CN106911281A - 一种基于模糊控制和mras的永磁同步电机无速度传感器测速方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于模糊控制和MRAS的永磁同步电机无速度传感器测速方法，用于电机的位置和速度检测，在实际运行过程中，模型参考自适应控制即是将电机的实际运行情况作为参考模型，将含有待估算转速、电流等参数的电机模型作为可调模型，把不含未知参数的方程作为参考模型，并且这两个模型在物理意义上有相同的输出量，以参考模型的输出值作为理想的响应，本发明选两个模型均输出电流值，利用电机的实际测量电流和估算电流的差值来对可调模型进行调节，使估算值跟踪实际值，让两个模型的输出差值趋近为零，以达到控制对象的输出可以跟踪参考模型输出，从而实现电机稳定运行的目的。

Description

一种基于模糊控制和MRAS的永磁同步电机无速度传感器测速 方法

技术领域

本发明涉及无速度传感器测速技术领域，特别涉及一种基于模糊控制和MRAS的永磁同步电机无速度传感器测速方法。

背景技术

在电机速度检测过程中，机械传感器存在很多难以解决的缺点。如：在一些特殊的工作环境下(高温，高压)，其提供的信息精度不值得信赖；同时使用机械传感器使电机控制系统成本的增加、维护困难等。同时因为常规PI控制器一般都会存在一个问题——积分饱和。所谓积分饱和，是指系统存在一个方向的偏差时，PI控制器的积分环节不断累加，最终到达控制器的限幅值，即使继续积分作用，控制器输出不变，所以出现了积分饱和。一旦系统出现反向偏差，控制器反向积分，控制器输出逐渐从饱和区退出，退出的时间与之间积分饱和的深度有关。但是，在退饱和的时间内，控制器输出还是在限幅值，此时容易出现调节滞后，导致系统性能变差。

发明内容

为了克服现有技术中的不足，本发明提供一种基于模糊控制和MRAS(modelreference adaptive system，模型参考自适应系统)的永磁同步电机无速度传感器测速方法，无速度传感器装置用于矢量控制闭环系统中，避免在一些特殊的工作环境下机械传感器提供的信息不准确。通过模糊控制器调整PI调节器的比例积分系数，以使PI调节器能在电机很宽的速度范围内都具有良好的动稳态性能。

为了达到上述发明目的，解决其技术问题所采用的技术方案如下：

一种基于模糊控制和MRAS的永磁同步电机无速度传感器测速方法，包括以下步骤：

步骤1：选择d轴参考电流为0，交流永磁同步电机检测输出三相电流i_a、i_b和i_c；

步骤2：三相电流i_a、i_b和i_c经过Clark变换，输出两相静止直角坐标系α-β下的两相定子电流i_α和i_β；

步骤3：两相定子电流i_α和i_β经过以转子位置的估计值为参考角的Park变换，输出两相同步旋转坐标系d-q下的两相电流i_d和i_q；

步骤4：将q轴参考电压和d轴参考电压输入到电压电流转换器中，经电压电流转换后输出两相估算电流和

步骤5：将步骤3中所得的两相电流i_d和i_q与步骤4中所得的两相估算电流和一并输入模型参考自适应系统进行估算处理，估算出转子转速的估计值和转子位置的估计值

步骤6：将步骤5中估算出转子转速的估计值乘以一常数得到估算的转子转速n，并将估算的转子转速n与实际的转子转速n*进行作差，差值通过PI调节后输出q轴参考电流

步骤7：将q轴参考电流与步骤3中得到的电流i_q进行作差，差值通过PI调节后输出q轴参考电压

步骤8：将d轴参考电流与步骤3中得到的电流i_d进行作差，差值通过PI调节后输出d轴参考电压

步骤9：将步骤7中输出的q轴参考电压和步骤8中输出的d轴参考电压经过以转子位置的估计值为参考角的Park反变换，输出两相静止直角坐标系α-β下的两相控制电压和

步骤10：将两相控制电压和进行空间矢量调制，输出PWM波形至逆变器，逆变器向永磁同步电机输入三相电压u_a、u_b和u_c，从而控制永磁同步电机，循环操作步骤1。

