CN101330318A - 一种下行同步系统中辅同步信道序列的加扰和解扰方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种下行同步系统中辅同步信道序列的加扰和解扰方法，所述下行同步系统中，对于由长度为N的短码组成的辅同步信道序列，选取长度为N的快速傅立叶变换矩阵中的特定行/列作为上述辅同步信道序列的扰码序列，并用该条扰码序列对所述辅同步信道序列进行加扰。与现有技术相比，本发明降低了目标小区SSCH序列与相邻小区SSCH序列的碰撞概率。

Description

一种下行同步系统中辅同步信道序列的加扰和解扰方法

技术领域

本发明涉及无线通信的下行同步系统，具体地涉及到一种下行同步系统中辅同步信道序列的加扰和解扰方法。

背景技术

无线通信的下行同步系统主要用来进行小区搜索。小区搜索的目的是为了取得定时以及其他相关的小区信息。常用的小区搜索方法是将同步信道划分为两部分：主同步信道(PSCH，Primary Synchronization Channel)和辅同步信道(SSCH，Secondary Synchronization Channel)，然后通过对这两条信道的检测来实现小区搜索。主同步信道序列一般承载着小区识别码(Cell Id)信息，即主同步信道序列和小区是一一对应的关系，它主要用来进行定时，频偏估计等。辅同步信道一般由M条N长度的二进制序列在频域级联而成，承载着小区组ID信息，帧定时以及天线配置信息等。

小区搜索的过程一般是首先在时域检测出PSCH序列的准确定时位置，然后提取出时域的SSCH序列通过DFT变换到频域，再检测出SSCH序列所携带的信息。

假设SSCH需要携带的信息共有X个小区组信息，Y个帧定时信息以及Z个天线配置信息，则一共需要携带X*Y*Z条信息。也就是说，我们需要在所有可能的SSCH序列中选出X*Y*Z条来携带信息。这样，相邻小区发送的SSCH序列就有可能发生碰撞，从而恶化小区搜索的性能。为了便于说明问题而又不失一般性，以下讨论在SSCH序列由两条N长度Hadamard码级联而成的前提下进行。接下来说明SSCH的碰撞是如何产生的。例如，目标小区使用的SSCH序列由两条Hadamard序列S₁和S₂组成，相邻有2个干扰小区分别使用S₁、S₃和S₂、S₃作为SSCH序列，则在SSCH检测时接收的SSCH序列是3个小区的叠加，S₁和S₃的能量最强，则目标小区的SSCH被检测为S₁和S₃，检测失败。

为了减少SSCH的碰撞，可以使用加扰的办法。一种方法是使用互补格雷码对SSCH序列进行加扰，可是当所有小区组都使用相同的格雷码时，只起到降低峰均比的作用，并不能减少SSCH序列的碰撞。而使用不同的格雷码对不同的小区进行加扰以期减少碰撞时，同样会产生问题，以下简单说明：

例如，假设目标小区1使用S₁和S₂为SSCH序列，干扰小区2使用S₁和S₃作为SSCH序列，可以看出两小区的SSCH序列的第一条短码都使用了S₁，会发生碰撞。分别使用两条格雷码G₁和G₂对两小区分别进行加扰，则对目标小区SSCH的第一条短码检测时需要判别：

S₁G₁+S₁G₂    (1)

首先用G₁解扰，则式(1)变为：

S₁+S₁G₂G₁    (2)

由于格雷码具有任两条码相乘等于某条Hadamard码的性质，则式(2)变为：

S₁+S₁S_x        (3)

而Hadamard码同样具有任意两条码相乘等于某条Hadamard码的性质，则式(3)变为：

S₁+S_y    (4)

此时利用和本地副本序列进行互相关找峰值判决的方法已无法再正确地将S₁解码。

因此，在下行同步系统中，需要提供一种有效地减少携带信息的同步信道序列碰撞的加扰方法。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是在于需要提供一种下行同步系统中辅同步信道序列的加扰和解扰方法，用以降低目标小区与干扰小区之间SSCH序列的碰撞概率。

