CN108656994A - 一种可变电容的电动汽车ipt系统 - Google Patents

Abstract

一种可变电容的电动汽车IPT系统，包括发射端和汽车端，发射端通过发射端耦合谐振线圈为汽车端提供能源，其中发射端的具体结构包括：AC/DC整流电路、全桥逆变电路、MOSFET驱动电路、LCC串并联谐振电路、信号调理电路、DSP控制器、可变电容器组、发射端耦合谐振线圈。本发明能使IPT系统不受汽车端反射阻抗变化的影响，使LCC谐振电路的谐振频率接近于主开关频率并使谐振电路维持弱感性。

Description

一种可变电容的电动汽车IPT系统

技术领域

本发明涉及电动汽车充电领域，尤其涉及电动汽车无线充电的LCC谐振电路的谐振偏离调节领域。

背景技术

IPT系统(感应耦合电能无线传输系统)能够实现电能的无线传输，并且具有高效率、大功率、控制简单、形式多样等优点，已经广泛应用于家用电器、消费电子产品、水下设备等用电设备的无线供电，随着电动汽车快速发展，IPT开始应用于电动汽车的无线充电。LC串联谐振抗负载短路能力强，但不适合负载开路。LC并联谐振有较好的开路特性，但不适合短路。LCC串并联谐振兼有两者的优点，能够适应较宽的负载变化范围。目前LCC谐振变换器的研究主要集中在谐振网络的参数设计，使网络的谐振频率与设定主开关频率一致。基波分析法忽略了谐振网络中的高次谐波以便于在频域内进行分析和推导。由于在频域分析时没有考虑死区时间、变压器的耦合系数、电动汽车允载的多样性等实际情况，因此必然导致分析结果会与实际情况存在偏差。当IPT系统的能量接受端负载发生变化时，将会引起谐振频率发生变化。如果不能及时调整谐振频率，引起充电效率下降，也可能导致开关管失去ZVS软开关，引起谐振变换器的开关损耗大、系统效率低、损坏设备等问题。对于MOSFET开关管而言，其结电容相对较大，硬开通时会引起很高的损耗，因此MOSFET开关管适合于ZVS形式的软开关。而IGBT在关断时候有电流拖尾现象，二极管在关断时有反向恢复的过程，IGBT器件更适合于ZCS形式的软开关。LCC谐振变换器的控制方法多采用变频控制，但变频控制LCC谐振变换器存在噪声频谱宽，磁性元件难设计等缺点。

论文《高压大功率场合LCC谐振变换器的分析与设计》(电工技术学报，Vol24(5))；论文《高功率因数LCC谐振电路的多目标优化》(华南理工大学学报(自然科学版)，Vol40(11))；论文《基于LCC的磁谐振无线电能传输发射端补偿技术》(电工技术学报，Vol(增刊1))能够精确的确定LCC谐振电路各元件的参数；专利《谐振补偿拓扑可变的磁耦合谐振无线电能传输装置及方法》，申请公布号：CN 106849299 A，申请公布日：2017.06.13，把充电过程分为恒压阶段与恒流阶段，其中恒流阶段采用的电路拓扑结构是LCC谐振电路。但是LCC谐振电路的谐振频率会受到反射阻抗的影响，很可能失去ZVS软开关功能，不能实现自适应控制。

论文《一种宽范围ZVS定频LCC谐振变换器设计》(中国电机工程学报，(Vol29(00)))；论文《辅助谐振换流极移相控制LCC谐振变换器》(电力电子技术，Vol51(10))，在原LCC谐振变换器电路基础上增加辅助网络，是通过减小负载反射阻抗的影响，实现在较宽的负载变化范围开关管的ZVS，不能实现自适应控制，与本发明方法有本质区别。

