CN106899529A - 载波频率偏移侦测电路与方法 - Google Patents

载波频率偏移侦测电路与方法 Download PDF

Info

Publication number
CN106899529A
CN106899529A CN201510964435.2A CN201510964435A CN106899529A CN 106899529 A CN106899529 A CN 106899529A CN 201510964435 A CN201510964435 A CN 201510964435A CN 106899529 A CN106899529 A CN 106899529A
Authority
CN
China
Prior art keywords
carrier
gray
detecting
wave
input signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN201510964435.2A
Other languages
English (en)
Inventor
珍路易斯·东史特
王堃宇
赖科印
童泰来
廖懿颖
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
MStar Semiconductor Inc Taiwan
Original Assignee
MStar Semiconductor Inc Taiwan
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by MStar Semiconductor Inc Taiwan filed Critical MStar Semiconductor Inc Taiwan
Priority to CN201510964435.2A priority Critical patent/CN106899529A/zh
Publication of CN106899529A publication Critical patent/CN106899529A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
    • H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/144—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements
    • H04L27/148—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using filters, including PLL-type filters
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
    • H04L2027/0026—Correction of carrier offset

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

本发明揭露一种载波频率偏移侦测电路，包含：一格雷匹配滤波器，依据一组系数对一输入信号进行滤波，以产生一输出信号，其中该组系数与该输入信号对应的一格雷互补序列有关；以及一判断单元，决定该输出信号的峰值，以及依据该峰值所对应的载波编号判断一载波频率偏移值。

