CN1992558B

CN1992558B - 一种无线通信系统以及无线通信方法

Info

Publication number: CN1992558B
Application number: CN2005101359991A
Authority: CN
Inventors: 王明曙; 加山英俊
Original assignee: NTT Docomo Inc
Current assignee: NTT Docomo Inc
Priority date: 2005-12-29
Filing date: 2005-12-29
Publication date: 2011-01-12
Anticipated expiration: 2025-12-29
Also published as: JP4891762B2; CN1992558A; JP2007184932A

Abstract

本发明提供一种无线通信系统以及无线通信方法。该无线通信系统包括用户发射机和基站接收机，其中，所述用户发射机包括保护间隔插入部，用于在扩频后的用户数据分组中插入循环前缀将用户数据分组分成多个处理部分，每个处理部分中具有多个扩频后的符号。所述基站接收机包括频域MUD部，用于对多个用户的处理部分进行频域多用户检测，去除多个用户之间的干扰。本发明通过在用户发射机中的保护间隔插入部插入保护间隔，并且保护间隔的长度比信道时延扩展时间更长，使得接收机可以按照最先到达的用户的定时选取处理单元。同时，本发明通过在频域上进行多用户检测，可以在不丢失任何信息取得相同检测效果的前提下，显著地降低处理复杂度。

Description

一种无线通信系统以及无线通信方法

技术领域

本发明涉及一种通信技术，特别涉及一种无线通信系统以及无线通信方法。

背景技术

CDMA是第三代移动通信的主流多址接入技术，并且是未来通信系统的候选接入方式之一。在CDMA系统的上行传输当中，由于移动环境中存在多条不同步的传输路径，而且用户之间无法保持完全同步，使得多址干扰(MAI)成为制约系统容量和接收机检测性能的主要因素之一。

传统的CDMA接收机称为瑞克(RAKE)接收机，由一组匹配滤波器组成。RAKE接收机对每个用户来说是一个单用户检测器，仅靠该用户的扩频码信息实现检测，其他用户的信号被当作噪声对待。这样，瑞克接收机将无法消除多址干扰的影响。为了提高CDMA系统上行传输的容量和接收机的检测性能，同时利用多个用户信息，检测多个用户信号的多用户检测技术获得了越来越多的重视，并在近年来获得了广泛深入地研究。

佛渡(Verdu)在电气和电子工程师协会信息论学报IT-32卷1986年第一期(IEEE Transaction on Information Theory，Vol.IT-32，No.1，January1986，85-96)发表的文章“异步高斯多址通道最小可能误差”(MinimumProbability of Error for Asynchronous Gaussian Multiple-Access Channels)中第一次提出了多用户检测的概念。上述文章中描述了一种具有良好误码率性能的最大似然检测器，然而其计算的复杂度随着用户数成指数级增长，在可预见的将来中实现的可能性很小。

为了降低处理复杂度，谢(Xie)、绍特(Short)和拉斯夫(Rushforth)在电气和电子工程师协会通信专题学报第8卷1990年5月刊(IEEE J.Select.Area Communication)发表了“协同多用户通讯的次优检测器系列”(A familyof suboptimum detectors for coherent multi-user communications，Vol.8，May 1990，683-690)。该文章中给出了时域处理的迫零(ZF)和最小均方误差(MMSE)线性检测器。此类检测器对扩频码的相关矩阵进行线性变换，达到去除多址干扰的目的，具有较好误码率性能的同时获得比最大似然多用户检测器较小的复杂度。然而，此检测器的计算复杂度依然很高，实用的可能性依然较小。

沃勒姆(Vollmer)、哈立德(Haardt)和盖特茨(Gotzel)在电气和电子工程师协会通信专题学报第19卷2001年8月刊(IEEE J.Select.AreaCommunication，Vol.19，August 2001，1461-1475)上发表了“TD-CDMA联合检测技术比较研究”(Comparative study of joint-detection techniques forTD-CDMA based mobile radio systems)。文中提出了一种基于分块傅立叶变换的频域处理的线性多用户检测算法。该算法将相关矩阵变换为带状分块Toeplitz结构矩阵，利用该特殊结构达到降低线性多用户检测器运算复杂度的效果。

然而，上述算法只适用于同步CDMA系统的情况，对于异步CDMA系统无法应用。而且，仅提出了基于迫零算法的线性检测器，没有提出最小均方误差的解决方案。通常，最小均方误差线性检测器具有更好的检测性能。

发明内容

本发明的目的在于提供一种无线通信系统。

本发明的另一目的在于提供一种无线通信方法。

本发明的无线通信系统，包括用户发射机和基站接收机。其中，所述用户发射机包括保护间隔插入部，用于在扩频后的用户数据分组中插入循环前缀将用户数据分组分成多个处理部分，每个处理部分中具有M个扩频后的符号，扩频码长度为N。所述基站接收机包括频域MUD部，用于对K个用户的处理部分进行频域多用户检测，去除K个用户之间的干扰，其中，K、M、N均为自然数。

上述基站接收机进一步包括均衡部，用于根据接收机获得的同步信息以及信道估计信息进行信道均衡，并将均衡后的接收信号输入上述频域MUD部。

另外，所述基站接收机进一步包括处理时延检测部，用于对频域MUD 部的检测时间进行计时，根据计时结果对处理部分中的符号的数量M进行调整，并将调整后的M值通知各用户发射机的保护间隔插入部。

本发明的无线通信方法，包括以下步骤：

步骤10，在扩频后的用户数据分组中插入循环前缀将用户数据分组分成多个处理部分，其中，每个处理部分中具有M个扩频后的符号，扩频码长度为N；

步骤20，对K个用户的处理部分进行频域多用户检测，去除K个用户之间的干扰，其中，K、M、N均为自然数。

与现有技术相比，本发明通过在用户发射机中的保护间隔插入部插入保护间隔，并且保护间隔的长度比信道时延扩展时间更长，使得接收机可以按照最先到达的用户的定时选取处理单元。同时，本发明通过将传统时域上的多用户检测转化成频域上的多用户检测，在不丢失任何信息取得相同检测效果的前提下，显著地降低了处理复杂度。

附图说明

图1为本发明无线通信系统的用户发射机的结构示意图。

图2为本发明无线通信系统的基站接收机的结构示意图。

图3为基站接收机中的频域MUD部的结构示意图。

图4为处理部分选取单元选取处理部分的方法的示意图。

图5为第一N组M点FFT单元的具体结构示意图。

图6为扩频码矩阵形成单元形成扩频码矩阵的方法的示意图。

图7为分块对角矩阵形成单元形成分块对角矩阵的方法的示意图。

图8为K组M点IFFT单元的具体结构示意图。

图9和图10分别给出了传统时域MMSE多用户检测和本发明提出的频域MMSE多用户检测，在不同长度的处理单位和不同用户数情况下，二者算法复杂度比较的示意图。

图11和12分别给出了传统时域MMSE多用户检测和本发明提出的频域MMSE多用户检测，在单径瑞利衰落信道下的误码率仿真结果。

具体实施方式

下面，参照附图详细说明本发明。

如图1所示，为本发明无线通信系统的用户发射机的结构示意图。该发射机包括CRC校验部11、交织部12、卷积编码部13、调制部14、扩频部15以及保护间隔插入部16。与DS-CDMA系统的用户发射机相比，本发明的用户发射机在扩频部之后增加了保护间隔插入部16，用于在扩频后的用户数据分组中插入保护间隔，即循环前缀(Cyclic Prefix)。通过在用户数据中插入循环前缀，可以将较长的用户数据分组分成多个处理部分，每个处理部分中具有多个符号，并且相邻的两个处理部分之间由一个循环前缀隔开。这样，可以控制处理部分的长度，从而达到降低接收机的单次处理复杂度的目的。

插入循环前缀的具体方法为：

每隔M个扩频后的符号，插入一个循环前缀，该循环前缀的传输时间长度等于信道时延扩展时间与用户传输最大异步时间之和。这里假设扩频码长度为N，则M个扩频后的符号总共有N×M个点。每个用户的循环前缀的长度和插入位置相同，并且循环前缀的构成与现有循环前缀的构成相同。这里M是可变的，可以根据来自接收机的反馈信息而改变。

在插入循环前缀后，用户发射机将插入了循环前缀的用户数据分组发送给基站的接收机。

图2为基站接收机的结构示意图。该接收机包括频域MUD部(频域多用户检测部)22，以及针对各个用户的并串转换部24、解调部25、解交织部26、信道解码部27。

为了更好的进行频域多用户检测，在频域MUD部22之前可以进一步增加均衡部21，用以平滑多径衰落。

在此基础上，为了能够自适应的控制处理部分的长度，即每个用户的符号长度M，该接收机进一步包括处理时延检测部23。

以下将具体说明各部件的构成及其功能。

其中，均衡部用于根据接收机获得的同步信息以及信道估计信息进行信道均衡，平滑多径衰落。

频域MUD部22用于对消除多径衰落的多用户信号进行频域多用户检测，去除多个用户之间的干扰，从而获得更可靠的检测结果。同时，将各个用户的数据分别输入到对应的并串转换部24。

并串转换部24用于对用户的数据进行并串转换，将并行输入的数据串行输出。

解调部25，采用与用户发射机对应的解调方法，对符号序列初步检测结果进行解调，获得相应的解调数据。

解交织部26，采用与用户发射机对应的解交织方法，对解调后的符号序列进行解交织，获得相应的解交织数据。

信道解码部27，采用与用户发射机对应的信道解码方法，对解交织后的符号序列进行信道解码，获得最终的信息检测结果。

处理时延检测部23，用于对频域MUD部22的检测时间进行计时，根据计时结果对处理部分中的符号的数量M进行调整，并将调整后的M值通知各用户发射机。这里，一种可行的方案是，当计时结果表示检测时间较长时，将减少M值的大小，并且，当计时结果表示检测时间较短时，则增加M值。

图3为频域MUD部22的结构示意图。该频域MUD部22包括处理部分选取单元221、串并转换单元222、第一N组M点FFT单元223、频域MMSE-MUD单元(频域最小均方误差多用户检测单元)224、K组M点IFFT单元225、扩频码矩阵形成单元226、第二N组M点FFT单元227、以及分块对角矩阵形成单元228。

其中，该处理部分选取单元221用于以最先达到的用户为基准，选取各个用户的处理部分。如图4所示，假设最先到达的用户是用户1，依次为用户2，...，用户K。此时，处理部分选择单元将以最先到达的用户1作为基准来选取各个用户的处理部分。也就是，从图4可以看出，对于用户1而言，其所选取的处理部分正好是M个符号，而对于用户2至用户K来说，其可能保留部分循环前缀，去除了部分符号。图上用户K所去除的符号数最多，假设为Q，代表最大的码片偏移量。但是，对于所有用户而言，所选择的处理部分的长度相等，均为M个符号的长度。

该串并转换单元222将处理部分选取单元221选取出的M个符号进行串并转换，将生成的N×M个并行的时域输出输入到第一N组M点FFT单元223。

如图5所示，该第一N组M点FFT单元223具有N个FFT单元。这里，将M个符号的前M个点输入到第一个FFT单元，然后依此类推，最后M个点输入到第N个FFT单元。每个FFT单元对N×M个并行时域输出信号中的M个点进行快速傅立叶变换，并输出快速傅立叶变换后的M个频域输出信号。所有的N个FFT单元并行地将总共N×M个频域输出(这里假设为y)输出到频域MMSE-MUD单元224。

另一方面，如图6所示，扩频码矩阵形成单元226将根据各用户数据的发送时间(t₁，t₂，...t_k)，依次将K个用户的扩频码作为扩频码矩阵的元素，形成扩频码矩阵。其中，该扩频码矩阵总共N×M行，K列，每列中包括一个用户的扩频码，图中空白部分表示元素为0。

第二N组M点FFT单元227同第一N组M点FFT单元223结构相同，依次对扩频码矩阵的每一列中的N×M个元素执行类似处理。也就是，N×M个元素并行地输入到对应的FFT单元中进行快速傅立叶变换，每个FFT单元输出快速傅立叶变换后的M个频域信号。对于每个用户，所有N个FFT单元总共获得N×M个频域输出信号。对于所有用户，K×N×M个频域输出信号构成上述时域扩频码矩阵对应的频域扩频码矩阵。

分块对角矩阵形成单元228，如图7所示，按照N行K列为一个分块，将第二N组M点FFT单元227输入的频域扩频码矩阵分成M个分块，这些分块构成分块对角矩阵∧的对角线上的各个元素。

频域MMSE-MUD单元224，根据第一N组M点FFT单元223输入的频域信号y，分块对角矩阵形成单元228输入的分块对角矩阵∧，以及噪声估计设备(图未示)获得的频域噪声方差σ²，按照下述公式计算与y对应的频域输出x：

x＝(Λ^TΛ+σ²)^-1Λ^Ty

上式中，∧^T表示分块对角矩阵∧的转置矩阵。

然后，频域MMSE-MUD单元224将频域信号x输入到K组M点IFFT单元225。该频域信号x包括M×K个符号，也就是经过频域MMSE-MUD 单元224后，分离出了各个用户的频域符号。

如图8所示，K组M点IFFT单元225具有K个IFFT单元，每个IFFT单元针对其对应用户的M个频域符号分别进行逆快速傅立叶变换，并行地将该用户的M个时域符号输出到该用户的并串转换部24执行后续的信号处理。

相比在时域上进行的传统的多用户检测，本发明通过在用户发射机中的保护间隔插入部16插入保护间隔，并且保护间隔的长度比信道时延扩展时间更长，使得接收机可以按照最先到达的用户的定时选取处理单元。同时，本发明通过将传统时域上的多用户检测转化成频域上的多用户检测，在不丢失任何信息取得相同检测效果的前提下，显著地降低了处理复杂度。

图9和图10分别给出了传统时域MMSE多用户检测和本发明提出的频域MMSE多用户检测，在不同长度的处理单位和不同用户数情况下，二者算法复杂度的比较。比较条件是：扩频比N为64，最大异步值Q为4个码片。

从图9和图10可以看出，在相同的条件下，本发明的频域多用户检测相比传统的事域多用户检测具有更小的算法复杂度。

图11和12分别给出了传统时域MMSE多用户检测和本发明提出的频域MMSE多用户检测，在单径瑞利衰落信道下的误码率仿真结果。比较条件是：扩频比N为64，最大异步值Q为4个码片，处理单位长度M为32个符号。

从图11和图12可以看出，当用户数分别为20(图11)和30(图12)时，发明所提出的频域MMSE多用户检测在相当的误码率性能情况下，复杂度较普通的时域MMSE多用户检测有了明显的降低。

Claims

1.一种无线通信系统，包括用户发射机和基站接收机，其特征在于，

所述用户发射机包括：

保护间隔插入部，用于在扩频后的用户数据分组中插入循环前缀将用户数据分组分成多个处理部分，其中，每个处理部分中具有M个扩频后的符号，扩频码长度为N；

所述基站接收机包括：

频域MUD部，用于对K个用户的处理部分进行频域多用户检测，去除K个用户之间的干扰，

其中，K、M、N均为自然数；

所述频域MUD部包括：

处理部分选取单元，用于以最先达到的用户为基准，选取K个用户中每个用户的处理部分；

串并转换单元，将处理部分选取单元选取出的M个扩频后的符号进行串并转换，生成N×M个并行的时域输出；

第一N组M点FFT单元，其具有N个FFT单元，每个FFT单元对上述N×M个并行时域输出中的M个点进行快速傅立叶变换，N个FFT单元并行地输出N×M个频域输出；

扩频码矩阵形成单元，根据各用户的发送时间，依次将K个用户的扩频码作为扩频码矩阵的元素，形成N×M行，K列的时域扩频码矩阵；

第二N组M点FFT单元，其具有N个FFT单元，依次对上述扩频码矩阵的每一列中的N×M个元素按照N×M个元素并行地输入到对应的FFT单元中进行快速傅立叶变换，获得上述时域扩频码矩阵对应的频域扩频码矩阵；

分块对角矩阵形成单元，按照N行K列为一个分块，将第二N组M点FFT单元的频域扩频码矩阵分成M个分块，每个分块构成分块对角矩阵对角线上的一个元素；

频域MMSE-MUD单元，根据第一N组M点FFT单元输入的N×M个频域输出，分块对角矩阵形成单元输入的分块对角矩阵，以及频域噪声方差，计算与第一N组M点FFT单元输入的N×M个频域输出对应的、M×K个符号的频域输出；

K组M点IFFT单元，具有K个IFFT单元，每个IFFT单元针对其对应用户的M个频域符号分别进行逆快速傅立叶变换，并行地输出该用户的M个时域符号。

2.如权利要求1所述的无线通信系统，其特征在于，

所述基站接收机进一步包括：

均衡部，用于根据接收机获得的同步信息以及信道估计信息进行信道均衡，并将均衡后的接收信号输入上述频域MUD部。

3.如权利要求1或2所述的无线通信系统，其特征在于，

所述基站接收机进一步包括：

处理时延检测部，用于对频域MUD部的检测时间进行计时，根据计时结果对处理部分中的符号的数量M进行调整，并将调整后的M值通知各用户发射机的保护间隔插入部。

4.一种无线通信方法，包括以下步骤：

步骤20，对K个用户的处理部分进行频域多用户检测，去除K个用户之间的干扰，其中，K、M、N均为自然数；

其中，所述频域多用户检测包括以下步骤：

步骤21，以最先达到的用户为基准，选取K个用户中每个用户的处理部分；

步骤22，将选取出的M个扩频后的符号进行串并转换，生成N×M个并行的时域输出；

步骤23，对上述N×M个并行时域输出进行快速傅立叶变换，并行地输出N×M个频域输出；

步骤24，根据各用户的发送时间，依次将K个用户的扩频码作为扩频码矩阵的元素，形成N×M行，K列的时域扩频码矩阵；

步骤25，对上述扩频码矩阵的每一列中的N×M个元素按照N×M个元素并行地输入到对应的FFT单元中进行快速傅立叶变换，获得上述时域扩频码矩阵对应的频域扩频码矩阵；

步骤26，按照N行K列为一个分块，将上述频域扩频码矩阵分成M个分块，每个分块构成分块对角矩阵对角线上的一个元素；

步骤27，根据步骤23中的N×M个频域输出，分块对角矩阵，以及频域噪声方差，计算与步骤23中的N×M个频域输出对应的、M×K个符号的频域输出；

步骤28，对每个用户的M个频域符号分别进行逆快速傅立叶变换，并行地输出该用户的M个时域符号。

5.如权利要求4所述的方法，其中，在步骤10和步骤20之间进一步包括：

步骤11，根据同步信息以及信道估计信息进行信道均衡。

6.如权利要求4或5所述的方法，其中，进一步包括：

步骤30，对频域多用户检测的检测时间进行计时，根据计时结果对处理部分中的符号的数量M进行调整。