进一步的，步骤5具体包括：

步骤51：构建模型参考自适应系统的参考模型和可调模型；

步骤52：由参考模型减去可调模型得到了自适应机构的输入量，获得定子电流矢量误差；

步骤53：通过自适应机构的反馈作用对可调模型中的转子转速的估计值进行调节，使得可调模型的估计值与参考模型的实际值i_s’的趋向一致，定子电流矢量误差趋近于零，同时转子转速的估计值逐渐逼近实际值，使系统稳定运行。

进一步的，步骤51中的参考模型的构建步骤包括以下步骤：

永磁同步电机在两相同步旋转坐标系d-q下的电压方程为：

其中，u_d和u_q为定子在两相同步旋转坐标系d-q下的电压，i_d和i_q为定子在两相同步旋转坐标系d-q下的电流，和为定子在两相同步旋转坐标系d-q下电流的导数，R_s为定子每相电阻、L_s为定子每相电感，ω_r为转速，ψ_f为转子永磁磁链；

对公式(1)、(2)化简得到：

令i’_q＝i_q，u’_q＝u_q，所以参考模型为：

进一步的，步骤51中的可调模型的构建步骤包括以下步骤：

由公式(5)、(6)构造模型参考自适应的可调模型：

进一步的，步骤52中的定子电流矢量误差的计算步骤包括以下步骤：

由定子电流矢量误差σ＝i_s’-i_s’可知，公式(5)减去(7)、(6)减去(8)可得模型参考自适应公式：

式中，

进一步的，步骤53中的转子转速估计值的计算步骤包括以下步骤：

由公式(9)、(10)和Popov超稳定理论可以设定：

由i’_q＝i_q，和公式(11)可知转速由i_d、i_q、表示如下：

进一步的，步骤6具体包括：

步骤61：将实际的转子转速n*与估算的转子转速n进行作差运算得到的偏差e，及偏差e的变化率de/dt，一同作为模糊控制器的输入值；

步骤62：偏差e经过KP增益后的数值与模糊控制器的输出值经过Ki增益后再经过微分处理后的数值一同构成模糊PI控制器，模糊PI控制器的输出值为q轴参考电流i_q ^*。

进一步的，在步骤6中，将步骤5中估算出转子转速的估计值乘以一常数得到估算的转子转速n，其中，估算出转子转速的估计值与估算的转子转速n之间的关系为：

即，所述常数为9.55。

进一步的，在步骤2中，将三相电流i_a、i_b和i_c经过Clark变换，输出两相静止直角坐标系α-β下的两相定子电流i_α和i_β，具体涉及的换算公式如下：

进一步的，在步骤3中，两相定子电流i_α和i_β经过以转子位置的估计值为参考角的Park变换，输出两相同步旋转坐标系d-q下的两相电流i_d和i_q，具体涉及的换算公式如下：

其中，为估算的转子角。

进一步的，在步骤9中，将步骤7中输出的q轴参考电压和步骤8中输出的d轴参考电压经过以转子位置的估计值为参考角的Park反变换，输出两相静止直角坐标系α-β下的两相控制电压和具体涉及以下换算公式：

其中，为估算的转子角。

本发明由于采用以上技术方案，使之与现有技术相比，具有以下的优点和积极效果：

1、本发明用于电机的位置和速度检测，在实际运行过程中，模型参考自适应控制即是将电机的实际运行情况作为参考模型，将含有待估算转速、电流等参数的电机模型作为可调模型，本发明选两个模型均输出电流值，利用电机的实际测量电流和估算电流的差值来对可调模型进行调节，使估算值跟踪实际值，从而达到电机稳定运行的目的从而达到控制电机转速的目的；

