振发射单元3、接收端谐振单元4、直流电源5五个子单元，控制电路包含谐振电压过零检测单元16、光耦隔离单元17、主控单元18三个子单元。

脉冲储能单元1包括开关管S₁6、主电感L₁7，开关管S₁6连接在直流电源5和主电感L₁7之间；开关管S₁6的漏极接直流电源5的正极，开关管S₁6的源极接主电感L₁7和二极管D₁8的阴极。

脉冲能量转移控制单元2包括主电感L₁7，二极管D₁8和开关管S₂9，二极管D₁8的阴极和主电感L₁7相连，二极管D₁8的阳极和开关管S₂9的源极相连，开关管S₂9的漏极和主电感L₁7的另外一端与高频谐振发射单元3相连。

高频谐振发射单元3包括发射线圈电阻R_T10、发射补偿电容C_T11、发射线圈L_T12；发射线圈电阻R_T10、发射补偿电容C_T11、发射线圈L_T12组成发射谐振网络，发射补偿电容C_T11并联在脉冲能量转移控制单元2的输出端，发射线圈L_T12与接收端谐振单元4的接收线圈L_r14相距一定距离并通过电磁场进行耦合。

接收端谐振单元4还包括、接收线圈L_r14、接收补偿电容C_r15；负载电阻R_r13、接收线圈L_r14、接收补偿电容C_r15组成串联谐振网络，发射线圈L_T14与接收线圈L_r12的耦合系数为K。

谐振电压过零检测单元16利用二分压电电阻R₁19和R₂20对发射补偿电容C_T11的两端电压进行分压，然后送入高速比较器U₁21进行电压过零比较，高速比较器U₁21的同相端(“+”端)接电容C_T11的正极，反相端(“-”端)接在二分压电电阻R₁19和R₂20之间；光耦隔离单元17利用高速光耦U₂23实现主电路与控制电路的电气隔离，高速比较器U₁21的输出信号经过限流电阻R₃22后进入到高速光耦U₂23的“In-”端，高速光耦的“In+”端接+5V电源；高速光耦U₂23的输出端(out端)信号经分别经过电阻R₄24和R₅25与另一路5V电源(+5VA)以及主控单元相连；主控单元18以FPGA26为主控制器，产生的驱动信号经过隔离驱动U₄27来驱动两个开关管S₁6和S₂9。此外FPGA26还通过AD转换器U₅28和电流霍尔U₆29进行实时电流采样。

主电路的详细拓扑结构如图2所示，它包含四个基本工作模态，如图3所示，图4是各个工作模态对应的电压电流波形；图3和图4中G_S1和G_S2表示两个开关管S₁6和S₂9的驱动信号，和分别表示L₁、发射补偿电容C_T11及发射线圈L_T12的电流，是发射补偿电容C_T11电压。

1)模态1(图3(a)中t₀-t₁):

如图3(b)所示，t₀时刻，开关管S₁6导通，电路进入工作模态1，由于S₂9关断，电路被分成两个独立的部分，主电感L₁7开始储能，电流线性增加；发射线圈L_T12、发射补偿电容C_T11组成的谐振网络自由震荡，由于能量向接收端的转移以及谐振回路自身的损耗，发射补偿电容C_T11的电压幅值逐渐降低。

2)模态2(图3(a)中t₁-t₂):

当开关管S₂9的导通时间到达预定值以后，在下一次发射补偿电容C_T电压正向过零点时(t₁时刻)，关断S₁6同时导通S₂9，电路进入工作模态2，如图3(c)所示，该模态下，主电感L₁7的能量向高频谐振发射单元3转移，电感电流iL1下降，发射补偿电容C_T11电压上升。

3)模态3(图3(a)中t₂-t₃):

t₂时刻，主电感L₁7电流iL1降为零，电路进入工作模态3，二极管D₁8阻止主电感L₁7的电流反向，开关管S₂9仍维持导通状态，但S₂9中没有电流，直到发射补偿电容C_T11电压将为零。