Description

载波频率偏移侦测电路与方法
技术领域
本发明是关于载波频率偏移侦测电路与方法，尤其是关于第二代数字视频广播(Digital Video Broadcasting over Terrestrial 2,以下简称DVB-T2)系统的载波频率偏移侦测电路与方法。
背景技术
图1为第二代数字视频广播系统(DVB-T2)的数据帧(frame)格式。每个数据帧包含P1符号、P2符号以及数据本体。其中P1符号中包含传送端的信息，例如：调变使用的快速傅立叶变换模式、传送接收的输入输出模式等信息。除此，P1符号还可以用来侦测数据流，例如：数据帧的起始位置、载波频率偏移程度、频谱反转状况等。
图2为DVB-T2接收端的P1符号处理电路的功能方块图。P1符号处理电路100的侦测单元110对输入信号进行数据帧的同步、频谱反转侦测等，并经FFT运算单元120将输入信号由时域转换成频域；接着，整数载波频率偏移(integer Carrier Frequency Offset,iCFO)侦测与补偿单元130对该输入信号进行iCFO侦测与补偿；再由解扰单元(Descrambler)140对输入信号进行解扰处理，使回复成标准的电视信号；最后，由解调变单元150进行解调变处理后，再由解码单元160进行解码处理后，产生码字(codeword)S1及码字S2。依据码字S1及码字S2即可对应找出数据调变时所采用的信息。
在传统的方法中，iCFO侦测与补偿单元130使用竭尽式搜寻(exhaustivesearch)程序来找出iCFO，也就是依据所有可能的偏移值，分别对输入信号进行补偿，并计算补偿后输入信号与其对应的载波分布序列(Carrier DistributionSequence,CDS)的相关程度，最后取最大相关程度所对应的偏移值作为iCFO的估计结果。然而此程序需要长的等待时间而造成延迟(latency)，使接收电路的效能降低。
发明内容
鉴于先前技术的不足，本发明的一目的在于提供一种载波频率偏移侦测电路与方法，以加快侦测速度。
本发明揭露一种载波频率偏移侦测电路，包含：一格雷匹配滤波器，依据一组系数对一输入信号进行滤波，以产生一输出信号，其中该组系数与该输入信号对应的一格雷互补序列有关；以及一判断单元，决定该输出信号的峰值，以及依据该峰值所对应的载波编号判断一载波频率偏移值。
本发明另揭露一种侦测电路，包含：一第一滤波器，依据该输入信号的一第一部分载波进行滤波，以产生一第一输出信号，其中该第一部分载波对应于一第一格雷互补序列；一第二滤波器，依据该输入信号的一第二部分载波进行滤波，以产生一第二输出信号，其中该第二部分载波对应于一第二格雷互补序列；一第三滤波器，依据该输入信号的一第三部分载波进行滤波，以产生一第三输出信号，其中该第三部分载波对应于一第三格雷互补序列；以及一判断单元，决定该些输出信号加总后的一峰值，以及依据该峰值所对应的载波编号判断一载波频率偏移值。
本发明另揭露一种载波频率偏移侦测方法，包含：利用一格雷匹配滤波器依据一组系数对一输入信号进行滤波，以产生一输出信号，其中该组系数与该输入信号对应的一格雷互补序列有关；决定该输出信号的一峰值；以及依据该峰值所对应的载波编号来判断一载波频率偏移值。
本发明的载波频率偏移侦测电路与方法利用P1符号中载波分布序列的特性，使用相对应的滤波系数及滤波器即可快速侦测出载波频率偏移的大小，相较于传统方法减少了大量的乘法运算，因此可提升DVB-T2接收电路的效能。
有关本发明的特征、实作与功效，兹配合图式作实施例详细说明如下。
附图说明
图1为DVB-T2系统的一个T2数据帧的示意图；
图2为DVB-T2接收端的P1符号处理电路的功能方块图；
图3显示一种格雷匹配滤波器；
图4为本发明的一实施例的iCFO侦测电路；
图5为P1符号的载波分布序列的载波编号与P1符号所遭受的整数频率偏移的对应关系；
图6为本发明的载波频率偏移侦测方法的一实施例的流程图；
图7为本发明的另一实施例的iCFO侦测电路；以及
图8为本发明的另一实施例的iCFO侦测电路。
符号说明
100 P1符号处理电路
110 侦测单元