2、本发明应用模糊控制器调整PI调节器的比例积分系数，使PI自适应调节器在电机很宽的速度范围内都有良好的动稳态性能，从而使观测器在低速时可以抑制检测的转子位置角度的小幅振荡，高速时减小其角度的相位延迟，提高了转子位置的检测精度；

3、本发明通过采用MRAS实现状态估计，显著提高了转子位置与速度的估计精确度，且模型参考适应法具有稳定性好，不受系统控制策略影响的优点；

4、本发明中通过模糊控制，无需建立被控对象的数学模型，对被控对象的时滞、非线性和时变性具有较强的适应能力。与常规PI控制器不同，模糊控制本质上是一种非线性控制，对控制对象的参数变化或非线性具有较好的适应能力，对干扰或噪声具有更强的抑制功能，即更强的鲁棒性，因此，对于那些因过程本身的不确定性和不精确性及噪声而难于建立数学模型或数学模型粗糙复杂的系统，用模糊控制更具有优越性；

5、本发明具有低成本、控制算法简单、易于工程实现、转速及位置的估算速度及精度高等优点。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单的介绍。显而易见，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。附图中：

图1是本发明一种基于模糊控制和MRAS的永磁同步电机无速度传感器测速方法的整体流程图；

图2是本发明一种基于模糊控制和MRAS的永磁同步电机无速度传感器测速方法中模型参考自适应控制系统MRAS原理结构图；

图3是本发明一种基于模糊控制和MRAS的永磁同步电机无速度传感器测速方法中步骤5的具体流程图；

图4是本发明一种基于模糊控制和MRAS的永磁同步电机无速度传感器测速方法中模糊控制原理图；

图5是本发明一种基于模糊控制和MRAS的永磁同步电机无速度传感器测速方法中步骤6的具体流程图；

图6是本发明一种基于模糊控制和MRAS的永磁同步电机无速度传感器测速方法中e的隶属函数图；

图7是本发明一种基于模糊控制和MRAS的永磁同步电机无速度传感器测速方法中de的隶属函数图；

图8是本发明一种基于模糊控制和MRAS的永磁同步电机无速度传感器测速方法中du的隶属函数图；

图9是本发明一种基于模糊控制和MRAS的永磁同步电机无速度传感器测速方法的转速波形图；

图10是本发明一种基于模糊控制和MRAS的永磁同步电机无速度传感器测速方法的转速误差图；

图11是本发明一种基于模糊控制和MRAS的永磁同步电机无速度传感器测速方法的转角波形图；

图12是本发明一种基于模糊控制和MRAS的永磁同步电机无速度传感器测速方法的转角误差波形图。

具体实施方式

以下将结合本发明的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述和讨论，显然，这里所描述的仅仅是本发明的一部分实例，并不是全部的实例，基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明的保护范围。

本发明提供的技术方案是通过无速度传感器装置中的模型参考自适应系统，实现在系统参数不确定的情况下的测速方法。模型参考自适应的主要思想是把含有待估计参数的方程作为可调模型，把不含未知参数的方程作为参考模型，并且这两个模型在物理意义上有相同的输出量，以参考模型的输出值作为理想的响应，然后通过合适的自适应律对可调模型的参数进行实时调节，让两个模型的输出差值趋近为零，以达到控制对象的输出可以跟踪参考模型输出的目的。