4)模态4(图3(a)中t₃-t₄)

t₃时刻发射补偿电容C_T11电压降为零，开关管S₂9零电流关断，电路进入工作模态4，此后发射线圈L_T12、发射补偿电容C_T11组成的谐振网络开始自由谐振，将能量传输到接收端单元4。

本周期结束之后，开关管S₁6导通，主电感L₁7开始储能，电路再次进入模态1。

由3(a)可知调节开关管S₁6的导通时间可控制主电感L₁7的电流幅值，进而控制注入高频谐振发射单元3的能量，但是由于能量注入高频谐振发射单元3的时机由发射补偿电容C_T电压过零点决定，直接采用PWM控制方案不能保证PWM信号无效时刻与发射补偿电容C_T电压过零时刻重合，而且开关管的导通和关断存在延迟，因而需要对PWM控制策略进行改进，如图4所示。

图4采用基于上升沿计时比较方式产生PWM信号，其中Count表示PWM计数器值，Period代表PWM周期寄存器值，Duty表示占空比寄存器值，当Count<Duty时，PWM输出有效电平，否则输出无效电平。△C是为了减小控制误差而引入偏移量。具体控制过程为：

1)T₀时刻Count＝0,电路进入工作模态1，PWM信号输出有效高电平，经过开通延迟时间t_on以后，到T₁时刻，开关管S₁6完全导通；

2)在T₂时刻谐振电压第一次负向过零，根据当前PWM计数器的值Count(T₂)及谐振周期T_r可预测下一次谐振电压正向过零点T₃时刻PWM计数器值Count(T₃)，由于Count(T₃)<Duty-△C，不满足PWM输出无效的条件，因而开始下一周期的预测；

3)到T₄时刻，谐振电压负向过零时，而且对T₅时刻的PWM计数器的预测值满足Duty-Count(T₅)<△C，于是在T₄-T₅区间，分别给S₂9和S₁6发出开通和关断信号，分别经过开通延迟时间t_on和关断延迟时间t_off以后，到T₅时刻，开关管S₂9完全导通，开关管S₁6完全关断，而此时谐振电压刚好正向过零，此后主电感的能量注入高频谐振发射单元3，主电感L₁7的电流逐渐衰减为零，T₆时刻给开关管S₂9发出关断信号，经过关断延迟时间t_off,T₇时刻开关管S₂9完全关断，随后发射补偿电容C_T11电压负向过零。至此完成一次能量注入。

本发明的控制电路见图2，其中主控制单元18主要包括FPGA控制器U₃26，利用高速比较器U₁21检测发射补偿电容C_T11的电压过零点，利用高速光耦U₂23实现电气隔离，利用电流霍尔U₆29和AD转换器U₅28检测主电感L₁7的电流，通过隔离驱动U₄27来产生开关管S₁6和开关管S₂9的驱动信号。控制电路的工作原理是：

1)利用分压电阻R₁19和分压电阻R₂20对发射补偿电容C_T 11的两端电压进行分压，然后送入高速比较器U₁21进行过零点比较，高速比较器U₁21的同相端(“+”端)接发射补偿电容C_T11的正极，反相端(“+”端)接在分压电阻R₁19和分压电阻R₂20之间；

2)高速比较器U₁21的输出信号经过限流电阻R₃22后进入到高速光耦U₂23的“In-”端，高速光耦U₂23的“In+”端接+5V电源(+5V)；这样发射补偿电容C_T11的电压为正时高速光耦U₂23输出为正，反之为负；

3)高速光耦U₂23的输出端(out)信号经分别经过电阻R₄24和电阻R₅25与另一路5V电源(+5VA)以及FPGA控制器U₃26相连，

4)FPGA控制器U₃26产生驱动信号，经过隔离驱动U₄27来驱动开关管S₁6和开关管S₂9。此外FPGA控制器U₃26还通过AD转换器U₅28和电流霍尔U₆29进行实时电流采样。