为了解决上述技术问题，本发明首先提供了一种下行同步系统中同步信道加扰方法，其特征在于，所述下行同步系统中，对于由长度为N的短码组成的辅同步信道序列，选取长度为N的快速傅立叶变换矩阵中的特定行/列作为上述辅同步信道序列的扰码序列，并用该条扰码序列对所述辅同步信道序列进行加扰。

根据上述的下行同步系统中同步信道加扰方法，其中，所述辅同步信道序列中所包含短码的条数，可以大于等于1。

根据上述的下行同步系统中同步信道加扰方法，其中，所述扰码序列可以为一条长度为短码条数×N的快速傅利叶变换序列。

进一步地，选取所述傅立叶变换矩阵行/列的规则可以为：

(a)所述快速傅立叶变换矩阵的第一行和第一列不能选取；

(b)所述快速傅立叶变换矩阵中同一序号的行与列不能同时选取；

(c)对于所选用的傅立叶变换序列，任两条的序号之差不能为所述扰码序列长度的一半；

(d)对于使用集中级联方式的2M条短码组成的所述辅同步信道序列使用一条2MN长度的FFT序列进行加扰时，任两条所选用的傅立叶变换序列的序号之差为2M的整数倍，其中，M为自然数。

根据上述的下行同步系统中同步信道加扰方法，其中，所述辅同步信道序列中所包含的短码大于一条，则所述扰码序列中所述快速傅利叶变换序列的条数，可以与所述辅同步信道序列中所述短码的条数相等。

进一步地，选取所述傅立叶变换矩阵行/列的规则可以为：

(a)所述快速傅立叶变换矩阵的第一行和第一列不能选取；

(b)所述快速傅立叶变换矩阵中同一序号的行与列不能同时选取；

(c)对于所选用的傅立叶变换序列，任两条的序号之差不能为所述扰码序列长度的一半。

根据上述的下行同步系统中同步信道加扰方法，其中，可以将所选的快速傅立叶变换序列进一步与所述下行同步系统中的主同步信道序列一一对应。

本发明进而提供了一种下行同步系统中辅同步信道序列的加扰方法，其特征在于：

(1)对于由L条长度为N的短码组成的所述辅同步信道序列，由快速傅利叶变换序列表达式F_k(n)＝exp(-j2πnk/N)，n＝0，1，...，N-1；k＝0，1，...，N-1获得一个生成矩阵；其中：n为所述快速傅利叶变换序列内的序号，k为所述快速傅利叶变换序列的序号，N为所述快速傅利叶变换序列的长度；

(2)从所述生成矩阵中选取总长度与所述辅同步信道序列长度相等的特定行或列作为扰码序列；

(3)采用所选取的扰码序列，对所述辅同步信道序列进行加扰。

根据上述的下行同步系统中辅同步信道序列的加扰方法，其步骤(1)中所述短码的条数L，大于等于1。

根据上述的下行同步系统中辅同步信道序列的加扰方法，其步骤(1)中所述生成矩阵可以为：

$\left[\begin{array}{ccccc}{F}_N^{00}& F_N^{01}& F_N^{02}& L& F_N^{0(N-1)}\\ F_N^{10}& F_N^{11}& L& L& F_N^{1(N-1)}\\ F_N^{20}& M& O& M& M\\ M& M& L& O& M\\ F_N^{(N-1)0}& F_N^{(N-1)1}& L& L& F_N^{(N-1)(N-1)}\end{array}\right].$

根据上述的下行同步系统中辅同步信道序列的加扰方法，其步骤(2)中所述扰码序列可以为一条从所述生成矩阵中选择的长度为L×N的快速傅利叶变换序列。

进一步地，步骤(2)中所述规则可以为：

(a)所述快速傅立叶变换矩阵的第一行和第一列不能选取；

(b)所述快速傅立叶变换矩阵中同一序号的行与列不能同时选取；

(c)对于所选用的傅立叶变换序列，任两条的序号之差不能为所述扰码序列长度的一半；

(d)对于使用集中级联方式的2M条短码组成的所述辅同步信道序列使用一条2MN长度的FFT序列进行加扰时，任两条所选用的傅立叶变换序列的序号之差为2M的整数倍，其中，M为自然数。

根据上述的下行同步系统中辅同步信道序列的加扰方法，其步骤(1)中所述短码的条数大于1，则步骤(2)中所述扰码序列可以为L条长度为N的所述快速傅利叶变换序列。

进一步地，其步骤(2)中所述规则可以为：

(a)所述快速傅立叶变换矩阵的第一行和第一列不能选取；

(b)所述快速傅立叶变换矩阵中同一序号的行与列不能同时选取；

(c)对于所选用的傅立叶变换序列，任两条的序号之差不能为所述扰码序列长度的一半。

根据上述的下行同步系统中辅同步信道序列的加扰方法，其中，所述步骤(2)可以进一步包括，将所述扰码中的快速傅利叶变换序列与所述下行同步系统中的主同步信道序列一一对应。

本发明还提供了一种下行同步系统中辅同步信道序列的解扰方法，其特征在于：

(A)利用本地的主同步信道副本序列，从接收信号中获取所使用的主同步信道，以及主同步信道定时位置和小区识别码；

(B)利用所述主同步信道定时位置，获取所述辅同步信道序列；并根据所述小区识别码，通过所使用的主同步信道，获取扰码序列序号；

(C)根据所述扰码序列序号和所保存的基站侧加扰序列信息，对所述辅同步信道序列进行解扰。

根据上述的下行同步系统中辅同步信道序列的解扰方法，其中，所述步骤(A)可以包括，将所述本地的主同步信道副本序列与所述接收信号在时域滑动相关，获取所使用的主同步信道序列，以及主同步信道定时位置和小区识别码。

根据上述的下行同步系统中辅同步信道序列的解扰方法，其步骤(B)中可以通过所述小区识别码与所使用的主同步信道之间的一一对应关系，获取所述扰码序列中快速傅立叶变换序列的序号。

根据上述的下行同步系统中辅同步信道序列的解扰方法，其步骤(C)中对于所述扰码序列采用一条总长度与所述辅同步信道序列长度相等的快速傅利叶变换序列，所述解扰可以包括：将时域所述辅同步信道序列循环左移后，再进行快速傅利叶变换。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

(1)根据FFT序列构造扰码序列，降低了目标小区SSCH序列与相邻小区SSCH序列的碰撞概率；

(2)由小区搜索的PSCH序列可直接获得扰码序列信息，不必增加其他的开销和额外的检测步骤；

(3)使用一整条FFT序列进行加扰时，对频域SSCH序列解扰的过程就相当于将时域SSCH序列循环移位后再进行FFT，大大降低了计算复杂度；

(4)容易实现，降低了对小区规划的要求。

附图说明

图1为下行同步信道帧结构实施例示意图；

图2为本发明加扰方法实施例流程示意图；

图3为本发明加扰方法的一个应用实施例示意图；

图4为本发明加扰方法的另一个应用实施例示意图；

图5为干扰小区与目标小区SSCH序列的示意图；

图6为本发明解扰方法实施例流程示意图；

图7为本发明解扰方法应用实施例流程示意图。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施方式对本发明作进一步的详细说明。

图1为一种下行同步信道的帧结构示意图。PSCH序列和SSCH序列每5ms发送一次，分别位于第一个子帧的第7个和第6个符号。由于PSCH序列和SSCH序列的位置都是固定的，PSCH序列定时检测完成的时候，我们可以很方便地从前一个符号提取出SSCH序列。

本发明中下行同步系统中的同步信道，对于由长度为N的短码组成的SSCH序列，选取长度为N的FFT矩阵中的特定行/列，来作为SSCH序列的扰码序列，并用该条扰码序列对SSCH序列进行加扰。

如图2所示，本发明的SSCH序列的加扰方法，主要包括如下步骤：

步骤201，首先根据SSCH序列中短码的长度N来定义一个快速傅利叶变换(FFT)序列，该FFT序列中各元素的表达式为：

F_k(n)＝exp(-j2πnk/N)，n＝0，1，...，N-1；k＝0，1，...，N-1    (5)

根据该序列生成一个矩阵如下：

$\left[\begin{array}{ccccc}{F}_N^{00}& F_N^{01}& F_N^{02}& L& F_N^{0(N-1)}\\ F_N^{10}& F_N^{11}& L& L& F_N^{1(N-1)}\\ F_N^{20}& M& O& M& M\\ M& M& L& O& M\\ F_N^{(N-1)0}& F_N^{(N-1)1}& L& L& F_N^{(N-1)(N-1)}\end{array}\right]---\left(6\right)$

其中，n表示所述快速傅利叶变换序列内的序号，k表示所述快速傅利叶变换序列的序号，N表示所述快速傅利叶变换序列的长度，与SSCH序列中短码的长度相等。这样的FFT序列是一条恒幅的复指数序列，而且该生成矩阵为一对称阵。

步骤202，在所生成的矩阵中，按照行或列选取总长度与SSCH序列长度相等的特定FFT序列作为一条扰码序列。也即如果SSCH序列中短码的条数为L，那么所选取的FFT序列也应为L条。这L条FFT序列在组成扰码序列时候，可以组成一条总长度为L×N的FFT序列作为扰码序列，也可以组成L条N长度的FFT序列作为扰码序列。

扰码序列的具体选取规则有如下四条：

(a)不能选取生成矩阵的第一行和第一列；

(b)生成矩阵中，同一序号的行与列不能同时选取；

(c)对于选用的FFT序列，任两条的序号之差不能为扰码序列长度的一半；

(d)对于使用集中级联方式的2M(M为自然数)条短码组成的SSCH序列使用一条2MN长度的FFT序列进行加扰时，任两条所选用的FFT序列的序号之差须为2M的整数倍。

扰码序列中为一条FFT序列时，所选取FFT序列须满足上述四条规则；使用多条FFT序列作为扰码序列时，所选取FFT序列须满足上述四条规则中的前三条。

步骤203，采用所选取的这条扰码序列，对SSCH序列进行加扰。

在下行同步系统中，PSCH序列的操作一般都在SSCH序列的操作之前。如果在进行PSCH序列的操作时，将PSCH序列与小区ID作关联，使得PSCH序列与小区ID满足一一对应的关系，那么：上述步骤202中，可以进一步将所选的FFT序列与PSCH序列作一一对应的关联关系，这样就使得所选的FFT序列与小区ID满足了一一对应的关系。

不失一般性，假设使用的SSCH序列是由两条长度为N的Hadamard序列组成，则我们可以使用一条长度为2N的FFT序列对整条SSCH序列进行加扰，或两条长度为N的FFT序列分别对两条Hadamard短码进行加扰。SSCH序列不仅可以是两条短码级联而成，也可以是两条以上的短码级联而成，本发明仅以两条短码级联而成的SSCH序列为例进行说明。

由于一个小区组中包含3个小区，每个小区使用一条2N长度的FFT加扰序列或两条N长度的FFT序列，则一共需要3条2N长度的FFT序列{F_a，F_b，F_c}或6条N长度的FFT序列{(f₁，f₂)，(f₃，f₄)，(f₅，f₆)}。由于N长度的FFT序列有N条，所以有足够的数量以供选择。而且这3条2N长FFT序列或3组N长的FFT序列是和小区ID一一对应的。由于PSCH序列一般承载着小区ID信息，因此同时这3条2N长FFT序列或3组N长的FFT序列也和3条PSCH序列一一对应。

图3和图4说明的是使用FFT序列的两种不同的扰码方式。SSCH序列是在频域由两条N长度的Hadamard码组成。图3中展示的扰码方式1是使用一条2N长度的FFT序列F_x与整条SSCH序列中的元素对应相乘来实现扰码。图4中展示的扰码方式2是分别使用两条不同的N长度的FFT序列(f_a，f_b)分别对SSCH序列中的两条Hadamard短码中的元素进行对应相乘来实现扰码。

FFT序列可以从如式(6)所示的矩阵中按照特定规则进行选取。FFT序列具有正交性，即任意选两条FFT序列的互相关函数为0。而且任意两条FFT序列中的元素的对应共轭乘积组成的序列仍然是一条FFT序列。扰码序列的具体选取规则有如下四条：

(a)不能选取生成矩阵的第一行和第一列，因为该矩阵中的第一行和第一列都是全1向量。

(b)生成矩阵中同一序号的行与列，不能同时选取，这是因为该生成矩阵为一个对称阵。也就是说选取了该生成矩阵的第i(i≤N)行，就不能同时选取其第i列，或者选取了该生成矩阵的第i列，就不能同时选取其第i行。

(c)对于选用的FFT序列，任两条的序号之差不能为扰码序列长度的一半。例如，使用一条64长度的扰码序列对两条32长的Hadamard码组成的SSCH序列进行扰码，如果我们选用了FFT生成矩阵的第2列作为扰码中的一条FFT序列，则不能再使用第34列作为扰码中的另一条FFT序列。

(d)对于使用集中级联方式的2M(M为自然数)条Hadamard短码组成的SSCH序列使用一条2MN长度的FFT序列进行加扰时，任两条所选用的FFT序列的序号之差须为2M的整数倍。

扰码序列中为一条FFT序列时，所选取FFT序列须满足上述四条规则；使用多条FFT序列作为扰码序列时，所选取FFT序列须满足上述四条规则中的前三条。

图5给出了干扰小区与目标小区SSCH序列的示意图。如图中给出的例子，干扰小区发送的SSCH序列由S₁和S₃组成，目标小区发送的SSCH序列由S₁和S₂组成，则第一条短码会发生碰撞。如果使用本发明中的扰码办法，例如第2种方法，采用两条N长度的FFT序列加扰，则可以避免碰撞。由于两条短码的解扰解调都是相对独立的，我们现在只考虑现有技术中会发生碰撞的第一条短码。设对目标小区S₁的加扰序列为f_a，对干扰小区S₁的加扰序列为f_b，则接收信号可以表示为：

R＝S₁f_a+S₁f_b    (7)

首先使用f_a的共轭f_a ^*对接收信号进行解扰，则解扰后的信号为：

$v=R{f}_a^{*}=S_1+S_1{f}_b{f}_a^{*}---\left(8\right)$

根据FFT序列的性质，f_bf_a ^*相当于一条其他的FFT序列f_x，则再对(8)式进行解码，即使用所有N条Hadamard码序列与解扰后接收信号进行互相关值得到：

Corr＝∑S₁S_x+S₁f_xS_x，x＝1，2...N    (9)

显然只有当x＝1时，互相关值Corr得到最大值，这里f_x等于将干扰小区的S₁随机化了，起到了干扰抑制的作用，从而可以得到正确的判决。

以上加扰过程是在基站侧完成的。其中基站侧加扰时所使用的加扰序列信息，移动台侧也存有副本，便于移动台对接收的信息进行解扰等操作。

如图6所示，对于基站侧加扰时使用的是与小区ID满足一一对应关系的FFT序列进行加扰，在移动台侧进行的下行同步过程可以描述为：

步骤601，利用本地的PSCH副本序列，从接收信号中获取所使用的PSCH信道，以及PSCH定时位置和小区ID信息；

步骤602，根据所述PSCH定时位置获取所述辅同步信道序列，根据所述小区ID，通过所使用的主同步信道序列，获取该小区所使用的扰码序列序号；

步骤603，根据所述扰码序列序号和移动台所保存的基站侧的加扰序列信息，对所述辅同步信道序列进行解扰。

图7示出了本发明同步信号的检测以及信息提取的步骤，主要包括：

步骤701，利用本地的3条PSCH副本序列与接收信号在时域滑动相关，滑动窗内相关值最大时，可以得到PSCH定时位置，以及该移动台所在小区发送的是哪条PSCH序列，进而得到小区ID。

步骤702，根据上一步所得到的PSCH定时位置，前移一个符号则可以提取出时域SSCH序列。

步骤703，根据步骤701得到的所使用的PSCH序列小区ID，通过与该小区ID一一对应的PSCH序列，可以获得该小区使用的FFT扰码序列序号。

步骤704，根据上个步骤得到的扰码序列序号，对SSCH序列进行解扰。当使用一条2N长FFT序列的加扰方法时，由于FFT序列的特殊性质，我们不必先将时域SSCH序列使用FFT变换到频域，再利用扰码序列的每个元素的共轭值来与频域SSCH序列对应相乘来进行解扰，而是将时域SSCH循环左移后进行FFT，即可得到解扰后的频域SSCH序列，具体原理推导如下：

假设未加扰前的SSCH序列的频域信号为S(n)，其对应的加扰序列为f_k(n)，则加扰后的频域SSCH序列V(n)表示为：

V(n)＝S(n)f_k(n)＝S(n)exp(-j2πkn/2N)，其中：n＝0，1，...2N-1    (10)

接收的加扰后时域SSCH序列信号是V(n)的IFFT，表示为v(m)，则在接收端使用f_k ^*(n)对V(n)解扰可以表示为：

$Z\left(n\right)=V\left(n\right)f_k^{*}\left(n\right)=V\left(n\right)\exp (j2\mathrm{\πkn}/2N),$ 其中：n＝0，1，...2N-1(11)

根据离散傅里叶变换的性质，上述解扰过程等效于对SSCH序列的时域接收信号v(m)做关于2N点的k位循环左移然后再进行FFT，即：

FFT{v[(m+k)mod2N}＝V(n)exp(j2πkn/2N)＝Z(n)，其中：n＝0，1，...，2N-1(12)

这样，相比之下，循环移位解扰的复杂度比现有技术所采用的方法大大降低了。注意当使用两条N长度FFT序列进行加扰时，则无法使用这种简便方法，只能使用频域相乘的办法来解扰。

步骤705，对上一步骤取得的解扰后的SSCH序列，使用本地的SSCH副本序列与之相关，根据最大相关值判决出使用的两条Hadamard短码，然后提取出携带的信息。整个下行同步过程结束。

利用本发明所述加扰方法对同步序列进行加扰，由于根据FFT序列构造扰码序列，可以大大降低目标小区SSCH序列与相邻小区SSCH序列的碰撞概率。由于使用的FFT序列与PSCH序列一一对应，可以由小区搜索的PSCH序列检测结果直接获得，不必增加其他的开销和额外的检测步骤。而且，当使用一整条FFT序列进行加扰时，由于FFT序列的特殊结构，对频域SSCH序列解扰的过程就相当于将时域SSCH序列循环移位后再进行FFT，大大降低了计算复杂度。另外，使用本发明还具有容易实现，降低对小区规划的要求等优点。

熟悉本技术领域的人员应理解，以上所述仅为用来说明本发明的简单实施例，并非用来限定本发明的实施范围。凡是依本发明作等效变化与修改，都应被本发明的专利范围所涵盖。

Claims (19)

1、一种下行同步系统中同步信道加扰方法，其特征在于，所述下行同步系统中，对于由长度为N的短码组成的辅同步信道序列，选取长度为N的快速傅立叶变换矩阵中的特定行/列作为上述辅同步信道序列的扰码序列，并用该条扰码序列对所述辅同步信道序列进行加扰。

2、如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述辅同步信道序列中所包含短码的条数，大于等于1。

3、如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述扰码序列为一条长度为短码条数×N的快速傅利叶变换序列。

4、如权利要求3所述的方法，其特征在于，选取所述傅立叶变换矩阵行/列的规则为：

(a)所述快速傅立叶变换矩阵的第一行和第一列不能选取；

(b)所述快速傅立叶变换矩阵中同一序号的行与列不能同时选取；

(c)对于所选用的傅立叶变换序列，任两条的序号之差不能为所述扰码序列长度的一半；

(d)对于使用集中级联方式的2M条短码组成的所述辅同步信道序列使用一条2MN长度的FFT序列进行加扰时，任两条所选用的傅立叶变换序列的序号之差为2M的整数倍，其中，M为自然数。

5、如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述辅同步信道序列中所包含的短码大于一条，所述扰码序列中所述快速傅利叶变换序列的条数，与所述辅同步信道序列中所述短码的条数相等。

