CN101677249B - 时分同步码分多址系统的联合检测方法及接收设备 - Google Patents

Abstract

本发明涉及时分同步码分多址系统，公开了一种时分同步码分多址系统的联合检测方法及接收设备。本发明中，接收端通过将收到的时域接收信号、信394道响应、扩频码变换为频域信号，利用变换后的频域信号构造分块对角矩阵，从而将TD-SCDMA时域联合检测问题转换到频域处理。由于通过时域信号到频域信号的变换，将联合检测问题转换为了分块对角矩阵求逆的问题，而分块对角矩阵的构造简单，因此大大降低了运算量，从而降低了TD-SCDMA联合检测技术的实现复杂度。

Description

时分同步码分多址系统的联合检测方法及接收设备

技术领域

本发明涉及时分同步码分多址系统，特别涉及时分同步码分多址系统的接收技术。

背景技术

第三代移动通信系统是能够满足国际电信联盟提出的国际移动通信(International Mobile Telecommunication 2000，简称“IMT-2000”)/未来公众陆地移动电话系统(Future Public Land Mobile Telephone Systems，简称“FPLMTS”)系统标准的新一代移动通信系统，要求具有很好的网络兼容性，能够实现全球范围内多个不同系统间的漫游，不仅要为移动用户提供话音及低速率数据业务，而且要提供广泛的多媒体业务。根据这一标准，目前世界上已提出了宽带码分多址(Wide-band Code Division Multiple Access，简称“WCDMA”)、时分同步码分多址(Time Division Synchronous CodeDivisionMultiple Access SCDMA，简称“TD-SCDMA”)等第三代移动通信系统方案。

其中，TD-SCDMA(时分双工同步码分多址接入)技术作为由中国提出的第三代移动通信系统标准，该标准结合了时分双工、码分多址、联合检测、智能天线、接力切换等一系列高新技术，具有频谱利用率高、开发成本低、适应非对称传输等特点，具有广阔的应用前景。TD-SCDMA系统中的传输接收技术可参见专利号为11061257的美国专利。

联合检测技术作为TD-SCDMA系统的关键技术之一，也是系统实现上的难点。其作用是根据接收到的信号以及信道、码道信息，同时检测出发送端的多个用户或者码道上携带的数据信息，TD-SCDMA系统的时隙格式如图1所示。在接收端，目前采用的联合检测方法如图2(其中的ESA和ESB分别表示对上三角和下三角方程组的回代求解)所示，在联合检测中使用了MMSE-BLE(最小均方误差分块线性均衡)算法，为避免大矩阵求逆造成的复杂度，根据相关矩阵的特殊结构使用Cholesky(乔利斯基)分解方法将其分解为上三角和下三角矩阵，然后使用两次回代进行求解。然而，本发明的发明人发现，这种传统处理方法具有以下缺点：

1)运算基本上在维度较大的矩阵上进行操作，需要极大的运算量；

2)计算过程中为了简化，根据矩阵的结构特点使用了一些近似计算，进一步降低了接收性能；

3)实现结构以串行为主，并行化程度不高，不便于硬件实现。

发明内容

本发明的目的在于提供一种时分同步码分多址系统的联合检测方法及接收设备，降低TD-SCDMA联合检测技术的实现复杂度。

为解决上述技术问题，本发明的实施方式提供了一种时分同步码分多址系统的联合检测方法，包含以下步骤：

将收到的时域信号、信道响应、扩频码变换为频域信号；

根据变换后的频域信号构造分块对角矩阵，对所述构造的分块对角矩阵进行求逆运算，将所述求逆运算的结果与经过重新排序的频域匹配滤波的输出相乘；

将所述相乘后的结果重新排序，并分解为K个等长小段，所述K为用户数；

将每个所述小段变换为时域信号，根据变换为时域信号的每个小段，得到每个用户的发送数据。

本发明的实施方式还提供了一种时分同步码分多址系统的接收设备，包含：

第一变换模块，用于将收到的时域信号、信道响应、扩频码变换为频域信号；

计算模块，用于根据所述第一变换模块变换后的频域信号构造分块对角矩阵，对所述构造的分块对角矩阵进行求逆运算，将所述求逆运算的结果与经过重新排序的频域匹配滤波的输出相乘；