本发明的上述实施例可以看出利用脉冲能量注入型无线电能传输装置发射端逆变器拓扑的设计和控制，实现了装置脉冲式能量注入，避免了开关管高频率工作产生的开关损耗。此外由于本装置的发射谐振网络仅包括发射线圈L_T 12、发射补偿电容C_T11和线圈电阻R_T，有助于提高谐振品质因数，改善远距离能量传输效率，由于装置采用离散能量注入，其传输功率和效率可随着耦合系数的增加而同步增长。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围内。

Claims (9)

1.一种脉冲能量注入型无线电能传输装置，包括主电路和控制电路两大部分，其特征在于，其中主电路包括脉冲储能单元(1)、脉冲能量转移控制单元(2)、高频谐振发射单元(3)、接收端谐振单元(4)、直流电源(5)；直流电源(5)与脉冲储能单元(1)的输入端相连接，脉冲储能单元(1)的输出端连接到脉冲能量转移控制单元(2)的输入端，脉冲能量转移控制单元(2)的输出端连接高频谐振发射单元(3)，高频谐振发射单元(3)与接收端谐振单元(4)通过电磁场进行耦合传递能量；高频谐振发射单元(3)包括发射线圈L_T(12)，接收端谐振单元(4)包括接收线圈L_r(14)和负载电阻R_r(13)，控制电路包括谐振电压过零检测单元(16)，光耦隔离单元(17)，主控单元(18)；

直流电源(5)向脉冲储能单元(1)提供注入能量，脉冲储能单元(1)和脉冲能量转移控制单元(2)相连接并周期性向其注入脉冲能量，再与高频谐振发射单元(3)相连，高频谐振发射单元(3)通过发射线圈L_T(12)与接收线圈L_r(14)的耦合谐振向接收端谐振单元(4)传输能量，接收端谐振单元(4)接收能量并向负载电阻R_r(13)供电。

2.如权利要求1所述的一种脉冲能量注入型无线电能传输装置，其特征在于，所述脉冲储能单元(1)包括开关管S₁(6)、主电感L₁(7)，开关管S₁(6)连接在直流电源(5)和主电感L₁(7)之间；开关管S₁(6)的漏极接直流电源(5)的正极，开关管S₁(6)的源极接主电感L₁(7)和二极管D₁(8)的阴极。

3.如权利要求1所述的一种脉冲能量注入型无线电能传输装置，其特征在于，所述的脉冲能量转移控制单元(2)包括主电感L₁(7)，二极管D₁(8)和开关管S₂(9)，二极管D₁(8)的阴极和主电感L₁(7)相连，二极管D₁(8)的阳极和开关管S₂(9)的源极相连，开关管S₂(9)的漏极和主电感L₁(7)的另外一端与高频谐振发射单元(3)相连。

4.如权利要求1所述的脉冲能量注入型无线电能传输装置，其特征在于，所述脉冲储能单元(1)与脉冲能量转移控制单元(2)的工作频率相同，该工作频率远低于高频谐振发射单元(3)的谐振频率10倍以上。

5.如权利要求1所述的一种脉冲能量注入型无线电能传输装置，其特征在于，所述高频谐振发射单元(3)包括发射线圈电阻R_T(10)、发射补偿电容C_T(11)、发射线圈L_T(12)；发射线圈电阻R_T(10)、发射补偿电容C_T(11)、发射线圈L_T(12)组成发射谐振网络，发射补偿电容C_T(11)并联在脉冲能量转移控制单元(2)的输出端，发射线圈L_T(12)与接收端谐振单元(4)的接收线圈L_r(14)相距一定距离并通过电磁场进行耦合。

6.如权利要求1所述的一种脉冲能量注入型无线电能传输装置，其特征在于，所述接收端谐振单元(4)还包括接收线圈L_r(14)、接收补偿电容C_r(15)；负载电阻R_r(13)、接收线圈L_r(14)、接收补偿电容C_r(15)组成串联谐振网络，发射线圈L_T(14)与接收线圈L_r(12)的耦合系数为K。