论文《LCC谐振电路的优化移相控制》(电力电子技术，Vol44(11))，通过相位检测电路采集得到LCC谐振电路中电压信号与电流信号间相位差，在DSP内部进行逻辑运算，并调整PWM的脉冲频率控制开关管；论文《高频LCC谐振变换器的分析与轨迹控制》(中国电机工程学报，Vol31(27))，提出一种轨迹控制方法，并通过DSP调整PWM的脉冲频率控制开关管；专利《一种LCC串并联谐振电源及采用提高开关频率的方法》，申请公布号：CN104333231 A，申请公布日：2015.02.04，采用的控制方法是根据采集到的电压电流信号控制功率开关管。这些都属于变频控制，但变频控制为能覆盖宽范围的负载，工作频率范围较宽，导致了LCC谐振变换器存在噪声频谱宽，磁性元件难设计等缺点。另外如果采用变频控制，工作频率范围会比较宽，空载可能会出现电压失调的状态。与本专利采用的定频控制方法有本质区别。

论文《LCC谐振变换器非对称移相控制及效率优化方法》(电工技术学报，Vol32(8))，提出一种采用PWM移相混合调制，分别控制逆变器两个桥臂的占空比，能够实现较高的控制自由度，但是移相角度不易控制。虽然能够实现ZVS，但移相角偏大，不能保证谐振电路工作在弱感性，感性过强会引起谐振回路功率因数降低。

发明内容

为解决上述问题，本发明提供一种可变电容的电动汽车IPT系统。

本发明的技术方案具体为：

一种可变电容的电动汽车IPT系统调节方法，包括以下步骤：

第一步、初始化可变电容组；

第二步、测量电路检测电压信号U_ab与电流信号I_ab波形，经信号调理电路调理后，由DSP计算出电压信号U_ab与电流信号I_ab的相位差

第三步、DSP判断相位差是否大于5°，若满足则由DSP控制可变电容组增加1C，并返回第二步；若不满足则执行下一步；

第四步、DSP判断相位差是否小于0.5°，若满足则由DSP控制可变电容组减小1C，并返回第二步；否则直接返回第二步；

其中C为电容的单位。

进一步的：所述可变电容组电容调节范围为0C-15C。

进一步的：所述可变电容组由受DSP控制的开关进行控制。

一种可变电容的电动汽车IPT系统，包括发射端和汽车端，发射端通过发射端耦合谐振线圈为汽车端提供能源：发射端用于执行上述任意一项所述的可变电容的电动汽车IPT系统调节方法，其中发射端的具体结构包括：AC/DC整流电路、全桥逆变电路、MOSFET驱动电路、LCC串并联谐振电路、信号调理电路、DSP控制器、可变电容器组、发射端耦合谐振线圈；AC/DC整流电路对电网信号进行整流后接入全桥逆变电路，DSP控制器通过MOSFET驱动电路驱动全桥逆变电路中的MOSFET开关管，LCC串并联谐振电路接入全桥逆变电路，DSP控制器通过信号调理电路检测LCC串并联谐振电路的电流和电压相位，可变电容器组与LCC串并联谐振电路的并联谐振电容并联，DSP控制器控制可变电容器组驱动电路对可变电容器组进行驱动控制，发射端耦合谐振线圈接入LCC串并联谐振电路。

进一步的：所述汽车端具体包括电池组、整流桥/后级变换器、副边补偿网络、接受端耦合谐振线圈，接受端耦合谐振线圈接受发射端耦合谐振线圈发射的能源信号通过副边补偿网络接入整流桥/后级变换器对能源进行整流和后级变换，整流和后级变换后的能源对电池组进行充电。