分解模块，用于将所述计算模块得到的相乘结果重新排序，并分解为K个等长小段，所述K为用户数；

第二变换模块，用于将经所述分解模块分解得到的每个所述小段变换为时域信号；

数据获取模块，用于根据经所述第二变换模块变换后的每个小段，得到每个用户的发送数据。

本发明实施方式与现有技术相比，主要区别及其效果在于：

接收端通过将收到的时域接收信号、信道响应、扩频码变换为频域信号，利用变换后的频域信号构造分块对角矩阵，从而将TD-SCDMA时域联合检测问题转换到频域处理。由于通过时域信号到频域信号的变换，将联合检测问题转换为了分块对角矩阵求逆的问题，而分块对角矩阵的构造简单，因此大大降低了运算量，从而降低了TD-SCDMA联合检测技术的实现复杂度。而且，对分块对角矩阵的求逆实际上可通过对一系列小矩阵求逆获得，每个小矩阵的单独求逆复杂度低，可以通过并行计算，从而充分利用了硬件实现高效求解。

通过在信道响应、扩频码的尾部填零后作FFT变换，使得接收端可利用高效的FFT算法将时域系统矩阵变为频域系统矩阵。

在将收到的时域信号变换为频域信号时，将发送端对用户的数据块进行的扩频运算等效为为每个用户的每个数据后补充Q-1个0所形成的序列，与扩频码的卷积，可方便地实现使用FFT将扩频运算等效为频域乘法。

利用尾部添零的信道响应和尾部添零的扩频码的频域形式来构造正定的子矩阵，使得矩阵的构造过程更为简单，并且求逆运算的运算量也较小。

附图说明

图1是根据现有技术中的TD-SCDMA的时隙格式示意图；

图2是根据现有技术中的传统联合检测算法示意图；

图3是根据本发明第一实施方式的时分同步码分多址系统的联合检测方法流程图；

图4是根据本发明第一实施方式的时分同步码分多址系统的联合检测方法示意图；

图5是根据本发明第二实施方式的时分同步码分多址系统的接收设备示意图。

具体实施方式

在以下的叙述中，为了使读者更好地理解本申请而提出了许多技术细节。但是，本领域的普通技术人员可以理解，即使没有这些技术细节和基于以下各实施方式的种种变化和修改，也可以实现本申请各权利要求所要求保护的技术方案。

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明的实施方式作进一步地详细描述。

本发明的第一实施方式涉及一种时分同步码分多址系统的联合检测方法，具体如图3所示。

在步骤310中，接收端将收到的时域信号、信道响应、扩频码变换为频域信号。具体地说，假设发送端在时刻n(1≤n≤N)发给第k(1≤k≤K)个用户的数据表示为

，其扩频码为c^(k)，扩频因子为Q，扩频后的信号为

，相应的信道响应为

，信道响应的长度为L，接收端的加性白高斯噪声为ζ_n，接收端收到的信号为r_n，N实际上为一个用户数据块的长度，K为用户数。

由于发送端在发送信号前，需要对原始数据进行扩频运算，在本实施方式中，将发送端对用户的原始数据进行的扩频运算等效为为每个用户的每个数据后补充Q-1个0所形成的序列，与扩频码的卷积。记 ${\tilde{s}}_n^{\left(k\right)}=[s_n^{\left(k\right)},0_{1\×(Q-1)}],$ 即为将每个

补充Q-1个0形成的序列，则有

$x_n^{\left(k\right)}={\{{\tilde{s}}_n^{\left(k\right)}\⊗c^{\left(k\right)}\}}_{[1:Q]}---\left(1\right)$

$r_n=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\left\{x_n^{\left(k\right)}\right\}\⊗\left\{h_n^{\left(k\right)}\right\}+{\mathrm{\ζ}}_n$

$=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\left\{{\tilde{s}}_n^{\left(k\right)}\right\}\⊗c^{\left(k\right)}\⊗\left\{h_n^{\left(k\right)}\right\}+{\mathrm{\ζ}}_n---\left(2\right)$

其中

表示从向量

中取出前Q项组成的序列，

表示卷积运算。对(2)式中的接收序列r_n、

c^(k)、

分别补0至长度M，可以导出当补0的个数足够多使得M≥QN+L-1时，式(2)中的线性卷积运算与长度为M的循环卷积运算等价，实际中M取为Q的整数倍。

对补零后的r_n作快速傅里叶变换(Fast Fourier Transform，简称“FFT”)变换，将收到的时域信号r_n变换为频域信号R_m，得到：

$R_m=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{S}_m^{\left(k\right)}{C}^{\left(k\right)}{H}_m^{\left(k\right)}+{\mathrm{\θ}}_m,0\≤m\≤M-1---\left(3\right)$

