CN1411191A

CN1411191A - 一种信道估计方法及装置

Info

Publication number: CN1411191A
Application number: CN 01141919
Authority: CN
Inventors: 李刚; 金宇
Original assignee: Huawei Technologies Co Ltd
Current assignee: Huawei Technologies Co Ltd
Priority date: 2001-09-21
Filing date: 2001-09-21
Publication date: 2003-04-16
Anticipated expiration: 2021-09-21
Also published as: CN1175606C

Abstract

本发明公开了一种应用于CDMA系统下行信道的信道估计方法及装置，该方法包括以下步骤：a.对输入信号进行多径搜索找出当前最强径；b.如果该径能量大于等于去干扰门限值，则到步骤c，否则，对剩余接收信号进行多径搜索、解扩解绕及信道估计，恢复出每条径的导频信道接收信号和业务信道数据估值，进步骤e；c.对该径进行信道估计，恢复出该径导频信道接收信号和业务信道数据估值；d.从输入信号中减去该径的导频信道信号，并将处理过的信号作为下一级输入，如果已处理径数大于多径接收机能处理的最大径数，则进步骤e，否则回步骤a；e.将所有业务信道的数据估值累加，得到多径合并结果。该方法可滤除能量强的径对其它径的多址干扰，提高信道估计性能。

Description

一种信道估计方法及装置

技术领域

本发明涉及码分多址(CDMA)移动通信技术领域，特别是涉及一种针对下行衰落信道的接收信号的信道估计方法及装置。

背景技术

在现代蜂窝移动通信中，为了消除信道传输特性及信道衰落等的传输影响，更加准确地接收用户业务数据，通常采用信道估计技术。根据现在的CDMA协议，在下行链路公用物理信道中，公共导频信道(CPICH)被设计用于完成下行接收机的信道估计等功能，因此，CPICH的发射功率要比其它物理信道的发射功率强。表1给出了一次连接中各种下行物理信道的发射功率：

物理信道	发射功率
物理信道	发射功率	CPICH	CPICH_Ec/DPCH_Ec ＝7dB
PCCPCH	PCCPCH_Ec/DPCH_Ec ＝5dB	CPICH	CPICH_Ec/DPCH_Ec ＝7dB
PCCPCH	PCCPCH_Ec/DPCH_Ec ＝5dB	SCH	SCH_Ec/DPCH_Ec ＝5dB
PICH	PICH_Ec/DPCH_Ec ＝2dB	SCH	SCH_Ec/DPCH_Ec ＝5dB
PICH	PICH_Ec/DPCH_Ec ＝2dB	DPCH	Test dependent power

表1一次连接中传输的下行物理信道功率

从表1可以看出，在一次连接中，CPICH的发射能量会比专用业务信道(DPCH)的发射能量高出7个dB左右，如此，势必会对专用业务信道的信号造成干扰。

一般，CPICH是通过对本地已知导频信号与所收导频信号进行共轭运算得到信道估计结果的，业务信道则是根据该信道估计结果对收到的业务数据进行插值运算，得到实际业务数据估计值，其实现过程是这样的：

假设在进行信道估计之前已经完成了多径搜索过程，得到L条分离径，且在下行传输中采用四相移相键控(QPSK)调制，则DPCH信道的发射信号基带表达式为：

v (t) = Σ_{n = 0}^{+ \infty} (b_{n} + {jd}_{n}) x (t - n T_{b}) - - - - (1)

其中，{b_n}为同相数据序列；{d_n}为正交数据序列，T_b为比特时间长度。

这一信息符号再乘以PN码序列扩频，PN码序列为：

g (t) = Σ_{n = 0}^{M - 1} c_{n} p (t - {nT}_{c}) - - - - (3)

其中，{c_n}表示PN码，T_c为码片周期，M为扩频增益。

假设导频信道所有的导频码元值都为1，则导频符号可以表示为：

g_{E} (t) = \sqrt{P} Σ_{n = 0}^{M - 1} c_{n}^{(E)} p (t - {nT}_{c}) - - - - (5)

其中，P表示公共导频信道相对于业务信道的功率增益，c_n ^(E)为导频信道对应的PN码序列。业务及导频总的发射信号为：

s (t) = Σ_{n = 0}^{+ \infty} [b_{n} g_{I} (t - n T_{b}) + {jd}_{n} g_{Q} (t - {nT}_{b})] + Σ_{n = 0}^{+ \infty} g_{E} (t - {nT}_{b}) - - - - (6)

假设单用户情况，则接收信号基带形式为：

r (t) = Σ_{n = 0}^{+ \infty} Σ_{i = 1}^{L} a_{i} [(b_{n} + {jd}_{n}) g (t - {nT}_{b} - τ_{i}) + g_{E} (t - {nT}_{b} - τ_{i})] e^{{jθ}_{i}} + n (t) - - - - (7)

这里a_i和

分别表示第i径信道衰落的幅值和相角。

以本地产生的PN码对r(t)的导频信道进行解扩解绕：

c (τ + {nT}_{b}) = \frac{1}{T_{b}} {&Integral;}_{τ + {nT}_{b}}^{τ + (n + 1) T_{b}} r (t) g_{E} (t - τ - n T_{b}) dt, {&ForAll;}_{τ} &Element; [0, T_{b}] τ - - - - (8)

将(7)式带入(8)式，得到：

c (t) = Σ_{n = 0}^{+ \infty} Σ_{i = 1}^{L} [a_{i} \sqrt{P} e^{{jθ}_{i}} ξ (t - τ_{i} - n T_{b})] + c_{E, E} (t) + c_{E, I} (t) + c_{E, Q} (t) + c_{E, n} (t) - - - - (9)

式中第一部分

Σ_{n = 0}^{+ \infty} Σ_{i = 1}^{L} a_{i} \sqrt{P} e^{{jθ}_{i}} ξ (t - τ_{i} - {nT}_{b})

是当t＝τ_i+nT_b时导频信道各接收径与导频信道扩频码之间的自相关；c_E，E(t)是当t≠τ_i+nT_b时的自相关；c_E，I(t)、c_E，Q(t)分别是导频信道扩频码与业务信道接收到的各径的互相关；c_E，n(t)是导频信道扩频码与高斯白噪的互相关。定义c(t)的模值为：

D (t) = R_{e}^{2} {c (t)} + I_{m}^{2} {c (t)}

如果忽略c_E，E(t)、c_E，I(t)、c_E，Q(t)、c_E，n(t)的影响，经过多径搜索之后，选出使D(t)值最大的L个时间点，得到L径信号达到时刻

j＝7，2，…，L在RAKE的每一个径得到以下导频信道和业务信道值：

可以近似认为：

c_{d} (t) = (b_{n} + {jd}_{n}) a_{j} e^{{jθ}_{i}} - - - - (12)

业务信道数据估计值

可以从下式得到：

按照以上的推导过程即可得到业务数据的估计值，但是，在实际的应用中，导频信道和业务信道的绕码并不是理想正交的，因此，在解扩时，导频信道对业务信道有十分严重的多址干扰(MAI)，大大降低了接收机的性能，而且使用功率越高的导频信道会使这一问题更加突出。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的就在于提供一种应用于CDMA系统下行接收机中的信道估计方法及装置，其将多径搜索与信道估计同时进行，采用串行干扰抑制去除前面级各径导频信道对于当前径的多址干扰，从而提高信道估计性能。

本发明提供一种应用于CDMA系统下行信道的信道估计方法，该方法至少包括以下步骤：

a.由信道估计及多址干扰(MAI)估计单元对输入信号进行多径搜索并找出当前最强径；

b.如果该最强径的能量值大于或等于去干扰门限值，则进入步骤c，否则，对剩余接收信号进行多径搜索、解扩解绕及信道估计，并根据信道估计结果恢复出每条径的导频信道接收信号和业务信道数据估值，进入步骤e；

c.对该最强径进行信道估计，并根据信道估计的结果恢复出该径导频信道接收信号和业务信道数据估值；

d.从输入信号中减去该最强径的导频信道信号，并将该经过处理的信号作为输入信号输入下一级信道估计及MAI估计单元，去干扰计数器加1，如果去干扰计数器小于或等于多径接收机能处理的最大径数L，返回步骤a，否则，进入步骤e；

e.将L条径业务信道的数据估值累加，得到多径合并结果。

该方法进一步包括预先设定去干扰门限值的步骤，以及预先设定去干扰计数器值为0。

所述的干扰门限值是均衡系统运算量、运算延时以及系统性能要求因素来具体设定的。

本发明同时提供一种应用于CDMA系统下行信道的信道估计装置，包括：

一导频信道调制单元，将公共导频信道(CPICH)的伪随机噪声(PN)码输入信道估计及多址干扰估计单元进行恢复；

一个以上信道估计及多址干扰估计单元，将输入的接收信号经过多径搜索找出当前最强径，对该最强径进行信道估计，并根据信道估计的结果恢复出该径导频信道接收信号和业务信道估计的软输出；

一个以上加法器，将经过信道估计及多址干扰估计单元处理输出的当前最强径的导频信道接收信号从输入信号中减去，并将该输出作为下一级信道估计及多址干扰估计单元的输入；

一累加器，将所有径的业务信道数据估值相加，得到多径合并结果。

该装置进一步包括一匹配滤波器，与第一级信道估计及多址干扰估计单元相连，用于匹配滤波；

所述的信道估计及多址干扰估计单元包括解扩解绕单元、低通滤波器、插值模块、延时单元和两个乘法器，所输入的信号经过解扩解绕单元进行多径搜索，找出当前最强径，并输出延时信息、CPICH信号及专用业务信道(DPCH)信号；延时信息送入延时单元，CPICH信号经过低通滤波器去噪后，进入插值模块进行插值，得到恢复CPICH信道所需的信道衰落值和DPCH信道纠偏值；该CPICH信道衰落值与导频信道码元调制单元输入的、经过延时单元延时的CPICH PN码在乘法器中相乘，恢复出该最强径导频信道的接收信号，该DPCH信道纠偏值与解扩解绕单元输出的DPCH信道信号在另一乘法器中相乘，得到该最强径的DPCH软输出。

另一种信道估计及多址干扰估计单元由匹配滤波及解扩解绕单元、低通滤波器、插值模块、延时单元和两个乘法器构成，匹配滤波及解扩解绕单元找出当前的最强径，输出延时信息、CPICH信号及DPCH信号；延时信息送入延时单元，CPICH信号经过低通滤波器去噪后，进入插值模块进行插值，得到恢复CPICH信道所需的信道衰落值和DPCH信道纠偏值；该CPICH信道衰落值与导频信道码元调制单元输入的、经过延时单元延时的CPICH PN码在乘法器中相乘，恢复出该最强径导频信道的接收信号，该DPCH信道纠偏值与匹配滤波及解扩解绕单元输出的DPCH信道信号在另一乘法器中相乘，得到该最强径的DPCH软输出。

所述导频信道调制单元为不含成型滤波器的导频信道调制单元，或为含有成型滤波器的导频信道调制单元。

本发明的关键就在于：将多径搜索与信道估计同时结合使用，在信道估计中加入串行干扰抑制(SIC)，也就是在对多径搜索所得到的每条径做信道估计和均衡处理时，利用多径搜索滤去当前的最强径，以避免对其它径导频信道的信号造成多址干扰。

本发明的方法是将多径搜索与信道估计两部分相结合，在做信道估计时加入多径搜索以找到当前最强径并滤除，从而去掉能量强的径对其它径的导频信道信号造成的多址干扰，进而提高信道估计性能。

附图说明

图1为本发明有成型匹配的串行干扰抑制(SIC)信道估计结构图。

图2为第l径信道估计及MAI估计单元结构图(含匹配滤器)。

图3为本发明无成型匹配的SIC信道估计结构图。

图4为第l径信道估计及MAI估计单元结构图(不含匹配滤波器)。

图5为下行几种信道估计方法性能比较，DPCH扩频因子为8。

图6为下行几种信道估计方法性能比较，DPCH扩频因子为128。

具体实施方式

本发明所提出的方法主要是针对CDMA下行信道接收机的串行干扰抑制信道估计技术，其基本的实现思想是：先检测出最强径，然后估计这一径经历的信道衰落，恢复出这一径对应的接收信号，将其从总的接收信号中减去；再找到次强径，估计其信道衰落，恢复对应的接收信号，将其从第一步已经去掉最强径的接收信号中减去；如此循环操作，即可去除当前最强径对其它径的多址干扰，提高信道估计性能。

根据(9)式和(10)式可得到各径幅值D(t)，对D(t)的值进行排序，便可得到L条径的能量强弱顺序，相应地也可得到各径延时值的大小顺序，即按强径到弱径对应延时值的顺序应为：

由于最强径的延时值为则从(9)式，有：

其中，表示干扰抵消的误差项。

则第l径导频信道接收信号可以从下式恢复：

从总的接收信号中减去

则可以认为去除了这一导频最强径对于其它径的多址干扰，减后得到的结果再通过(9)、(10)式找出当前的最强径，也即总的次强径的延时信息从(15)式恢复出这一次强径的导频信道接收信号，再将其减去，寻找第三强的径，如此，直至找到第L径为止。其中，L为该接收机能处理的最大径数。

在上述L级处理中，同时进行了对DPCH信道发射信号的信道估计和均衡。如果假设导频信道码元图案为全1，则第l径CPICH信道粗略的信道估计值

(l＝1，2，…L)就是输入该级的接收信号与经过延时的PN码序列相乘积分得到的值c_k，pl(l＝1，2，…L)。

令

{\overset{&OverBar;}{a}}_{l}^{(k)} = {[{\tilde{a}}_{k, l}, {\tilde{a}}_{k - 2, l}, . . ., {\tilde{a}}_{k - J + 1, l}]}^{T}

表示第l径的过去J个码元距离的粗略信道估计矢量。减去了MAI之后，信道估计问题可以被分解为KL个滤波任务。这一滤波过程可以表示为：式中w＝[ω(1)，ω(2)，…，ω(J)]^T是一阶数为J的线性滤波器，一般滤波器的抽头权值选为1/J，也就得到一个移动平均估计器(MA)。MA的长度应适应于当前经历的信道条件，否则将导致很大的延迟误差。除非信噪比很低，这一移动平均滤波器不可能是一个最优的设计。

对于抽头权值w的最优选择依赖于信噪比和信道衰落率，而这些因素对于每一个用户和每一径都是不同的，并且信道是时变的，因此这些滤波器也应该是自适应的。可以采用自适应预测器来实现滤波器的自适应。这里举出一种基于梯度的递归算法：线性FIR自适应LMS预测器，其第1径输出为：

式中，下标k，l表示第l径的第k个码元对应的值。其误差信号为：

e_{k, l} = {\tilde{a}}_{k, l} - {\hat{a}}_{k, l} - - - - (17)

整个LMS算法调整系数w_k，l可以写为：

w_{k, l} = w_{k - 1, l} + {2 μ}_{k, l} e_{k, l} {\overset{&OverBar;}{a}}_{k, l}^{*} - - - - (18)

一般说来各个步长μ_k，l的最优取值是不相等的。将经过去噪的CPICH信道衰落值

根据CPICH与业务信道DPCH的扩频因子(SF)之比256/SF进行线性插值，得到DPCH信道各码元对应的信道衰落值

并由其得到了第l径DPCH发射信号的估计软输出：

最后，对L径的软输出值之和

进行硬判决或者送入后续的解码部分，完成串行干扰抑制信道估计的全部操作。

恢复数据的方法有两种：一种不带成型匹配过程，其在接收端只有一次匹配滤波，后面处理不再包括成型滤波和匹配过程，该方法比较简单，实现复杂度也相对较小；另一种方法带成型匹配过程，其在生成发射信号时象发射端一样进行成型滤波恢复出更接近实际情况的接收信号，也即在(15)式后，还要将通过一个成型滤波器，并在进行下一径的处理前先对其进行匹配处理。该方法运算量和复杂程度都较前一种要高，但所得到的抑制多径干扰的效果相对要更好。

上述过程根据实际情况，可以设定一个去干扰门限I_threshold，如果检测到的第i强导频径的能量值D_i低于此门限，则不用再继续进行对后续第i，i+1，…，L导频径的串行干扰抵消，而是将剩余的接收信号按照常规的处理方法进行多径搜索、解扩解绕和并行的信道估计、去信道衰落。由于在前面的步骤中，主要的导频干扰径已经去除，后面弱径估计出来的效果将比不进行对前面强径的串行抵消明显更接近实际值，从而最终提高RAKE合并后的信号估计性能。该方法可在一定程度上降低采用串行干扰抑制方法增加的系统的运算量，同时减少串行干扰抑制算法固有的长延时。门限的设定可以根据系统对性能的要求进行调整。

下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细描述。

1)带成型匹配过程的SIC干扰抑制信道估计：

参见图1，接收信号r首先进入第1级信道估计及MAI估计单元101，它的详细结构如图2所示，匹配滤波及解扩解绕单元203找出当前的最强径，输出其延时信息τ_l(l＝1)给延时单元202，以及CPICH、DPCH信道信号。其中，由于事先假设了导频信道发射信号为全1，这里经匹配和解扩解绕的CPICH信号就等于CPCIH码元级的带噪信道衰落值

它通过低通滤波器204去噪后，进入插值模块206，分别根据sample级和DPCH码元级进行插值，得到恢复CPICH信道所需的信道衰落值和DPCH信道纠偏所需的信道值 (l＝1)，从含成型滤波器的导频信道码元调制单元102送入的经过成型滤波的CPICH PN码g_E＇，经过延时单元202延时τ_l(l＝1)后，通过乘法单元205与插值单元206输出的对应相乘，恢复出第1径导频信道接收信号，也即其对其它径造成的多址干扰I₁。从203输出的经过匹配、解扩解绕的DPCH信号c_k，dl(l＝1)与经过共轭后的信道衰落值

相乘，得到第1径的DPCH软输出

总的接收信号r与第一级信道估计及MAI单元101输出的I₁通过加法器103相减，得到去除最强径导频信道多址干扰的信号r₁，送入第2级信道估计及MAI估计单元104，进行与第1级类似的处理，输出第2径的多址干扰I₂以及DPCH软输出 r₁再通过加法器105与I₂相减，再输入到下一级，如此重复第1级的操作，直到得到全部L径的DPCH信道信号软输出它们经过累加器106相加，得到RAKE合并结果用做后续硬判决或者解码部分的输入。

2)不带成型匹配过程的SIC干扰抑制信道估计：

参见图3，接收信号r首先进入匹配滤波器407，经过匹配滤波之后被送入第1级信道估计及MAI估计单元301，它的详细结构如图4所示，解扩解绕单元403找出当前的最强径，输出其延时信息τ_l(l＝1)给延时单元402，以及CPICH、DPCH信道信号。其中，由于事先假设了导频信道发射信号为全1，这里经匹配和解扩解绕的CPICH信号就等于CPCIH码元级的带噪信道衰落值它通过低通滤波器404去噪后，进入插值模块406，分别根据sample级和DPCH码元级进行插值，得到恢复CPICH信道所需的信道衰落值

和DPCH信道纠偏所需的信道值从导频信道码元调制单元302送入的CPICH PN码g_E＇，经过延时单元402延时τ_l(l＝1)后，通过乘法单元405与插值单元406输出的