进一步的：所述可变电容器组由多个受开关控制通断的电容并联组成。

进一步的：所述可变电容组由四个容值分别为：1C、2C、4C、8C的电容并联组成。

进一步的：所述LCC串并联谐振电路的并联阻抗电容和串联阻抗电容通过基波分析法确定。

进一步的：所述LCC串并联谐振电路的并联谐振电容C₁和串联谐振电容C₂具体确定过程如下：根据KVL、KCL对LCC串并联谐振电路分析可知：

Z_ref为汽车端的反射阻抗、L₂为耦合器自感、C₁为并联谐振电容、C₂为串联谐振电容、L₁为LCC补偿电感。

Z_ref＝R_ref+jX_ref

由(1)式可知，当满足时，可以实现和反射阻抗分开，令电路的谐振频率设定为ω₀，则有：

为实现输入电压与输入电流相位为零，需满足：

因此可以确定C₁的值，结合可以得出C₂的取值；

C₁最终取值应减去8C。

相对于现有技术，本发明的技术效果为，利用本发明的控制算法来控制并联电容组的接入大小，使电压信号U_ab与电流信号I_ab的相角维持在0.5°至5°之间，保持弱感性。本发明能使IPT系统不受汽车端反射阻抗变化的影响，使LCC谐振电路的谐振频率接近于主开关频率并使谐振电路维持弱感性。提高IPT系统充电效率，能够在较宽的负载变化范围内实现开关管的ZVS，减小了开关损耗和开关应力。自适应地改变系统谐振频率，使其与设定主开关频率一致并维持弱感性。

附图说明

图1是IPT系统框图；

图2是本发明的LCC谐振电路图；

图3是可变电容组控制逻辑表；

图4是LCC谐振变换器中的主要波形；

图5是控制流程图；

图6由基波分析法设定参数后的波形

图7反射阻抗突然减小，没有调节的电压电流波形

图8反射阻抗突然减小，经调节后的电压电流波形形

图9反射阻抗突然减小，没有调节过程的电压电流相位差变化

图10反射阻抗突然减小，有调节过程的电压电流相位差变化

具体实施方式

实施例的具体操作步骤为：

首先通过基波分析法进行主参数计算，确定并联谐振电容C₁、串联谐振电容C₂的取值。

根据KVL、KCL对LCC补偿电路分析可知：

Z_ref为汽车端的反射阻抗、L₂为耦合器自感、C₁为并联阻抗电容、C₂为串联阻抗电容。L₁为LCC补偿电感。

Z_ref＝R_ref+jX_ref

由(1)式可知，当满足时，可以实现和反射阻抗分开。令电路的谐振频率设定为ω₀，则有：

为实现输入电压与输入电流相位为零，需满足：

因此可以确定C₁的值。结合可以得出C₂的取值。

注：C₁最终取值应减去8C，其中C为电容的单位。

系统调节过程：

步骤1：初始化可变电容组控制开关K1、K2、k3、K4的开关逻辑为0001，1表示接通，0表示关断，此时可变电容组的大小为8C。

步骤2：测量电路检测电压信号U_ab与电流信号I_ab波形，经信号调理电路调理后，由DSP计算出电压信号U_ab与电流信号I_ab的相位差

步骤3：DSP判断相位差是否大于5°，若满足则由DSP控制可变电容组增加1C，并返回步骤2；若不满足则执行下一步；

步骤4：DSP判断相位差是否小于0.5°，若满足则由DSP控制可变电容组减小1C，并返回步骤2；否则直接返回步骤2。

利用该控制算法来控制并联电容组的接入大小，使电压信号U_ab与电流信号I_ab的相角维持在0.5°至5°之间，保持弱感性。

下面结合附图及应用实例对本发明进一步介绍。

如图1，IPT系统包括发射端和汽车端，发射端通过发射端耦合谐振线圈为汽车端提供能源，其中发射端的具体结构包括AC/DC整流电路、全桥逆变电路、MOSFET驱动电路、LCC串并联谐振电路、信号调理电路、DSP控制器、可变电容器组、发射端耦合谐振线圈；AC/DC整流电路对电网信号进行整流后接入全桥逆变电路，DSP控制器通过MOSFET驱动电路驱动全桥逆变电路中的MOSFET开关管，LCC串并联谐振电路接入全桥逆变电路，DSP控制器通过信号调理电路检测LCC串并联谐振电路的电流和电压相位，可变电容器组与LCC串并联谐振电路的并联谐振电容并联，DSP控制器可变电容器组驱动电路对可变电容器组进行驱动控制，发射端耦合谐振线圈接入LCC串并联谐振电路；汽车端包括电池组、整流桥/后级变换器、副边补偿网络、接受端耦合谐振线圈，接受端耦合谐振线圈接受发射端耦合谐振线圈发射的能源信号通过副边补偿网络接入整流桥/后级变换器对能源进行整流和后级变换，整流和后级变换后的能源对电池组进行充电。

图2中的LCC谐振电路由并联谐振电容C₁、第一电感L₁构成串联谐振，由串联谐振电容C₂、第一电感L₁构成并联谐振，第二电感L₂和高频变压器串联后与并联谐振电容C₁并联。可变电容组通过开关K1、K2、k3、K4与C₁并联，能够实现16个不同的电容值组合。其全桥逆变电路，由MOSFET开关管V1、V2、V3、V4，以及分别与V1、V2、V3、V4反并联续流二极管VD1、VD2、VD3、VD4组成。所述的MOSFET开关管均为高速开关器件。

图4中(a)为高频逆变电路中开关管V1、V4的控制信号，(b)为高频逆变器中开关管V2、V3的控制信号，(c)为高频逆变电路输出的矩形交流电U_ab，(d)为流过LCC谐振变换器的电流。

通过DSP控制与C₁并联的可变电容组的大小，可以调节该网络的谐振频率，使LCC谐振电路的谐振频率接近于设定主开关频率并使谐振电路维持弱感性。从而实现前方高频逆变电路中开关管的ZVS(零电压开关)，与开关管并联的二极管实现ZCS(零电流开关)。最终能够实现系统适应较宽的负载变化范围，减小了开关损耗和开关应力。在一个周期内的谐振模态分析如下：

t1—t2阶段，LCC谐振电路通过开关管V1、V4与直流电源相连。电源为LCC谐振电路注入能量。

t2—t3阶段，开关管V1、V2不能立即关断，开关管V3、V4不能立即开通，LCC谐振电路通过反并联二极管VD2、VD3与直流电源U_in组成回路，此时反并联二极管VD2、VD3减小了谐振电流对开关管的应力。

t3—t4阶段，开关管V2、V3导通。此时谐振电压U_ab＝-U_in，谐振电流I_ab＞0，谐振电流正方向过零，LCC谐振电路通过VD1、V2形成回路，也可以通过VD2、V3形成回路，这里只画出一种。开关管V2、V3能够实现零电压开通；

t4—t5阶段，LCC谐振电路通过开关管V2、V3与直流电源相连。电源为LCC谐振电路注入能量。

t5—t6阶段，开关管V3、V4不能立即关断，开关管V1、V2不能立即开通，LCC谐振电路通过反并联二极管VD1、VD4与直流电源U_in组成回路，此时反并联二极管VD1、VD4减小了谐振电流对开关管的应力。

t6—t7阶段，开关管V1、V4导通。此时谐振电压U_ab＝U_in，谐振电流I_ab＜0，谐振电流负方向过零，LCC谐振电路通过VD2、V1形成回路，也可以通过VD3、V4形成回路，这里只画出一种。开关管V1、V4能够实现零电压开通。

图6为反射阻抗为25Ω时，由基波分析法计算出各个元器件的参数，并通过MATLAB/simulink仿真后的波形图。

图7为反射阻抗由25Ω减小到20Ω时，没有经过本专利方法的调节的仿真图像。可以看出此时是电流超前电压，LCC谐振电路呈容性。由于谐振电路中有电感存在，在开通时刻器件上会有较高的电流，此时的开通属于硬开通，开通损耗较大，不能实现ZVS。

图8为反射阻抗由25Ω减小到20Ω时，经过本专利方法的调节后仿真图像。可以看出此时是电压超前电流，LCC谐振电路呈弱感性，能够实现ZVS。

图9为反射阻抗突然减小，没有调节过程的电压电流相位差变化。可以观察到在阻抗减小后，LCC谐振电路的相位角小于0，此时电路为容性，此时的开关管开通属于硬开通，开通损耗较大，不能实现ZVS。

图10为反射阻抗突然减小，有调节过程的电压电流相位差变化。能够发现当相位差减小到接近0°时，相位角减小的趋势变慢，并经过一定时间后能够回到0.5°～5°之间。证明了本控制方法能够完成对LCC谐振电路角度的控制操作。

以上所述的仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本领域的技术人员来说，在不脱离本发明整体构思前提下，还可以作出若干改变和改进，这些也应该视为本发明的保护范围。

Claims (9)

1.一种可变电容的电动汽车IPT系统调节方法，其特征在于：包括以下步骤：

第一步、初始化可变电容组；

第二步、测量电路检测电压信号U_ab与电流信号I_ab波形，经信号调理电路调理后，由DSP计算出电压信号U_ab与电流信号I_ab的相位差

第三步、DSP判断相位差是否大于5°，若满足则由DSP控制可变电容组增加1C，并返回第二步；若不满足则执行下一步；

第四步、DSP判断相位差是否小于0.5°，若满足则由DSP控制可变电容组减小1C，并返回第二步；否则直接返回第二步；

其中C为电容的单位。

2.如权利要求1所述的一种可变电容的电动汽车IPT系统调节方法，其特征在于：所述可变电容组电容调节范围为0C-15C。

3.如权利要求1所述的一种可变电容的电动汽车IPT系统调节方法，其特征在于：所述可变电容组由受DSP控制的开关进行控制。

4.一种可变电容的电动汽车IPT系统，包括发射端和汽车端，发射端通过发射端耦合谐振线圈为汽车端提供能源，其特征在于：发射端用于执行如权利要求1-3中的任意一项所述的可变电容的电动汽车IPT系统调节方法，其中发射端的具体结构包括：AC/DC整流电路、全桥逆变电路、MOSFET驱动电路、LCC串并联谐振电路、信号调理电路、DSP控制器、可变电容器组、发射端耦合谐振线圈；AC/DC整流电路对电网信号进行整流后接入全桥逆变电路，DSP控制器通过MOSFET驱动电路驱动全桥逆变电路中的MOSFET开关管，LCC串并联谐振电路接入全桥逆变电路，DSP控制器通过信号调理电路检测LCC串并联谐振电路的电流和电压相位，可变电容器组与LCC串并联谐振电路的并联谐振电容并联，DSP控制器控制可变电容器组驱动电路对可变电容器组进行驱动控制，发射端耦合谐振线圈接入LCC串并联谐振电路。

5.如权利要求4所述的一种可变电容的电动汽车IPT系统，其特征在于：所述汽车端具体包括电池组、整流桥/后级变换器、副边补偿网络、接受端耦合谐振线圈，接受端耦合谐振线圈接受发射端耦合谐振线圈发射的能源信号通过副边补偿网络接入整流桥/后级变换器对能源进行整流和后级变换，整流和后级变换后的能源对电池组进行充电。

6.如权利要求4所述的一种可变电容的电动汽车IPT系统，其特征在于：所述可变电容器组由多个受开关控制通断的电容并联组成。

7.如权利要求5所述的一种可变电容的电动汽车IPT系统，其特征在于：所述可变电容组由四个容值分别为：1C、2C、4C、8C的电容并联组成。

8.如权利要求4所述的一种可变电容的电动汽车IPT系统，其特征在于：所述LCC串并联谐振电路的并联阻抗电容和串联阻抗电容通过基波分析法确定。

9.如权利要求4所述的一种可变电容的电动汽车IPT系统，其特征在于：所述LCC串并联谐振电路的并联谐振电容C₁和串联谐振电容C₂具体确定过程如下：根据KVL、KCL对LCC串并联谐振电路分析可知：

Z_ref为电动汽车能量接受段的反射阻抗、L₂为耦合器自感、C₁为并联谐振电容、C₂为串联谐振电容、L₁为LCC补偿电感。

Z_ref＝R_ref+jX_ref

由(1)式可知，当满足时，可以实现和反射阻抗分开，令电路的谐振频率设定为ω₀，则有：

为实现输入电压与输入电流相位为零，需满足：

因此可以确定C₁的值，结合可以得出C₂的取值；

C₁最终取值应减去8C。