120 FFT运算单元
130 iCFO侦测与补偿单元
140 解扰单元
150 解调变单元
160 解码单元
300 格雷匹配滤波器
310、320、330、340、350、360、370 延迟单元
400、700、800 iCFO侦测电路
410、420、430 格雷匹配滤波器
440 判断单元
710、810 缓冲单元
S610～S620 步骤
具体实施方式
本发明的揭露内容包含载波频率偏移侦测电路与方法。在实施为可能的前提下，本技术领域具有通常知识者能够依本说明书的揭露内容来选择等效的元件或步骤来实现本发明，亦即本发明的实施并不限于后叙的实施例。
依据DVB-T2的规格所定义，P1符号包含1024个载波，除去保护带(guardband)的部分，有853个可用的载波(对应载波编号0～852)，而其中的768个载波(对应载波编号44～811)为使用中的载波，用来传输编码码字CSS1及编码码字CSS2。编码码字CSS1及编码码字CSS2分别为传送端的码字S1及码字S2编码后的结果。前述768个载波中有一半为有效(active)载波，另一半为无效(inactive)载波(其值为0)。有效载波与无效载波的载波编号在DVB-T2的规格中系以CDS来加以定义，其中1定义为有效载波，0定义为无效载波。此载波分布序列(共768位)实际上是由3个格雷互补序列(GolayComplementary Sequence,GCS)所组成，如表1所示：
表1：
其中，X、Y、Z、T分别为32位的样本序列，如表2所示：
表2：
样本序列 内容
X 11010001001000010010111000100001
Y 00101110110111100010111000100001
Z 10000100100010110111101110001011
T 01111011011101000111101110001011
依据文献「高效率的格雷关联器」(B.M.Popovic,“Efficient Golaycorrelator,”IEEE Elec.Lett.,vol.35,no.17,pp.1427-1428,Aug.1999)，格雷互补序列可以基于下列方程式以递归的方法产生：
a0[k]＝b0[k]＝δ[k] (1)
an[k]＝an-1[k]+wn·bn-1[k-2n-1] (2)
bn[k]＝an-1[k]-wn·bn-1[k-2n-1] (3)
其中k为索引值，n代表第n次迭代。序列an及序列bn的初始值为δ[k]，也就是只有在k＝0时为1，其余为0。系数wn为+1与-1的其中之一，当使用不同的系数wn时，依据方程式(1)～(3)所产生的格雷互补序列也就不同。换句话说，藉由选取适当的系数wn，基于方程式(1)～(3)的迭代运算便可分别产生出对应的格雷互补序列。
文献“高效率的格雷关联器”同时提出一种格雷匹配滤波器(GolayMatched Filter)，其电路图如图3所示。格雷匹配滤波器300包含7个延迟单元310～370、7个乘法器以及多个加法器，该些元件以数字信号处理(DigitalSignal Processing,DSP)中常见的晶格架构(lattice structure)互相连接。延迟单元310～370中所标示的数字代表其所延迟的时间单位数，延迟的时间单位系P1符号中连续两载波的时间差，7个延迟单元的延迟时间各不相同，分别为20～26个时间单位。图3中的延迟单元310～370所延迟的时间单位数由输出端Out往输入端In递增，但这只是众多实施方式的其中之一，在其他的实施例中延迟单元310～370可能以其他的排列方式呈现。7个乘法器各具有一个系数wn，假设由输出端Out至输入端In的7个系数w1～w7依序等于一格雷互补序列所对应的系数w1～w7，则当输入信号的序列与该格雷互补序列完全相同时，输出端Out便会产生一个极大的峰值；反之，当输入信号的序列与该格雷互补序列不同时，则在输出端Out会得到等于或近似于0的值。
本发明便是找出对应于格雷互补序列GCS1～GCS3所对应的系数wn，并利用上述的格雷匹配滤波器的特性找出P1符号的偏移量，也就是P1符号的iCFO。