其中C^(k)、

θ_m分别由补零后的

c^(k)、

{ζ_n}的M点FFT得到。当然，在为收到的时域接收信号尾部添零，以便变换为频域信号之前，还需利用训练序列进行信道估计、并使用估计出来的信道进行Midamble(中导码)干扰抵消。

在本步骤中，将发送端对用户的数据块进行的扩频运算等效为为每个用户的每个数据后补充Q-1个0所形成的序列，与扩频码的卷积，可方便地实现使用FFT将扩频运算等效为频域乘法。并且，通过在信道响应、扩频码的尾部填零后作FFT变换，以便于在后续中接收端可利用高效的FFT算法将时域系统矩阵变为频域系统矩阵。

在步骤320中，接收端根据变换后的频域信号构造分块对角矩阵，对构造的分块对角矩阵进行求逆运算，将求逆运算的结果与经过重新排序的频域匹配滤波的输出相乘，并将相乘后的结果重新排序。具体地说，接收端根据以频域信号表示的信道响应、扩频码构建频域系统矩阵，该频域系统矩阵由多个对角矩阵构成，使用该频域系统矩阵中的对角子矩阵进行乘法和加法形成一个正定矩阵，并将其行与列进行以q＝M/Q为间隔的抽取构造出q个K×K的小矩阵，对经运算和排列后得到的各个小矩阵分别进行求逆运算。对频域系统矩阵进行共轭转置后，与以频域信号表示的接收信号相乘，得到频域匹配滤波的输出，将频域匹配滤波输出序列分别以第1到q个元素为起始位置，以q＝M/Q为间隔进行抽取，得到的q个序列，将q个小矩阵的求逆运算结果与q个由频域匹配滤波抽取得到的输出序列相乘，并将相乘得到的q个序列级联，级联后再重新排序。

针对上述案例，令 ${\mathrm{\Λ}}_m^{\left(k\right)}=C^{\left(k\right)}{H}_m^{\left(k\right)},$ 则(3)式可写成矩阵形式为

进一步记为

$R=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Λ}}^{\left(k\right)}{S}^{\left(k\right)}+\mathrm{\θ}---\left(4\right)$

由于 ${\tilde{s}}_n^{\left(k\right)}=[s_n^{\left(k\right)},0_{1\×(Q-1)}],$ 其特征是在有用数据中间填充Q-1个0而组成，根据FFT性质可以导出，其FFT是由Q个相同的频域序列组成，即

$S^{\left(k\right)}={[{\tilde{S}}^{\left(k\right)T},{\tilde{S}}^{\left(k\right)T},...,{\tilde{S}}^{\left(k\right)T}]}^T---\left(5\right)$

其中 ${\tilde{S}}^{\left(k\right)}=\mathrm{FFT}\left\{{[t_1^{\left(k\right)},t_2^{\left(k\right)},...t_q^{\left(k\right)}]}^T\right\},$ 而q＝M/Q，且 $t_n^{\left(k\right)}=\left\{\begin{array}{cc}{s}_n^{\left(k\right)}& 1\&le;n\&le;N\\ 0& N<n\&le;q\end{array}\right.,$ 由矩阵性质可知(5)式可化为

$S^{\left(k\right)}{=\left[\begin{array}{c}{I}_q\\ I_q\\ \&CenterDot;\\ \&CenterDot;\\ \&CenterDot;\\ I_q\end{array}\right]}_{\mathrm{qQ}\&times;q}\&CenterDot;{\tilde{S}}^{\left(k\right)}=P{\tilde{S}}^{\left(k\right)},$ 其中 $P={\left[\begin{array}{c}{I}_q\\ I_q\\ \&CenterDot;\\ \&CenterDot;\\ \&CenterDot;\\ I_q\end{array}\right]}_{\mathrm{qQ}\&times;q},$ 代入(4)可得

$R=[{\mathrm{\&Lambda;}}^{\left(1\right)}P,{\mathrm{\&Lambda;}}^{\left(2\right)}P,...,{\mathrm{\&Lambda;}}^{\left(K\right)}P]\left[\begin{array}{c}{\tilde{S}}^{\left(1\right)}\\ {\tilde{S}}^{\left(2\right)}\\ \&CenterDot;\\ \&CenterDot;\\ \&CenterDot;\\ {\tilde{S}}^{\left(K\right)}\end{array}\right]+\mathrm{\&theta;}=T_{M\&times;\mathrm{Kq}}\tilde{S}+\mathrm{\&theta;}---\left(6\right)$

其中 $T=[{\mathrm{\&Lambda;}}^{\left(1\right)}P,{\mathrm{\&Lambda;}}^{\left(2\right)}P,...,{\mathrm{\&Lambda;}}^{\left(K\right)}P],\tilde{S}=\left[\begin{array}{c}{\tilde{S}}^{\left(1\right)}\\ {\tilde{S}}^{\left(2\right)}\\ \&CenterDot;\\ \&CenterDot;\\ \&CenterDot;\\ {\tilde{S}}^{\left(K\right)}\end{array}\right]$

由于

可知矩阵T由Q×K个子块组成，且每个子块为q×q的对角阵。一般情况下，可以保证矩阵T为列满秩矩阵。

根据式(6)可以导出迫零解表达式为：

${\tilde{S}}_{\mathrm{ZF}}=T^{+}R={\left(T^{H}T\right)}^{-1}{T}^{H}R={\left(T^{H}T\right)}^{-1}\tilde{R}---\left(7\right)$

MMSE解表达式为：

${\tilde{S}}_{\mathrm{MMSE}}={(T^{H}T+\frac{1}{\mathrm{\&rho;}}I)}^{-1}{T}^{H}R={(T^{H}T+\frac{1}{\mathrm{\&rho;}}I)}^{-1}\tilde{R}---\left(8\right)$

其中ρ为信噪比，

为频域匹配滤波，而

$\tilde{R}=T^{H}R={[{\tilde{r}}_1,{\tilde{r}}_2,...,{\tilde{r}}_{\mathrm{Kq}}]}^T---\left(9\right)$

由于矩阵T的分块对角特性，上述迫零解与MMSE解都是容易求解的，具体计算过程如下。

对于迫零解，关键是求出(T^HT)^-1，从上述推导过程可知，T^HT为K×K的分块矩阵，而每个分块都为q×q的对角阵，其中第(a，b)个子块可以表示为

则有

$T^{H}T=\left[\begin{array}{cccc}{u}_{\mathrm{1,1}}& u_{\mathrm{1,2}}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& u_{1,K}\\ u_{\mathrm{2,1}}& u_{\mathrm{2,2}}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& u_{2,K}\\ \&CenterDot;& \&CenterDot;& & \&CenterDot;\\ \&CenterDot;& \&CenterDot;& & \&CenterDot;\\ \&CenterDot;& \&CenterDot;& & \&CenterDot;\\ u_{K,1}& u_{K,2}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& u_{K,K}\end{array}\right].$

记 $\tilde{R}={[{\tilde{r}}_1,{\tilde{r}}_2,\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,{\tilde{r}}_{\mathrm{Kq}}]}^T,$ 且

${\tilde{r}}_j={[{\tilde{r}}_j,{\tilde{r}}_{q+j},{\tilde{r}}_{2q+j}...,{\tilde{r}}_{(K-1)q+j}]}^T(1\&le;j\&le;q)---\left(11\right)$

记对角阵U_a，b的对角线上第j个元素为[U_a，b]_j(1≤j≤q)，且

${\tilde{u}}_j=\left[\begin{array}{cccc}{\left[u_{\mathrm{1,1}}\right]}_j& {\left[u_{\mathrm{1,2}}\right]}_j& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& {\left[u_{1,K}\right]}_j\\ {\left[u_{\mathrm{2,1}}\right]}_j& {\left[u_{\mathrm{2,2}}\right]}_j& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& {\left[u_{2,K}\right]}_j\\ \&CenterDot;& \&CenterDot;& & \&CenterDot;\\ \&CenterDot;& \&CenterDot;& & \&CenterDot;\\ \&CenterDot;& \&CenterDot;& & \&CenterDot;\\ {\left[u_{K,1}\right]}_j& {\left[u_{K,2}\right]}_j& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& {\left[u_{K,K}\right]}_j\end{array}\right]---\left(12\right)$

记

$\tilde{S}={[{\tilde{s}}_1,{\tilde{s}}_2,...{\tilde{s}}_{\mathrm{Kq}}]}^T,$ 且

则迫零解满足如下式子

该式等价于

把

中的元素重新排列，按照(13)式构造出

也就是说，根据式(14)求得

(1≤j≤q)之后，就可以等价得到频域符号

在本步骤中，利用尾部添零的信道响应和尾部添零的扩频码的频域形式来构造正定的子矩阵，使得矩阵的构造过程更为简单，并且求逆运算的运算量也较小。

接着，在步骤330中，将频域符号

分解为K个等长小段，其中，K为用户数，即将S划分为K个长度为q的子序列。

接着，在步骤340中，通过逆向快速傅立叶变换(Inverse Fast FourierTransform，简称“IFFT”)，将步骤330中得到的K个等长小段变换为时域信号，对变换后的K段时域信号分别取前面的N(一个用户数据块的长度)个数据即得到每个用户的发送数据。针对上述案例，将

划分为K个长度为q的子序列后分别进行q点的IFFT就可以得到每个用户时域的发送符号，如果q>N则对于每个用户的IFFT的输出只需取前N项即可。

本实施方式的联合检测方法示意图如图4所示，由于在本实施方式中，充分利用了成熟的FFT/IFFT快速运算来对联合检测问题进行处理，从而方便地将时域大矩阵求逆的问题转化为数个频域小矩阵的求逆问题，而这些小矩阵求逆的过程完全相同，可以并行处理。由于在本实施方式中，将联合检测所需的大矩阵求逆运算分解为q个K×K的小矩阵求逆，运算量大大减少，从而降低了TD-SCDMA联合检测技术的实现复杂度，并且求解过程中没有引入近似运算，计算精度较高。此外计算过程中的绝大部分都是在较低维度的矩阵上进行，因此具有运算速度快、精度高和便于硬件并行实现的特点。

需要说明的是，本实施方式的案例中针对的是迫零解，而对于MMSE解，只是在T^HT上叠加了一个单位阵，仅仅影响对角线上的分块矩阵U_p，p(1≤p≤K)，而T^HT的形状和分块对角特性都没有变化，因此，计算过程也与上述过程完全一样。

另外，值得一提的是，本发明的方法实施方式可以以软件、硬件、固件等等方式实现。不管本发明是以软件、硬件、还是固件方式实现，指令代码都可以存储在任何类型的计算机可访问的存储器中(例如永久的或者可修改的，易失性的或者非易失性的，固态的或者非固态的，固定的或者可是换的介质等等)。同样，存储器可以例如是可编程阵列逻辑(Programmable Array Logic，简称“PAL”)、随机存取存储器(Random Access Memory，简称“RAM”)、可编程只读存储器(Programmable Read Only Memory，简称“PROM”)、只读存储器(Read-Only Memory，简称“ROM”)、电可擦除可编程只读存储器(Electrically Erasable Programmable ROM，简称“EEPROM”)、磁盘、光盘、数字通用光盘(Digital Versatile Disc，简称“DVD”)等等。

本发明的第二实施方式涉及一种时分同步码分多址系统的接收设备，如图5所示，包含：第一变换模块，用于将收到的时域信号、信道响应、扩频码变换为频域信号；计算模块，用于根据第一变换模块变换后的频域信号构造分块对角矩阵，对构造的分块对角矩阵进行求逆运算，将求逆运算的结果与经过重新排序的频域匹配滤波的输出相乘；分解模块，用于将计算模块得到的相乘结果重新排序，并分解为K个等长小段，其中K为用户数；

第二变换模块，用于将经分解模块分解得到的每个小段变换为时域信号；

数据获取模块，用于根据经第二变换模块变换后的每个小段，得到每个用户的发送数据。

其中，第一变换模块通过FFT将收到的时域信号、信道响应、扩频码变换为频域信号；第二变换模块通过IFFT将每个小段变换为时域信号。数据获取模块通过提取经第二变换模块变换后的每个小段中的前N个数据，得到每个用户的发送数据，其中，N为一个用户数据块的长度。

本实施方式中的接收设备还包含填零模块和获取模块。

其中，填零模块用于在收到的时域信号、信道响应、扩频码的尾部分别补充零，将收到的时域信号、信道响应、扩频码的长度分别增至为M，M大于或等于QN+L-1且为Q的整数倍，其中，Q为扩频因子，N为一个用户数据块的长度；L为信道响应的长度。该填零模块将尾部补充零后的时域信号、信道响应、扩频码输出给第一变换模块。第一变换模块在将收到的时域信号变换为频域信号时，将发送端对用户的数据块进行的扩频运算等效为为每个用户的每个数据后补充Q-1个0所形成的序列，与扩频码的卷积。

在计算模块中包含以下子模块：

频域系统矩阵构建子模块，用于根据以频域信号表示的信道响应、扩频码构建频域系统矩阵，频域系统矩阵由多个对角矩阵构成；

小矩阵构建子模块，用于使用频域系统矩阵中的对角子矩阵进行乘法和加法形成一个正定矩阵，并将其行与列进行以q＝M/Q为间隔的抽取构造出q个K×K的小矩阵；

求逆运算子模块，用于对小矩阵构建子模块所构建的各个小矩阵分别进行求逆运算；

排序子模块，用于将频域匹配滤波输出序列分别以第1到q个元素为起始位置，以q＝M/Q为间隔进行抽取，得到的q个序列；

乘法运算子模块，用于将求逆运算子模块得到的q个小矩阵的求逆运算结果，与排序子模块得到的q个序列相乘，并将相乘得到的q个序列级联。

本实施方式中的获取模块用于对频域系统矩阵进行共轭转置后，与经第一变换模块变换后的以频域信号表示的接收信号相乘，得到频域匹配滤波的输出；

获取模块通过与第一变换模块的交互，获取到以频域信号表示的接收信号；通过与计算模块的交互，获取到频域系统矩阵，并将频域匹配滤波的输出发送给该计算模块。

需要说明的是，本实施方式中提到的各模块都是逻辑单元，在物理上，一个逻辑单元可以是一个物理单元，也可以是一个物理单元的一部分，还可以以多个物理单元的组合实现，这些逻辑单元本身的物理实现方式并不是最重要的，这些逻辑单元所实现的功能的组合是才解决本发明所提出的技术问题的关键。

此外，为了突出本发明的创新部分，本实施方式并没有将与解决本发明所提出的技术问题关系不太密切的单元引入，这并不表明本实施方式并不存在其它的单元。本实施方式所涉及的设备可以用于完成第一实施方式中提到的方法流程。因此在第一实施方式中提到的所有技术细节及其达到的效果在本实施方式中依然有效，为了减少重复，这里不再赘述。

虽然通过参照本发明的某些优选实施例，已经对本发明进行了图示和描述，但本领域的普通技术人员应该明白，可以在形式上和细节上对其作各种改变，而不偏离本发明的精神和范围。

Claims (10)

1.一种时分同步码分多址系统的联合检测方法，其特征在于，包含以下步骤：

在收到的时域信号、信道响应、扩频码的尾部分别补充零，将所述收到的时域信号、信道响应、扩频码的长度分别增至为M；其中M大于或等于QN+L-1，并且M为Q的整数倍，其中，Q为扩频因子，N为一个用户数据块的长度，L为信道响应的长度；

将尾部补充零后的时域信号、信道响应、扩频码变换为频域信号；

根据变换后的频域信号构造分块对角矩阵，对所述构造的分块对角矩阵进行求逆运算，将所述求逆运算的结果与经过重新排序的频域匹配滤波的输出相乘；

将所述相乘后的结果重新排序，并分解为K个等长小段，所述K为用户数；

将每个所述小段变换为时域信号，根据变换为时域信号的每个小段，得到每个用户的发送数据；

所述根据变换后的频域信号构造分块对角矩阵，对所述构造的分块对角矩阵进行求逆运算的步骤中，包含以下子步骤：

根据以频域信号表示的信道响应、扩频码构建频域系统矩阵，所述频域系统矩阵由多个对角子矩阵构成；

使用所述频域系统矩阵中的对角子矩阵进行乘法和加法形成一个正定矩阵，并将其行与列进行以q＝M/Q为间隔的抽取构造出q个K×K的小矩阵；

对经所述运算和排列后得到的各个小矩阵分别进行求逆运算；

所述将所述求逆运算的结果与经过重新排序的频域匹配滤波的输出相乘的步骤中，包含以下子步骤：

将频域匹配滤波输出序列分别以第1到q个元素为起始位置，以q＝M/Q为间隔进行抽取，得到q个序列；

将所述q个小矩阵的求逆运算结果与所述q个由频域匹配滤波抽取得到的输出序列相乘，并将相乘得到的q个序列级联。

2.根据权利要求1所述的时分同步码分多址系统的联合检测方法，其特征在于，

通过快速傅里叶变换FFT将所述收到的时域信号、信道响应、扩频码变换为频域信号；

通过逆向快速傅立叶变换IFFT将每个所述小段变换为时域信号。

3.根据权利要求2所述的时分同步码分多址系统的联合检测方法，其特征在于，在将收到的时域信号变换为频域信号时，将发送端对用户的数据块进行的扩频运算等效为为每个用户的每个数据后补充Q-1个0所形成的序列，与扩频码的卷积。