6、如权利要求5所述的方法，其特征在于，选取所述傅立叶变换矩阵行/列的规则为：

(a)所述快速傅立叶变换矩阵的第一行和第一列不能选取；

(b)所述快速傅立叶变换矩阵中同一序号的行与列不能同时选取；

(c)对于所选用的傅立叶变换序列，任两条的序号之差不能为所述扰码序列长度的一半。

7、如权利要求1所述的方法，其特征在于，将所选的快速傅立叶变换序列进一步与所述下行同步系统中的主同步信道序列一一对应。

8、一种下行同步系统中辅同步信道序列的加扰方法，其特征在于：

(1)对于由L条长度为N的短码组成的所述辅同步信道序列，由快速傅利叶变换序列表达式F_k(n)＝exp(-j2πnk/N)，n＝0，1，...，N-1；k＝0，1，...，N-1获得一个生成矩阵；其中：n为所述快速傅利叶变换序列内的序号，k为所述快速傅利叶变换序列的序号，N为所述快速傅利叶变换序列的长度；

(2)从所述生成矩阵中选取总长度与所述辅同步信道序列长度相等的特定行或列作为扰码序列；

(3)采用所选取的扰码序列，对所述辅同步信道序列进行加扰。

9、如权利要求8所述的方法，其特征在于，步骤(1)中所述短码的条数L，大于等于1。

10、如权利要求8所述的方法，其特征在于，步骤(1)中所述生成矩阵为：

$\left[\begin{array}{ccccc}{F}_N^{00}& F_N^{01}& F_N^{02}& L& F_N^{0(N-1)}\\ F_N^{10}& F_N^{11}& L& L& F_N^{1(N-1)}\\ F_N^{20}& M& O& M& M\\ M& M& L& O& M\\ F_N^{(N-1)0}& F_N^{(N-1)1}& L& L& F_N^{(N-1)(N-1)}\end{array}\right].$

11、如权利要求8所述的方法，其特征在于，步骤(2)中所述扰码序列为一条从所述生成矩阵中选择的长度为L×N的快速傅利叶变换序列。

12、如权利要求11所述的方法，其特征在于，步骤(2)中所述规则为：

(a)所述快速傅立叶变换矩阵的第一行和第一列不能选取；

(b)所述快速傅立叶变换矩阵中同一序号的行与列不能同时选取；

(c)对于所选用的傅立叶变换序列，任两条的序号之差不能为所述扰码序列长度的一半；

(d)对于使用集中级联方式的2M条短码组成的所述辅同步信道序列使用一条2MN长度的FFT序列进行加扰时，任两条所选用的傅立叶变换序列的序号之差为2M的整数倍，其中，M为自然数。

13、如权利要求8所述的方法，其特征在于，步骤(1)中所述短码的条数大于1，步骤(2)中所述扰码序列为L条长度为N的所述快速傅利叶变换序列。

14、如权利要求13所述的方法，其特征在于，步骤(2)中所述规则为：

(a)所述快速傅立叶变换矩阵的第一行和第一列不能选取；

(b)所述快速傅立叶变换矩阵中同一序号的行与列不能同时选取；

(c)对于所选用的傅立叶变换序列，任两条的序号之差不能为所述扰码序列长度的一半。

15、如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述步骤(2)进一步包括，将所述扰码中的快速傅利叶变换序列与所述下行同步系统中的主同步信道序列一一对应。

16、一种下行同步系统中辅同步信道序列的解扰方法，其特征在于：

(A)利用本地的主同步信道副本序列，从接收信号中获取所使用的主同步信道，以及主同步信道定时位置和小区识别码；

(B)利用所述主同步信道定时位置，获取所述辅同步信道序列；并根据所述小区识别码，通过所使用的主同步信道，获取扰码序列序号；

(C)根据所述扰码序列序号和所保存的基站侧加扰序列信息，对所述辅同步信道序列进行解扰。

17、如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述步骤(A)包括，将所述本地的主同步信道副本序列与所述接收信号在时域滑动相关，获取所使用的主同步信道序列，以及主同步信道定时位置和小区识别码。

18、如权利要求16所述的方法，其特征在于，步骤(B)中通过所述小区识别码与所使用的主同步信道之间的一一对应关系，获取所述扰码序列中快速傅立叶变换序列的序号。

19、如权利要求16所述的方法，其特征在于，步骤(C)中对于所述扰码序列采用一条总长度与所述辅同步信道序列长度相等的快速傅利叶变换序列，所述解扰包括：将时域所述辅同步信道序列循环左移后，再进行快速傅利叶变换。

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