表1所示的3个格雷互补序列GCS1～GCS3所对应的系数wn如表3所示。
表3：
格雷互补序列
GCS1
GCS2
GCS3
其中格雷互补序列GCS1及GCS3有128位，所以需要7个系数w1～w7；格雷互补序列GCS2有512位，所以需要9个系数w1～w9。图4为本发明的一实施例的iCFO侦测电路。iCFO侦测电路400包含格雷匹配滤波器410、420及430以及判断单元440。其中，格雷匹配滤波器410与430包含7个延迟单元、7个乘法器以及多个加法器，格雷匹配滤波器420则包含9个延迟单元、9个乘法器以及多个加法器。格雷匹配滤波器410、420及430分别接收输入信号Input1、Input2及Input3，而3者的滤波结果相加形成输出信号Output，判断单元440再依据输出信号Output得到载波频率偏移n_iCFO。格雷匹配滤波器410、420及430所使用的系数分别对应表3中格雷互补序列GCS1、GCS2及GCS3的系数，也就是说格雷匹配滤波器410、420及430分别对应格雷互补序列GCS1、GCS2及GCS3。
图5为P1符号载波分布序列的载波编号与其整数频率偏移的对应关系。载波编号n_iCFO代表P1符号的载波频率偏移的整数部分的偏移量，如果n_iCFO为0，代表此时P1符号没有整数部分的载波频率偏移。格雷互补序列GCS1(对应载波编号n_iCFO-382～n_iCFO-255)、格雷互补序列GCS2(对应载波编号n_iCFO-254～n_iCFO+257)以及格雷互补序列GCS3(对应载波编号n_iCFO+258～n_iCFO+385)共同构成载波分布序列，3者分别对应格雷匹配滤波器410、420及430，其中编号为n_iCFO-255、n_iCFO+257及n_iCFO+385的载波分别为格雷互补序列GCS1、GCS2与GCS3所对应的最后一个(编号最大)载波。当令载波自编号较小者开始依序进入格雷匹配滤波器，则格雷匹配滤波器410、420及430将分别在输入编号为n_iCFO-255、n_iCFO+257及n_iCFO+385的载波时输出峰值。将前述三个峰值相加，则可得到输出信号Output的峰值，并依据该峰值位置推算载波频率偏移。此外，由于实际上输出信号Output的峰值系由三个峰值相加，这样的作法可避免其中一组或两组滤波器发生错误、或者输入信号有受到部分干扰时，仍能得到输出信号Output的一相对极大值来作判断。
如前所述，格雷匹配滤波器410、420及430系连续进行滤波，并将滤波后的三个输出值相加以得到输出信号Output。为了得到输出信号Output的峰值，则必须让格雷匹配滤波器410、420及430于同一时间输入编号为nx、nx+512及nx+640的载波。请注意，由于格雷匹配滤波器410、420及430的总延迟时间不同(格雷匹配滤波器410、420及430分别延迟127、511、127时间单位数)，在一实施例中，如图7的iCFO侦测电路700所示，先将接收到的载波Input储存于一缓冲单元710，接着同时自编号为nx-511、nx+1及nx+129的载波开始分别将载波输入格雷匹配滤波器410、420及430。在另一实施例中，同样先将接收到的载波储存于缓冲单元710，接着先自编号为nx+1的载波开始将载波输入格雷匹配滤波器420，直到要将编号为nx+385的载波输入格雷匹配滤波器420时，再同时开始自编号为nx-127及nx+513的载波开始分别将载波输入格雷匹配滤波器410及430。在又一实施例中，如图8的iCFO侦测电路800所示，也可以不考虑开始将载波输入格雷匹配滤波器410、420及430的时间点，只要在三个滤波器的输出端以缓冲单元810分别储存输出值，最后将对应编号为nx、nx+512及nx+640的载波作为输入时产生的输出值相加以得到输出信号Output即可。