参考图1，本发明公开了一种基于模糊控制和MRAS的永磁同步电机无速度传感器测速方法，包括以下步骤：

步骤1：选择d轴参考电流为0，交流永磁同步电机检测输出三相电流i_a、i_b和i_c；

步骤2：三相电流i_a、i_b和i_c经过Clark变换，输出两相静止直角坐标系α-β下的两相定子电流i_α和i_β；

步骤3：两相定子电流i_α和i_β经过以转子位置的估计值为参考角的Park变换，输出两相同步旋转坐标系d-q下的两相电流i_d和i_q；

步骤4：将q轴参考电压和d轴参考电压输入到电压电流转换器中，经电压电流转换后输出两相估算电流和

步骤5：将步骤3中所得的两相电流i_d和i_q与步骤4中所得的两相估算电流和一并输入模型参考自适应系统进行估算处理，估算出转子转速的估计值和转子位置的估计值

步骤6：将步骤5中估算出转子转速的估计值乘以一常数得到估算的转子转速n，并将估算的转子转速n与实际的转子转速n*进行作差，差值通过PI调节后输出q轴参考电流

步骤7：将q轴参考电流与步骤3中得到的电流i_q进行作差，差值通过PI调节后输出q轴参考电压

步骤8：将d轴参考电流与步骤3中得到的电流i_d进行作差，差值通过PI调节后输出d轴参考电压

步骤9：将步骤7中输出的q轴参考电压和步骤8中输出的d轴参考电压经过以转子位置的估计值为参考角的Park反变换，输出两相静止直角坐标系α-β下的两相控制电压和

步骤10：将两相控制电压和进行空间矢量调制，输出PWM波形至逆变器，逆变器向永磁同步电机输入三相电压u_a、u_b和u_c，从而控制永磁同步电机，循环操作步骤1。

本实施例中，参考模型的输出x为理想的系统动态响应，参考模型用其输出和状态限定了一个给定性能指标，给定的性能指标与测得的性能指标进行比较需要使用一个典型的反馈减法器。当被控对象受到了外界条件或工作条件改变等影响而有所偏离最优轨线，可以通过被控对象输出与参考模型输出x进行比较来得到此减法器，获得的广义误差e进入自适应机构，然后通过反馈作用对可调模型的参数进行调节，从而可以让可调模型的输出和参考模型的输出x相一致，从而让广义误差趋近于零，即让可调模型的输出与参考模型的输出的性能指标之差接近零。图2中u表示电流量的输入，由下文公式(5)、(6)构成参考模型，再由下文公式(7)、(8)构成可调模型，由参考模型减去可调模型得到了自适应机构(PI调节器)输入量，通过自适应机构(PI调节器)去调节可调模型中的使可调模型估计值与参考模型的实际值i_s’的趋向一致，定子电流矢量误差趋于于零，同时转速估计逐渐逼近实际值，使系统稳定运行。

具体的，参考图3，步骤5具体包括：

步骤51：构建模型参考自适应系统的参考模型和可调模型；

步骤52：由参考模型减去可调模型得到了自适应机构的输入量，获得定子电流矢量误差；

步骤53：通过自适应机构的反馈作用对可调模型中的转子转速的估计值进行调节，使得可调模型的估计值与参考模型的实际值i_s’的趋向一致，定子电流矢量误差趋近于零，同时转子转速的估计值逐渐逼近实际值，使系统稳定运行。

进一步的，步骤51中的参考模型的构建步骤包括以下步骤：

永磁同步电机在两相同步旋转坐标系d-q下的电压方程为：

其中，u_d和u_q为定子在两相同步旋转坐标系d-q下的电压，i_d和i_q为定子在两相同步旋转坐标系d-q下的电流，和为定子在两相同步旋转坐标系d-q下电流的导数，R_s为定子每相电阻、L_s为定子每相电感，ω_r为转速，ψ_f为转子永磁磁链；

对公式(1)、(2)化简得到：

令i’_q＝i_q，u’_q＝u_q，所以参考模型为：

进一步的，步骤51中的可调模型的构建步骤包括以下步骤：

由公式(5)、(6)构造模型参考自适应的可调模型：

进一步的，步骤52中的定子电流矢量误差的计算步骤包括以下步骤：

由定子电流矢量误差σ＝i_s’-i_s’可知，公式(5)减去(7)、(6)减去(8)可得模型参考自适应公式：

式中，

进一步的，步骤53中的转子转速估计值的计算步骤包括以下步骤：

MRAS中的参数一般运用比例积分的结构，由公式(9)、(10)和Popov超稳定理论可以设定：

其中，通过PI调节器作用后产生速度信号使可调模型估计值与参考模型的实际值i_s’的趋向一致，定子电流矢量误差趋于于零，同时转速估计逐渐逼近实际值，使系统稳定运行。