4.根据权利要求3所述的时分同步码分多址系统的联合检测方法，其特征在于，还包含以下步骤：

对所述频域系统矩阵进行共轭转置后，与以频域信号表示的接收信号相乘，得到所述频域匹配滤波的输出。

5.根据权利要求1至4中任一项所述的时分同步码分多址系统的联合检测方法，其特征在于，所述根据变换为时域信号的每个小段，得到每个用户的发送数据的步骤中，包含以下子步骤：

提取所述变换为时域信号的每个小段中的前N个数据，得到每个用户的发送数据，其中，N为一个用户数据块的长度。

6.一种时分同步码分多址系统的接收设备，其特征在于，包含：

填零模块，用于在收到的时域信号、信道响应、扩频码的尾部分别补充零，将所述收到的时域信号、信道响应、扩频码的长度分别增至为M，并输出给第一变换模块；其中M大于或等于QN+L-1，并且M为Q的整数倍，其中，Q为扩频因子，N为一个用户数据块的长度，L为信道响应的长度；

第一变换模块，用于将从填零模块接收的尾部补充零后的时域信号、信道响应、扩频码变换为频域信号；

计算模块，用于根据所述第一变换模块变换后的频域信号构造分块对角矩阵，对所述构造的分块对角矩阵进行求逆运算，将所述求逆运算的结果与经过重新排序的频域匹配滤波的输出相乘；

分解模块，用于将所述计算模块得到的相乘结果重新排序，并分解为K个等长小段，所述K为用户数；

第二变换模块，用于将经所述分解模块分解得到的每个所述小段变换为时域信号；

数据获取模块，用于根据经所述第二变换模块变换后的每个小段，得到每个用户的发送数据；

所述计算模块包含以下子模块：

频域系统矩阵构建子模块，用于根据以频域信号表示的信道响应、扩频码构建频域系统矩阵，所述频域系统矩阵由多个子对角矩阵构成；

小矩阵构建子模块，用于使用所述频域系统矩阵中的对角子矩阵进行乘法和加法形成一个正定矩阵，并将其行与列进行以q＝M/Q为间隔的抽取构造出q个K×K的小矩阵；

求逆运算子模块，用于对所述小矩阵构建子模块所构建的各个小矩阵分别进行求逆运算；

排序子模块，用于将频域匹配滤波输出序列分别以第1到q个元素为起始位置，以q＝M/Q为间隔进行抽取，得到q个序列；

乘法运算子模块，用于将所述求逆运算子模块得到的所述q个小矩阵的求逆运算结果，与所述排序子模块得到的q个序列相乘，并将相乘得到的q个序列级联。

7.根据权利要求6所述的时分同步码分多址系统的接收设备，其特征在于，

所述第一变换模块通过快速傅里叶变换FFT将所述收到的时域信号、信道响应、扩频码变换为频域信号；

所述第二变换模块通过逆向快速傅立叶变换IFFT将每个所述小段变换为时域信号。

8.根据权利要求7所述的时分同步码分多址系统的接收设备，其特征在于，

所述第一变换模块在将收到的时域信号变换为频域信号时，将发送端对用户的数据块进行的扩频运算等效为为每个用户的每个数据后补充Q-1个0所形成的序列，与扩频码的卷积。

9.根据权利要求8所述的时分同步码分多址系统的接收设备，其特征在于，还包含：

获取模块，用于对频域系统矩阵进行共轭转置后，与经所述第一变换模块变换后的以频域信号表示的接收信号相乘，得到所述频域匹配滤波的输出；

所述获取模块通过与所述第一变换模块的交互，获取到所述以频域信号表示的接收信号；通过与所述计算模块的交互，获取到所述频域系统矩阵，并将所述频域匹配滤波的输出发送给该计算模块。

10.根据权利要求6至9中任一项所述的时分同步码分多址系统的接收设备，其特征在于，所述数据获取模块通过提取经所述第二变换模块变换后的每个小段中的前N个数据，得到每个用户的发送数据，其中，N为一个用户数据块的长度。

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