对应相乘，恢复出第1径导频信道接收信号，也即其对其它径造成的多址干扰I₁。从403输出的经过解扩解绕的DPCH信号c_k，dl(l＝1)与经过共轭后的信道衰落值

相乘，得到第1径的DPCH软输出

总的接收信号r与第一级信道估计及MAI单元301输出的I₁通过加法器303相减，得到去除最强径导频信道多址干扰的信号r₁，送入第2级信道估计及MAI估计单元304，进行与第1级类似的处理，输出第2径的多址干扰I₂以及DPCH软输出 r₁再通过加法器305与I₂相减，再输入到下一级，如此重复第1级的操作，直到得到全部L径的DPCH信道信号软输出

它们经过累加器306相加，得到RAKE合并结果用做后续硬判决或者解码部分的输入。

图5为仿真得到的当DPCH扩频因子为8时几种信道估计方法的误码率曲线比较，其中，曲线51为无干扰抑制的理想信道估计误码率曲线，曲线52为无干扰抑制的非理想信道估计误码率曲线，曲线53为无成型匹配的串行干扰抑制信道估计误码率曲线，曲线54为加成型匹配的串行干扰抑制信道估计误码率曲线。从图中的比较结果可以看出，当在信道估计中引入干扰抑制时，误码率将比无干扰抑制的理想信道估计还好，在两种有干扰抑制的信道估计方法中，在恢复原始信号时带成型匹配的优于不带成型匹配的。其中带成型匹配的串行干扰抑制信道估计方法与不带干扰抑制的信道估计方法相比，要提高0.3到0.7个dB，是十分有效的。可见，本发明非常适用于高速数据传输的情况，因为这时DPCH的扩频因子较小，多址干扰对于解绕解扩的影响相对较大。

图6是仿真得到的当DPCH扩频因子为128时几种信道估计方法的误码率曲线比较，其中，曲线61为无干扰抑制的理想信道估计误码率曲线，曲线62为无干扰抑制的非理想信道估计误码率曲线，曲线63为无成型匹配的串行干扰抑制信道估计误码率曲线，曲线64为加成型匹配的串行干扰抑制信道估计误码率曲线。可以看出，当扩频因子较高时，加入干扰抑制性能也有一定改善。

Claims

1、一种应用于CDMA系统下行信道的信道估计方法，其特征在于至少包括以下步骤：

e.将L条径业务信道的数据估值累加，得到多径合并结果。

2、根据权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于：该方法进一步包括预先设定去干扰门限值的步骤。

3、根据权利要求1或2所述的信道估计方法，其特征在于：所述的干扰门限值是均衡系统运算量、运算延时以及系统性能要求因素来具体设定的。

4、根据权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于该方法进一步包括：预先设定去干扰计数器值为0。

5、一种应用于CDMA系统下行信道的信道估计装置，其特征在于至少包括：

6、根据权利要求5所述的信道估计装置，其特征在于：该装置进一步包括一匹配滤波器，与第一级信道估计及多址干扰估计单元相连，用于匹配滤波；

7、根据权利要求5所述的信道估计装置，其特征在于：所述信道估计及多址干扰估计单元包括匹配滤波及解扩解绕单元、低通滤波器、插值模块、延时单元和两个乘法器，匹配滤波及解扩解绕单元找出当前的最强径，输出延时信息、CPICH信号及DPCH信号；延时信息送入延时单元，CPICH信号经过低通滤波器去噪后，进入插值模块进行插值，得到恢复CPICH信道所需的信道衰落值和DPCH信道纠偏值；该CPICH信道衰落值与导频信道码元调制单元输入的、经过延时单元延时的CPICH PN码在乘法器中相乘，恢复出该最强径导频信道的接收信号，该DPCH信道纠偏值与匹配滤波及解扩解绕单元输出的DPCH信道信号在另一乘法器中相乘，得到该最强径的DPCH软输出。

8、根据权利要求5或6所述的信道估计装置，其特征在于：所述导频信道调制单元为不含成型滤波器的导频信道调制单元。

9、根据权利要求5或7所述的信道估计装置，其特征在于：所述导频信道调制单元为含有成型滤波器的导频信道调制单元。