实际操作时，通常会设定一个载波频率偏移的搜寻区间[nmin,nmax]，则格雷匹配滤波器410输出峰值的位置将落于区间[nmin-255,nmax-255]。为使格雷匹配滤波器410、420及430同时输出峰值，因此再依据格雷互补序列GCS1、GCS2及GCS3中数据量最大者的长度(即GCS2的512位)，再将区间[nmin-255,nmax-255]的下限往前回推，即可得到格雷匹配滤波器410的输入数据的载波编号区间为[nmin-766,nmax-255]。同理可推得格雷匹配滤波器420及格雷匹配滤波器430的输入数据的载波编号区间分别为[nmin-254,nmax+257]及[nmin-126,nmax+385](意即将[nmin-766,nmax-255]分别往后推移512位及640位)。上述的峰值位置及各区间的范围整理如下表4所示：
表4：
综上所述，为使格雷匹配滤波器410、420及430同时输出峰值，其输入信号Input1、Input2及Input3的载波编号的关系为n、n+512以及n+640，以及如果输出信号Output在对应载波编号nx处有峰值，则判断单元440可决定该峰值的位置，并据以判断出载波频率偏移为n_iCFO＝nx+255。
请注意，为了节省电路，本发明也可以只依据格雷互补序列GCS1、GCS2及GCS3的其中一者或两者来侦测载波频率偏移。由图5可知，仅依据格雷互补序列GCS2(意即仅使用格雷匹配滤波器420)时，载波频率偏移的位置为判断单元440所决定的峰值位置左移257个载波编号，仅依据格雷互补序列GCS3(意即仅使用格雷匹配滤波器430)时，载波频率偏移的位置为判断单元440所决定的峰值位置左移385个载波编号。使用格雷匹配滤波器410、420及430的其中两个时，载波频率偏移的推算方法与个别输入信号之间载波编号的偏移量，为本技术领域具有通常知识者可藉由前述的说明推知，故不赘述。
图6为本发明的载波频率偏移侦测方法的一实施例的流程图。除前述的载波频率偏移侦测电路外，本发明亦相对应地揭露了一种载波频率偏移侦测方法，包含下列步骤：
步骤S610：依据至少一组系数对输入信号进行滤波，以产生一输出信号。如前所述，P1符号所包含的3个格雷互补序列在本发明中皆可单独或是一起被用作计算载波频率偏移的依据。本步骤进行滤波时，将输入信号输入格雷匹配滤波器，并且以表3所示的任一组系数进行滤波。当输入信号与所使用的系数匹配时，输出信号会产生峰值，依据此峰值的位置可以估算载波频率偏移。如图5所示，当使用对应格雷互补序列GCS1的系数时，峰值的位置与载波频率偏移值差距255个载波；同理，当使用对应格雷互补序列GCS2或GCS3的系数时，峰值的位置与载波频率偏移值分别差距257或385个载波。此步骤亦可使用多组系数与多组格雷匹配滤波器同时进行滤波，并且各组格雷匹配滤波器的输入信号可以预先调整，使各组格雷匹配滤波器的峰值同时产生，以利于峰值位置的判断；以及
步骤S620：依据该输出信号的峰值所对应的载波编号来决定载波频率偏移。如图5所示，依据前一步骤所参考的格雷互补序列(即依据步骤S610所使用的系数)，这个步骤由输出信号的峰值所对应的载波编号即可推算出载波频率偏移。
上述的搜寻区间[nmin,nmax]＝[-122,122]，对本发明的iCFO侦测电路400来说，只需要执行(nmax-255)-(nmin-766)+1＝(122-255)-(-122-766)+1＝756次滤波运算，每次运算涉及23次乘法(格雷匹配滤波器410、420及430共有23个乘法器)，亦即总共经过约756×23＝17388次乘法运算即可得知载波频率偏移，而且23个乘法器仅乘以1或-1，有助简化电路与提高指令周期；同样的搜寻区间在传统的竭尽式搜寻方法中需要执行(nmax-nmin+1)＝255次的关联性运算，而每次关联性运算包含1024个乘法运算(因为P1符号包含1024个载波)，因此总共需要255×1024＝261120次乘法运算。相较于传统的方法，本发明的载波频率偏移侦测电路及方法大幅提升侦测速度。
本发明的实施例如上所述，然而该些实施例并非用来限定本发明，本技术领域具有通常知识者可依据本发明的明示或隐含的内容对本发明的技术特征施以变化，凡此种种变化均可能属于本发明所寻求的专利保护范畴，换言之，本发明的专利保护范围须视本说明书的申请专利范围所界定者为准。