由i’_q＝i_q，和公式(11)可知转速由i_d、i_q、表示如下：

同时参考图4和5，步骤6具体包括：

步骤61：将实际的转子转速n*与估算的转子转速n进行作差运算得到的偏差e，及偏差e的变化率de/dt，一同作为模糊控制器的输入值；

步骤62：偏差e经过KP增益后的数值与模糊控制器的输出值经过Ki增益后再经过微分处理后的数值一同构成模糊PI控制器，模糊PI控制器的输出值为q轴参考电流

进一步的，在步骤6中，将步骤5中估算出转子转速的估计值乘以一常数得到估算的转子转速n，其中，估算出转子转速的估计值与估算的转子转速n之间的关系为：

即，所述常数为9.55。

进一步的，在步骤2中，将三相电流i_a、i_b和i_c经过Clark变换，输出两相静止直角坐标系α-β下的两相定子电流i_α和i_β，具体涉及的换算公式如下：

进一步的，在步骤3中，两相定子电流i_α和i_β经过以转子位置的估计值为参考角的Park变换，输出两相同步旋转坐标系d-q下的两相电流i_d和i_q，具体涉及的换算公式如下：

其中，为估算的转子角。

进一步的，在步骤9中，将步骤7中输出的q轴参考电压和步骤8中输出的d轴参考电压经过以转子位置的估计值为参考角的Park反变换，输出两相静止直角坐标系α-β下的两相控制电压和具体涉及以下换算公式：

其中，为估算的转子角。

图6、图7和图8的所有模糊集合的论域选为[-1,1]。权衡控制精度和计算复杂度，模糊集合子元素选为7个，分别为NL、NM、NS、ZE、PS、PM和PL。量化因子K_e、K_i的选择，实际中应考虑性能需求以及e和de的变化情况，选取合理的调节范围。假设e和de的论域范围分别为[-m，m]和[-n，n]，其中满足隶属函数的选择三角形和梯形隶属函数，因为相对而言选择三角形和梯形隶属函数控制器有较好的性能。推理和解模糊方法选择MAMDANI模糊推理和重心解模糊法。

模糊规则库通常是基于专家经验或过程知识生成的控制规则集合。对于永磁同步电机调速系统，设计的模糊控制器是针对速度控制，所以控制规则也是基于速度响应过程。

如果e>0、de<0，此时速度趋向给定值，应该给以较小的控制器输出；

如果e<0、de<0，此时出现速度超调，应该尽快通过控制器抑制超调；

如果e<0、de>0，此时抑制起到作用，速度回归给定值，控制器输出应该较小；

如果e>0、de>0，此时速度跟踪不上给定，控制器应该给以较大输出。

图9为本发明一种基于模糊控制和MRAS的永磁同步电机无速度传感器测速方法的转速波形图，在0.1s突加5N·m时，转速为1000rad/s时仿真波形，从图中可知实际转速与估计转速较好的吻合，并且在转矩突变时，波形波动很小。

图10是本发明一种基于模糊控制和MRAS的永磁同步电机无速度传感器测速方法的转速误差图，该图表示实际转速与估计转速之差，从图中可以看出转速误差稳定在-8到8之间，表明了转速波动很小，参数辨识效果好。

图11为本发明一种基于模糊控制和MRAS的永磁同步电机无速度传感器测速方法的转角波形图，该图表示实际转角与估计转角跟踪波形，从图中可以看出跟踪效果好。

图12为本发明一种基于模糊控制和MRAS的永磁同步电机无速度传感器测速方法的转角误差波形图，该图表示实际转角与估计转角之差，从图中可以看出转角误差稳定在0.08到0.12之间，表明了转角误差波动很小，跟踪效果好。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。

Claims (11)

1.一种基于模糊控制和MRAS的永磁同步电机无速度传感器测速方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1：选择d轴参考电流为0，交流永磁同步电机检测输出三相电流i_a、i_b和i_c；

步骤2：三相电流i_a、i_b和i_c经过Clark变换，输出两相静止直角坐标系α-β下的两相定子电流i_α和i_β；

步骤3：两相定子电流i_α和i_β经过以转子位置的估计值为参考角的Park变换，输出两相同步旋转坐标系d-q下的两相电流i_d和i_q；

步骤4：将q轴参考电压和d轴参考电压输入到电压电流转换器中，经电压电流转换后输出两相估算电流和

步骤5：将步骤3中所得的两相电流i_d和i_q与步骤4中所得的两相估算电流和一并输入模型参考自适应系统进行估算处理，估算出转子转速的估计值和转子位置的估计值

步骤6：将步骤5中估算出转子转速的估计值乘以一常数得到估算的转子转速n，并将估算的转子转速n与实际的转子转速n*进行作差，差值通过PI调节后输出q轴参考电流

步骤7：将q轴参考电流与步骤3中得到的电流i_q进行作差，差值通过PI调节后输出q轴参考电压

步骤8：将d轴参考电流与步骤3中得到的电流i_d进行作差，差值通过PI调节后输出d轴参考电压

步骤9：将步骤7中输出的q轴参考电压和步骤8中输出的d轴参考电压经过以转子位置的估计值为参考角的Park反变换，输出两相静止直角坐标系α-β下的两相控制电压和

步骤10：将两相控制电压和进行空间矢量调制，输出PWM波形至逆变器，逆变器向永磁同步电机输入三相电压u_a、u_b和u_c，从而控制永磁同步电机，循环操作步骤1。

2.根据权利要求1所述的一种基于模糊控制和MRAS的永磁同步电机无速度传感器测速方法，其特征在于，步骤5具体包括：

步骤51：构建模型参考自适应系统的参考模型和可调模型；

步骤52：由参考模型减去可调模型得到了自适应机构的输入量，获得定子电流矢量误差；

步骤53：通过自适应机构的反馈作用对可调模型中的转子转速的估计值进行调节，使得可调模型的估计值与参考模型的实际值i_s,的趋向一致，定子电流矢量误差趋近于零，同时转子转速的估计值逐渐逼近实际值，使系统稳定运行。

3.根据权利要求2所述的一种基于模糊控制和MRAS的永磁同步电机无速度传感器测速方法，其特征在于，步骤51中的参考模型的构建步骤包括以下步骤：

永磁同步电机在两相同步旋转坐标系d-q下的电压方程为：

$u_d=R_s{i}_d+L_S\stackrel{\&CenterDot;}{i_d}-{\mathrm{\&omega;}}_r{L}_S{i}_q---\left(1\right)$

$u_q=R_S{i}_q+L_s\stackrel{\&CenterDot;}{i_q}-{\mathrm{\&omega;}}_r{L}_s{i}_d+{\mathrm{\&omega;}}_r{\mathrm{\&psi;}}_f---\left(2\right)$

其中，u_d和u_q为定子在两相同步旋转坐标系d-q下的电压，i_d和i_q为定子在两相同步旋转坐标系d-q下的电流，和为定子在两相同步旋转坐标系d-q下电流的导数，R_s为定子每相电阻、L_s为定子每相电感，ω_r为转速，ψ_f为转子永磁磁链；

对公式(1)、(2)化简得到：

$\stackrel{\&CenterDot;}{i_d}+\frac{\stackrel{\&CenterDot;}{{\mathrm{\&psi;}}_f}}{L_S}=-\frac{R_S}{L_S}(i_d+\frac{{\mathrm{\&psi;}}_f}{L_S})+{\mathrm{\&omega;}}_r{i}_q+\frac{1}{L_S}(u_d+R_s\frac{{\mathrm{\&psi;}}_f}{L_S})---\left(3\right)$

$\stackrel{\&CenterDot;}{i_q}=-{\mathrm{\&omega;}}_r(i_d+\frac{{\mathrm{\&psi;}}_f}{L_s})-\frac{R_S}{L_S}{i}_q+\frac{1}{L_S}{u}_q---\left(4\right)$

令i’_q＝i_q，u’_q＝u_q，所以参考模型为：

$\stackrel{\&CenterDot;}{i_d^{,}}=-\frac{R_S}{L_S}{i}_d^{,}+{\mathrm{\&omega;}}_r{i}_q^{,}+\frac{1}{L_S}{u}_d^{,}---\left(5\right)$

$\stackrel{\&CenterDot;}{i_q^{,}}=-{\mathrm{\&omega;}}_r{i}_d^{,}-\frac{R_s}{L_s}{i}_q^{,}+\frac{1}{L_S}{u}_q^{,}---\left(6\right).$

4.根据权利要求3所述的一种基于模糊控制和MRAS的永磁同步电机无速度传感器测速方法，其特征在于，步骤51中的可调模型的构建步骤包括以下步骤：

由公式(5)、(6)构造模型参考自适应的可调模型：

$\widetilde{\stackrel{\&CenterDot;}{i_d^{,}}}=-\frac{R_S}{L_S}\widetilde{i_d^{,}}+\widetilde{{\mathrm{\&omega;}}_r}\widetilde{i_q^{,}}+\frac{1}{L_s}{u}_d^{,}---\left(7\right)$

$\widetilde{\stackrel{\&CenterDot;}{i_q^{,}}}=-\widetilde{{\mathrm{\&omega;}}_r}\widetilde{i_d^{,}}-\frac{R_s}{L_s}\widetilde{i_q^{,}}+\frac{1}{L_s}{u}_q^{,}---\left(8\right).$

5.根据权利要求4所述的一种基于模糊控制和MRAS的永磁同步电机无速度传感器测速方法，其特征在于，步骤52中的定子电流矢量误差的计算步骤包括以下步骤：

由定子电流矢量误差σ＝i_s’-i_s’可知，公式(5)减去(7)、(6)减去(8)可得模型参考自适应公式：

$\stackrel{\&CenterDot;}{{\mathrm{\&sigma;}}_d}=-\frac{R_s}{L_s}{\mathrm{\&sigma;}}_d+{\mathrm{\&omega;}}_r{\mathrm{\&sigma;}}_q+({\mathrm{\&omega;}}_r-\widetilde{{\mathrm{\&omega;}}_r})\widetilde{\stackrel{\&CenterDot;}{i_q^{,}}}---\left(9\right)$

$\stackrel{\&CenterDot;}{{\mathrm{\&sigma;}}_q}=-\frac{R_s}{L_s}{\mathrm{\&sigma;}}_q-{\mathrm{\&omega;}}_r{\mathrm{\&sigma;}}_d-({\mathrm{\&omega;}}_r-\widetilde{{\mathrm{\&omega;}}_r})\widetilde{\stackrel{\&CenterDot;}{i_d^{,}}}---\left(10\right)$

式中，

6.根据权利要求2所述的一种基于模糊控制和MRAS的永磁同步电机无速度传感器测速方法，其特征在于，步骤53中的转子转速估计值的计算步骤包括以下步骤：

由公式(9)、(10)和Popov超稳定理论可以设定：

$\widetilde{{\mathrm{\&omega;}}_r}={\&Integral;}_0^t{k}_i({i_d}^{,}\widetilde{{i_q}^{,}}-\widetilde{{i_d}^{,}}{i_q}^{,})d\mathrm{\&tau;}+k_p({i_d}^{,}\widetilde{{i_q}^{,}}-\widetilde{{i_d}^{,}}{i_q}^{,})+\widetilde{{\mathrm{\&omega;}}_r}\left(0\right)---\left(11\right)$

由i’_q＝i_q，和公式(11)可知转速由i_d、i_q、表示如下：

$\widetilde{{\mathrm{\&omega;}}_r}={\&Integral;}_0^t{k}_i(i_d\widetilde{i_q}-\widetilde{i_d}{i}_q-\frac{{\mathrm{\&psi;}}_f}{L_s}(i_q-\widetilde{i_q}\left)\right)d\mathrm{\&tau;}+k_p(i_d\widetilde{i_q}-\widetilde{i_d}{i}_q-\frac{{\mathrm{\&psi;}}_f}{L_s}(i_q-\widetilde{i_q}\left)\right)+\widetilde{{\mathrm{\&omega;}}_r}\left(0\right)---\left(12\right)$

7.根据权利要求1所述的一种基于模糊控制和MRAS的永磁同步电机无速度传感器测速方法，其特征在于，步骤6具体包括：

步骤61：将实际的转子转速n*与估算的转子转速n进行作差运算得到的偏差e，及偏差e的变化率de/dt，一同作为模糊控制器的输入值；

步骤62：偏差e经过KP增益后的数值与模糊控制器的输出值经过Ki增益后再经过微分处理后的数值一同构成模糊PI控制器，模糊PI控制器的输出值为q轴参考电流i_q ^*。

8.根据权利要求1或7所述的一种基于模糊控制和MRAS的永磁同步电机无速度传感器测速方法，其特征在于，在步骤6中，将步骤5中估算出转子转速的估计值乘以一常数得到估算的转子转速n，其中，估算出转子转速的估计值与估算的转子转速n之间的关系为：

$n=\frac{60\widetilde{{\mathrm{\&omega;}}_r}}{2\mathrm{\&pi;}}=9.55\widetilde{{\mathrm{\&omega;}}_r}$

即，所述常数为9.55。

9.根据权利要求1所述的一种基于模糊控制和MRAS的永磁同步电机无速度传感器测速方法，其特征在于，在步骤2中，将三相电流i_a、i_b和i_c经过Clark变换，输出两相静止直角坐标系α-β下的两相定子电流i_α和i_β，具体涉及的换算公式如下：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\&alpha;}}\\ i_{\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -1/2& -1/2\\ 0& \sqrt{3}/2& -\sqrt{3}/2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right].$

10.根据权利要求1所述的一种基于模糊控制和MRAS的永磁同步电机无速度传感器测速方法，其特征在于，在步骤3中，两相定子电流i_α和i_β经过以转子位置的估计值为参考角的Park变换，输出两相同步旋转坐标系d-q下的两相电流i_d和i_q，具体涉及的换算公式如下：

$\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \widehat{\mathrm{\&theta;}}& \sin \widehat{\mathrm{\&theta;}}\\ \sin \widehat{\mathrm{\&theta;}}& \cos \widehat{\mathrm{\&theta;}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\&alpha;}}\\ i_{\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right]$

其中，为估算的转子角。

11.根据权利要求1所述的一种基于模糊控制和MRAS的永磁同步电机无速度传感器测速方法，其特征在于，在步骤9中，将步骤7中输出的q轴参考电压和步骤8中输出的d轴参考电压经过以转子位置的估计值为参考角的Park反变换，输出两相静止直角坐标系α-β下的两相控制电压和具体涉及以下换算公式：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\&alpha;}}^{*}\\ u_{\mathrm{\&beta;}}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \widehat{\mathrm{\&theta;}}& -\sin \widehat{\mathrm{\&theta;}}\\ \sin \widehat{\mathrm{\&theta;}}& \cos \widehat{\mathrm{\&theta;}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_d^{*}\\ u_q^{*}\end{array}\right]$

其中，为估算的转子角。