7.如权利要求1所述的脉冲能量注入型无线电能传输装置，其特征在于，根据装置中开关状态的不同，电路工作过程具体包括四个模态：

模态1：

开关管S₁(6)导通，由于S₂(9)关断，电路被分成两个独立的部分，主电感L₁(7)开始储能，电流线性增加；发射线圈L_T(12)、发射补偿电容C_T(11)组成的谐振网络自由震荡，由于能量向接收端的转移以及谐振回路自身的损耗，发射补偿电容C_T(11)的电压幅值逐渐降低，此为模态1；

模态2：

当开关管S₂(9)的导通时间到达预定值以后，在下一次发射补偿电容C_T(11)电压U_CT正向过零点时(t₁时刻)，关断S₁(6)同时导通S₂(9)，该模态下，主电感L₁(7)的能量向高频谐振发射单元(3)转移，电感电流i_L1下降，发射补偿电容C_T(11)电压U_CT上升，此为模态2；

模态3：

t₂时刻，主电感L₁(7)电流i_L1降为零，二极管D₁(8)阻止主电感L₁(7)的电流反向，开关管S₂(9)仍维持导通状态，但S₂(9)中没有电流，直到发射补偿电容C_T(11)电压U_CT将为零，此为模态3；

模态4：

t₃时刻发射补偿电容C_T(11)电压降为零，开关管S₂(9)零电流关断，此后发射线圈L_T(12)、发射补偿电容C_T(11)组成的谐振网络开始自由谐振，将能量传输到接收端单元(4)，此为模态4。

8.如权利要求1所述的一种脉冲能量注入型无线电能传输装置，其特征在于,所述控制电路的谐振电压过零检测单元(16)利用分压电电阻R₁(19)和R₂(20)对发射补偿电容C_T(11)的两端电压进行分压，然后送入高速比较器U₁(21)进行电压过零比较，高速比较器U₁(21)的同相端(“+”端)接电容C_T(11)的正极，反相端(“-”端)接在二分压电电阻R₁(19)和R₂(20)之间；光耦隔离单元(17)利用高速光耦U₂(23)实现主电路与控制电路的电气隔离，高速比较器U₁(21)的输出信号经过限流电阻R₃(22)后进入到高速光耦U₂(23)的“In-”端，高速光耦的“In+”端接+5V电源；高速光耦U₂(23)的输出端(out端)信号经分别经过电阻R₄(24)和R₅(25)与另一路5V电源(+5VA)以及主控单元相连；主控单元(18)以FPGA控制器U₃(26)为主控制器，产生的驱动信号经过隔离驱动U₄(27)来驱动两个开关管S₁(6)和S₂(9)；此外FPGA控制器U₃(26)还通过AD转换器(28)U₅和电流霍尔U₆(29)进行实时电流采样。

9.一种脉冲能量注入型无线电能传输装置控制策略，其特征在于，脉宽调制策略分为3个部分，实现步骤如下：

步骤A：T₀时刻Count＝0,电路进入工作模态1，PWM信号输出有效高电平，经过开通延迟时间t_on以后，到T₁时刻，开关管S₁(6)完全导通；

步骤B：在T₂时刻谐振电压第一次负向过零，根据当前PWM计数器的值Count(T₂)及谐振周期T_r可预测下一次谐振电压正向过零点T₃时刻PWM计数器值Count(T₃)，由于Count(T₃)<Duty-△C，不满足PWM输出无效的条件，因而开始下一周期的预测；

步骤C：到T₄时刻，谐振电压负向过零时，而且对T₅时刻的PWM计数器的预测值满足Duty-Count(T₅)<△C，于是在T₄-T₅区间，分别给S₂(9)和S₁(6)发出开通和关断信号，分别经过开通延迟时间t_on和关断延迟时间t_off以后，到T₅时刻，开关管S₂(9)完全导通，开关管S₁(6)完全关断，而此时谐振电压刚好正向过零，此后主电感的能量注入高频谐振发射单元(3)，主电感L₁(7)的电流逐渐衰减为零，T₆时刻给开关管S₂(9)发出关断信号，经过关断延迟时间t_off,T₇时刻开关管S₂(9)完全关断，随后发射补偿电容C_T(11)电压负向过零；至此完成一次能量注入。