Claims (20)

1.一种载波频率偏移侦测电路，包含：
一格雷匹配滤波器，依据一组系数对一输入信号进行滤波，以产生一输出信号，其中该组系数与该输入信号对应的一格雷互补序列有关；以及
一判断单元，决定该输出信号的峰值，以及依据该峰值所对应的载波编号判断一载波频率偏移值。
2.如权利要求1所述的载波频率偏移侦测电路，其特征在于，该格雷匹配滤波器包含7个延迟单元，且该格雷互补序列对应该输入信号中的128个载波。
3.如权利要求2所述的载波频率偏移侦测电路，其特征在于，该格雷匹配滤波器包含7个乘法器，该组系数为(-1,-1,-1,+1,-1,-1,+1)与(+1,-1,-1,-1,-1,-1,-1)的其中之一，分别对应由该格雷匹配滤波器的输出端至输入端依序排列的该7个乘法器。
4.如权利要求1所述的载波频率偏移侦测电路，其特征在于，该格雷匹配滤波器包含9个延迟单元，且该格雷互补序列对应该输入信号中的512个载波。
5.如权利要求4所述的载波频率偏移侦测电路，其特征在于，该格雷匹配滤波器包含9个乘法器，该组系数为(+1,-1,-1,-1,-1,-1,-1,+1,+1)，分别对应由该格雷匹配滤波器的输出端至输入端依序排列的该9个乘法器。
6.如权利要求1所述的载波频率偏移侦测电路，其特征在于，该格雷匹配滤波器为一第一格雷匹配滤波器，该组系数为一第一组系数，该输出信号为一第一输出信号，该侦测电路更包含：
一第二格雷匹配滤波器，依据一第二组系数对该输入信号进行滤波，以产生一第二输出信号；以及
一第三格雷匹配滤波器，依据一第三组系数对该输入信号进行滤波，以产生一第三输出信号；
其中，该判断单元更决定该些输出信号加总后的一峰值，以及依据该峰值所对应的载波编号来判断该载波频率偏移值。
7.如权利要求6所述的载波频率偏移侦测电路，其特征在于，该输入信号至少包含768个载波，该第一、该第二与该第三格雷匹配滤波器分别包含7个、9个及7个延迟单元，并分别对该768个载波中具有较小载波编号的128个载波、具有中间载波编号的512个载波及具有较大载波编号的128个载波进行滤波。
8.如权利要求7所述的载波频率偏移侦测电路，其特征在于，该第一、该第二与该第三格雷匹配滤波器分别包含7个、9个及7个乘法器，该第一组系数为(+1,-1,-1,-1,-1,-1,-1)，分别对应由该第一格雷匹配滤波器的输出端至输入端依序排列的该7个乘法器，该第二系数为(+1,-1,-1,-1,-1,-1,-1,+1,+1)，分别对应由该第一附加格雷匹配滤波器的输出端至输入端依序排列的该9个乘法器，该第三系数为(-1,-1,-1,+1,-1,-1,+1)，分别对应由该第二附加格雷匹配滤波器的输出端至输入端依序排列的该7个乘法器。
9.如权利要求1所述的载波频率偏移侦测电路，其特征在于，该输入信号的多个载波中，有效载波及无效载波的分布对应该格雷互补序列。
10.一种侦测电路，包含：
一第一滤波器，依据该输入信号的一第一部分载波进行滤波，以产生一第一输出信号，其中该第一部分载波对应于一第一格雷互补序列；
一第二滤波器，依据该输入信号的一第二部分载波进行滤波，以产生一第二输出信号，其中该第二部分载波对应于一第二格雷互补序列；
一第三滤波器，依据该输入信号的一第三部分载波进行滤波，以产生一第三输出信号，其中该第三部分载波对应于一第三格雷互补序列；以及
一判断单元，决定该些输出信号加总后的一峰值，以及依据该峰值所对应的载波编号判断一载波频率偏移值。
11.如权利要求10所述的载波频率偏移侦测电路，其特征在于，该输入信号包含768个载波，该第一部分载波为该768个载波中具有较小载波编号的128个载波，该第二部分载波为该768个载波中具有中间载波编号的512个载波，以及该第三部分载波为该768个载波中具有较大载波编号的128个载波。
12.如权利要求10所述的载波频率偏移侦测电路，其特征在于，该些滤波器分别为一格雷匹配滤波器。
13.如权利要求10所述的载波频率偏移侦测电路，其特征在于，该第一、该第二及该第三滤波器分别包含7个、9个及7个乘法器，该7个、9个及7个乘法器分别依序对应一第一系数组(+1,-1,-1,-1,-1,-1,-1)、一第二系数组(+1,-1,-1,-1,-1,-1,-1,+1,+1)及一第三系数组(-1,-1,-1,+1,-1,-1,+1)。
14.如权利要求10所述的载波频率偏移侦测电路，其特征在于，更包含一缓冲单元，耦接该些滤波器，用来暂存该输入信号，其中该第一部分载波中的一第一载波、该第二部分载波中的一第二载波及该第三部分载波中的一第三载波同时自该缓冲单元分别输入该些滤波器，且该第一载波、该第二载波及该第三载波分别为该输入信号中的第N载波、第N+512载波及第N+640载波。
15.如权利要求10所述的载波频率偏移侦测电路，其特征在于，更包含一缓冲单元，耦接该些滤波器，用来暂存该些输出信号，其中该第一部分载波中的一第一载波、该第二部分载波中的一第二载波及该第三部分载波中的一第三载波分别为该输入信号中的第N载波、第N+512载波及第N+640载波，该缓冲单元更用来将该些输出信号中对应该第一、该第二及该第三载波的输出值同时输入至该判断单元。
16.一种载波频率偏移侦测方法，包含：
利用一格雷匹配滤波器依据一组系数对一输入信号进行滤波，以产生一输出信号，其中该组系数与该输入信号对应的一格雷互补序列有关；
决定该输出信号的一峰值；以及
依据该峰值所对应的载波编号来判断一载波频率偏移值。
17.如权利要求16所述的载波频率偏移侦测方法，其特征在于，该格雷互补序列对应该输入信号中的128个载波。
18.如权利要求16所述的载波频率偏移侦测方法，其特征在于，该格雷互补序列对应该输入信号中的512个载波。
19.如权利要求16所述的载波频率偏移侦测方法，其特征在于，该格雷匹配滤波器为一第一格雷匹配滤波器，该组系数为一第一组系数，该输出信号为一第一输出信号，该侦测方法更包含：
利用一第二格雷匹配滤波器依据一第二系数对该输入信号进行滤波，以产生一第二输出信号；以及
利用一第三格雷匹配滤波器依据一第三系数对该输入信号进行滤波，以产生一第三输出信号；
其中，该决定该输出信号的该峰值的步骤为：决定该些输出信号加总后的一峰值。
20.如权利要求19所述的载波频率偏移侦测方法，其特征在于，该输入信号至少包含768个载波，该依据该第一系数对该输入信号进行滤波的步骤系滤波该768个载波中具有较小载波编号的128个载波，该依据该第二系数对该输入信号进行滤波的步骤系滤波该768个载波中具有中间载波编号的512个载波，以及该依据该第三系数对该输入信号进行滤波的步骤系滤波该768个载波中具有较大载波编号的128个载波。
CN201510964435.2A 2015-12-21 2015-12-21 载波频率偏移侦测电路与方法 Pending CN106899529A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201510964435.2A CN106899529A (zh) 2015-12-21 2015-12-21 载波频率偏移侦测电路与方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201510964435.2A CN106899529A (zh) 2015-12-21 2015-12-21 载波频率偏移侦测电路与方法

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN106899529A true CN106899529A (zh) 2017-06-27

Family

ID=59190766

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201510964435.2A Pending CN106899529A (zh) 2015-12-21 2015-12-21 载波频率偏移侦测电路与方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN106899529A (zh)

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1448014A (zh) * 2000-08-16 2003-10-08 维桑特·迪亚斯·富恩特 利用格雷互补序列调制的扩频数字通信的方法、发射器和接收器
US20080298435A1 (en) * 2006-11-30 2008-12-04 Ismail Lakkis Common Air Interface Supporting Single Carrier and OFDM
CN101330318A (zh) * 2007-06-20 2008-12-24 中兴通讯股份有限公司 一种下行同步系统中辅同步信道序列的加扰和解扰方法
CN101822110A (zh) * 2007-10-10 2010-09-01 高通股份有限公司 用于生成和使用延长的Golay码的方法和装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1448014A (zh) * 2000-08-16 2003-10-08 维桑特·迪亚斯·富恩特 利用格雷互补序列调制的扩频数字通信的方法、发射器和接收器
US20080298435A1 (en) * 2006-11-30 2008-12-04 Ismail Lakkis Common Air Interface Supporting Single Carrier and OFDM
CN101330318A (zh) * 2007-06-20 2008-12-24 中兴通讯股份有限公司 一种下行同步系统中辅同步信道序列的加扰和解扰方法
CN101822110A (zh) * 2007-10-10 2010-09-01 高通股份有限公司 用于生成和使用延长的Golay码的方法和装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
3GPP: "Evaluation of Proposed RACH Signatures", 《3GPP TSG-RAN WORKING GROUP 1 MEETING #5》 *

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP1638283B1 (en) Frame synchronisation extraction apparatus in a communication system and method thereof
CN1732634A (zh) 一种用于自相关滤波的系统和方法
CN105659551A (zh) 传送复数据符号块的方法和设备、接收方法和设备、及对应计算机程序
CN102821080A (zh) 1553b通信总线带宽扩展的接收方法
CN101136896B (zh) 基于快速傅立叶变换的频域迭代均衡方法
CN103117730B (zh) 多通道梳状滤波器及其实现方法
CN106899529A (zh) 载波频率偏移侦测电路与方法
CN100574130C (zh) Td-scdma系统同频小区中间码的检测方法和装置
JP2742519B2 (ja) スペクトラム拡散通信システムに使用する差分信号検出整合フィルタ
CN101682455A (zh) 接收机及接收方法
CN1459948A (zh) 在多载波码分多址接入接收机中执行按载波均衡的方法
CN106850478B (zh) 一种用于船舶自动识别系统的数据解调及同步方法
CN1411191A (zh) 一种信道估计方法及装置
KR20040040585A (ko) Ｏｆｄｍ 기반 동기 검출 장치 및 방법
CN102611648B (zh) 一种串行干扰抵消系统及方法
Xu et al. Real-time implementation of the multistage detector for next-generation wideband CDMA systems
CN101237431B (zh) 实现td-scdma同频组网下信道估计的方法及装置
KR20120109214A (ko) Ｏｆｄｍ 시스템에서의 고속 푸리에 변환 프로세서 및 그 고속 푸리에 변환방법
CN102185631A (zh) 一种码道激活方法及装置
CN1992558B (zh) 一种无线通信系统以及无线通信方法
Li et al. Fpga implementation of orthogonal time sequency multiplexing modulation
CN102281224B (zh) Ofdm接收机及其实现方法
CN115242584B (zh) 一种优化基于查找表的mlse算法复杂度的方法和装置
CN112866166B (zh) 一种ofdm信号随机共振处理和解调装置及方法
Yue et al. Microcontroller implementation of low-complexity wake-up receiver for wireless sensor nodes in severe multipath fading channels

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication

Application publication date: 20170627

WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication