CN101351979B - Cdma下行接收信号的解调方法及其多径分配的优化方法 - Google Patents

Abstract

一种CDMA下行接收信号的解调方法及其多径分配的优化方法，先利用基带数字信号搜索出L个有效多径，对其进行信道估计，得到信道估计值列向量h；进行多径分配时，如可分配的多径解扩资源M＜＝L，则将多径解扩资源都分配给有效径；如果M＞L，先将多径解扩资源分配给有效多径L，剩下的M-L个多径解扩资源则优先分配给信噪比最高的有效多径之间所分配的虚径；对分配得到的径进行多径的解扰解扩，得到对于目标符号的解扩列向量；计算出干扰相关矩阵，根据该干扰相关矩阵和信道估计值列向量计算多径合并权重，最后计算出解调的目标符号。本发明在多径解扩径数受限的情况下，实现了多径分配的最优配置。

Description

CDMA下行接收信号的解调方法及其多径分配的优化方法

技术领域

本发明涉及CDMA无线通信系统中下行接收技术，尤其涉及一种CDMA下行接收信号的解调方法及其多径分配方法。

背景技术

在CDMA移动通信系统中，基站发送给各个用户的信号是同步正交的.但由于多径衰落信道的影响，引入了径间干扰.在小的扩频因子时，这种径间干扰导致接收性能更容易引起地板效应.

由于基站发送的信号经过同样的信道到达UE，因此只需要经过简单的均衡就可以得到比Rake接收更好的性能。文献[1]和文献[2]列举了码片级均衡的基本方法。

文献[1]：K.Hooli，M.Latva-Aho，M.Juntti，“Multiple accessinterference suppression with linear chip equalizers in WCDMA downlinkreceivers”，Proceedings of the IEEE International Global CommunicatiohsConference(GLOBECOM 99)，pages 467-471，December/1999.

文献[2]：A.Klein，“Data detection algorithms specially designed for thedoWnlink of CDMA mobile radio systems”，Proceedings of the IEEE VehicularTechnology Conference(VTC 97)，pages 203-207，May/1997.

而由于扰码的存在，通常认为符号级的均衡是不可行的。文献[3]提出了一种符号级的广义Rake接收方法，称之为g-Rake.

文献[3]：G.E.Bottomley，T.Ottosson，Y.-P.E.Wang，“A generalizedRake receiverfor interference suppression”，IEEE Journal on Selected Areas inCommunication，Volume 18，Number 8，August/2000.

这种符号级的接收方法其实是一种最佳合并方案。但是由于它是在符号级进行处理，相比码片级的均衡，运算量要节省不少。并且有文献[4]证实，它的理论性能和码片级均衡中的线性mmse(lmmse)是一样的。

文献[4]：Hafez Hadinejad-Mahram，“On the Equivalence of Linear MMSEChip-Level Equalizer and Generalized RAKE”，IEEE COMMUNICATIONSLETTERS，VOL.8，NO.1，JANUARY 2004

码片级的均衡其缺点是运算在码片级，因此运算量太高。而能够具有相同性能的符号级处理方法g-Rake在信道径数较多时同样存在运算量太高的缺点。而且g-Rake方法中对于干扰相关矩阵的计算由于考虑了接收成型滤波器的影响使得计算更为复杂。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提出一种CDMA下行广义Rake接收机中多径分配的优化方法，在多径解扩径数受限的情况下，对多径分配进行了最优配置，从而获得此情况下的最优性能。

为了解决上述技术问题，本发明提供了一种CDMA下行广义Rake接收机中多径分配的优化方法，包括以下步骤：

(a)利用接收到的基带数字信号进行多径搜索，搜索出L个有效多径；

(b)根据可分配的M个多径解扩资源进行多径分配，判断是否M＜＝L，如果是，执行步骤(c)，否则，执行步骤(d)；

(c)将M个多径解扩资源都分配给L个有效径中信噪比最高的M个有效径，结束；

(d)先将多径解扩资源分配给L个有效多径，剩下的M-L个多径解扩资源优先分配给信噪比最高的有效多径之间所分配的虚径。

进一步地，上述方法还可具有以下特点：

所述步骤(d)中，假设L个有效多径按信噪比由大到小排列如下：

{τ₁，τ₂，...τ_L}satisfy{SNR(τ₁)＞＝SNR(τ₂)＞＝...SNR(τ_L)}

对剩下的M-L个多径解扩资源是按以下步骤分配的：

(d1)先对两个最强径的有效径集合{τ₁，τ₂}之间的虚径进行分配，如多径解扩资源已分配完，结束，否则，执行下一步；

(d2)往有效径集合中添加剩余有效径中的最强径τ_i，i＝3，4......L，形成新的有效径集合{τ₁，τ₂，...，τ₁}，对新添加的有效径τ_i和集合中原有有效径τ₁，τ₂，...，τ_i-1之间的虚径进行分配；

(d3)如多径解扩资源已分配完，或者所有的有效径均已添加到有效径集合中，结束，否则，返回步骤(d2)。

进一步地，上述方法还可具有以下特点：

所述步骤(d1)中，对两个最强径之间的虚径进行分配时，优先分配弱径相对强径的虚径，再分配强径τ₁相对于弱径τ₂的虚径；

所述步骤(d2)中，对新添加的有效径τ_i和原有有效径τ₁，τ₂，...，τ_i-1之间的虚径进行分配时，是依次分配τ_i相对于τ₁，τ₂，...，τ_i-1的虚径，然后依次分配原有有效径τ₁，τ₂，...，τ_i-1相对于该τ_i的虚径；

在以上分配过程中，每成功分配一个虚径，都判断一下多径解扩资源是否已分配完，如果已分配完，立即终止分配，否则，继续虚径分配。

本发明要解决的技术问题是提出一种CDMA下行接收信号的解调方法，在多径解扩径数受限的情况下，对多径分配进行了最优配置，从而获得此情况下的最优性能。

为了解决上述技术问题，本发明提供了一种CDMA下行接收信号的解调方法，包括以下步骤：

(A)利用接收到的基带数字信号进行多径搜索，搜索出L个有效多径，并对这L个有效多径进行信道估计，得到信道估计值列向量h；

(B)根据可分配的多径解扩资源M进行多径分配，如果M＜＝L，则将M个多径解扩资源都分配给L个有效径中信噪比最高的M个有效径；如果M＞L，先将多径解扩资源分配给有效多径L，剩下的M-L个多径解扩资源则优先分配给信噪比最高的有效多径之间所分配的虚径；

(C)对分配得到的径进行多径的解扰解扩，得到对于目标符号的解扩列向量y；

(D)计算出干扰相关矩阵R_u，根据该干扰相关矩阵和信道估计值列向量h计算多径合并权重 $w=R_u^{-1}h,$ 最后计算出解调的目标符号z＝w^Hy。

进一步地，上述方法还可具有以下特点：

所述步骤(B)中，假设L个有效多径按信噪比由大到小排列如下：

{τ₁，τ₂，...τ_L}  satisfy{SNR(τ₁)＞＝SNR(τ₂)＞＝...SNR(τ_L)}

对剩下的M-L个多径解扩资源是按以下步骤分配的：

(B1)先对两个最强径的有效径集合{τ₁，τ₂}之间的虚径进行分配，如多径解扩资源已分配完，结束，否则，执行下一步；

(B2)往有效径集合中添加剩余有效径中的最强径τ_i，i＝3，4......L，形成新的有效径集合{τ₁，τ₂，...，τ_i}，对新添加的有效径τ_i和集合中原有有效径τ₁，τ₂，...，τ_i-1之间的虚径进行分配；

(B3)如多径解扩资源已分配完，或者所有的有效径均已添加到有效径集合中，结束，否则，返回步骤(B2)。

进一步地，上述方法还可具有以下特点：

所述步骤(B1)中，对两个最强径之间的虚径进行分配时，优先分配弱径相对强径的虚径，再分配强径τ₁相对于弱径τ₂的虚径；

所述步骤(B2)中，对新添加的有效径τ_i和原有有效径τ₁，τ₂，...，τ_i-1之间的虚径进行分配时，是依次分配τ_i相对于τ₁，τ₂，...，τ_i-1的虚径，然后依次分配原有有效径τ₁，τ₂，...，τ_i-1相对于该τ_i的虚径；

在以上分配过程中，每成功分配一个虚径，都判断一下多径解扩资源是否已分配完，如果已分配完，立即终止分配，否则，继续虚径分配。

进一步地，上述方法还可具有以下特点：

所述步骤(D)是按下式计算干扰相关矩阵R_u：

R_u＝E_IR_MUI+N₀R_n′

其中，E_I指干扰用户的总功率，R_MUI指其它用户的不含幅度信息的干扰相关矩阵，N₀指热噪声的功率，N₀R_n′为热噪声相关矩阵。

进一步地，上述方法还可具有以下特点：

所述热噪声R_n是由下式计算的：

$R_{n^{\′}}(d_1,d_2)=E\left[n^{\′}\left(d_1\right)n^{\′*}\left(d_2\right)\right]$

$=\left\{\begin{array}{cc}1& d_1=d_2\\ 0& \mathrm{others}\end{array}\right.$

其中：d₁，d₂均为分配多径的时延，E[.]表示求数学期望，R_n′(d₁，d₂)表示径d₁和径d₂的热噪声的不含幅度信息的相关值。

进一步地，上述方法还可具有以下特点：

所述热噪声R_n′是由下式计算的：

$R_{\mathrm{MUI}}(d_1,d_2)=E\left[y_{\mathrm{MUI}}\left(d_1\right){y^{*}}_{\mathrm{MUI}}\left(d_2\right)\right]$

$=\left\{\begin{array}{ccc}\frac{1}{N}{g}_l{g}_q^{*}& {2\mathrm{\&tau;}}_l=d_1+{\mathrm{\&tau;}}_q,d_2={\mathrm{\&tau;}}_q& 1<=l,q<=L\\ 0& & \mathrm{others}\end{array}\right.$

其中：d₁，d₂均为分配多径的时延，R_MUI(d₁，d₂)表示径d₁和径d₂的不含幅度信息的多址干扰的相关值，E[.]表示求数学期望，y_MUI(d₁)表示径d₁的不含幅度信息的解扰解扩符号，y_MUI ^*(d₂)表示径d₂的解扰解扩符号的不含幅度信息的共轭，N为目标用户所用的扩频因子，g_l，g_q分别表示径l和径q的信道衰落系数，τ_l，τ_q分别表示径l和径q的时延。

由上可知，现有的CDMA下行接收机通常采用常规的Rake接收或者码片级的均衡。本发明提出了一种新型的自适应Rake接收机，采用了最优的多径分配方案，在多径解扩资源受限的情况下，可得到最佳的性能。进一步地，本发明还可对g-Rake接收机中的干扰相关矩阵的计算提出了一种新颖的简化方法，大大的降低了计算量，并可以实现符号级的均衡效果。本发明比较适用于CDMA系统的下行接收，即应用于用户终端(UE)。

附图概述

图1是本发明一个有效径和虚径示例的示意图。

图2是本发明实施例的多径分配的总体流程图。

图3a～图3c是本发明进行多径分配的一个实例的示意图。

本发明的较佳实施方式

本发明实施例CDMA下行接收机对接收到的基带数字信号解调时，先进行多径搜索，再进行信道估计，然后是多径分配，根据多径分配的结果，进行解扰解扩，最后是广义Rake接收。其流程如图2所示，包括以下步骤：

步骤10：CDMA下行接收机接收到基带数字IQ信号后，首先进行多径搜索，搜索出L个有效多径，并对这L个有效多径进行信道估计，得到信道估计值列向量h；

步骤20：根据可分配的多径解扩资源M进行多径分配，其多径分配策略在多径解扩径数受限的情况下可取得最优配置，具体方法将在下文中详细描述；

步骤30：对分配得到的径进行多径的解扰解扩，得到对于目标符号的解扩列向量y；

步骤40：根据其它用户的干扰R_MUI和热噪声R_n计算出干扰相关矩阵R_u；

步骤50：根据得到的干扰相关矩阵和信道估计值列向量h计算多径合并权重 $w=R_u^{-1}h,$ 然后计算解调的目标符号z＝w^Hy。

下面先结合附图介绍一下多径分配的基本原理。

首先介绍虚径及可分配的虚径：虚径是指一个有效多径相对另一个有效多径的对称位置；可分配的虚径指此虚径与其它任何有效多径或已分配虚径的距离都必须大于或等于一个码片。公式表达就是：

${2\mathrm{\&tau;}}_i=\widetilde{\mathrm{\&tau;}}+{\mathrm{\&tau;}}_j$ i＝1，2，...L    j＝1，2，...L，i≠j    (0.1)

上式中，L是多径搜索器搜索出来的有效多径个数。那么

就被称为径τ_j相对于径τ_i的虚径；其中，τ_j和τ_i都是多径搜索器搜索出来的有效多径。例如，如果多径搜索器搜索出来两个有效多径τ₁＝0(chip)，τ₂＝10(chip)，那么τ₂相对τ₁的虚径就应当为2*τ₁-τ₂＝-10(chip)，即有一个虚径

的位置在-10chip处；同理，τ₁相对τ₂的虚径就应当为2*τ₂-τ₁＝20(chip)，另一个虚径

的位置在20chip处；径延时的单位可随取样速率调整。

图1中，存在两个有效多径P1和P2。横向表示径的时延；纵向表示径的信噪比(强度)。图中，径P2时延比P1大，但信噪比比P1要弱。径P2_1以虚线表示，表明它是一个虚径，是径P2相对于P1的虚径。P2_1与P2关于P1中心对称。

进一步，如果还满足

$\begin{array}{c}|\widetilde{\mathrm{\&tau;}}-{\mathrm{\&tau;}}_l|\&GreaterEqual;\mathrm{oversampleRate}\\ |\widetilde{\mathrm{\&tau;}}-{\widetilde{\mathrm{\&tau;}}}_m|\&GreaterEqual;\mathrm{oversampleRate}\end{array}$ 对于所有的 $\begin{array}{c}l,l=\mathrm{1,2},...L;\\ m,m=\mathrm{1,2},...\tilde{L};\end{array}---\left(0.2\right)$

则称

为径τ_j相对于径τ_i可

的虚径。上式中，

是已分配的虚径个数；oversampleRate是每chip的过采样点数。此时径延时的单位也应当为过采样后的点数目。

当不是每chip采样一次，而是每chip采样oversampleRate次时，相当于径的时间分辨精度增加了；此时一个chip相当于oversampleRate个样点。由于多径搜索中，一般都是过采样的，即一个chip可采出多于一个的样点，径的位置精度就提高到样点，所以这里换算成了样点精度。所以，我们把和τ_j等都换算成样点。

在多径解扩资源不受限时，多径是这样分配的：

所有的有效径和可分配的虚径都分配解扩资源。因此，最多时需分配L(L-1)(最大可分配虚径)+L(有效径)＝L²个解扩资源。其中，L为有效多径数。假定L＝4，那么最多可能达到16个解扩资源。这对于体积甚小的UE来说有点昂贵了。

以上不受限情况的多径分配方法及其可分配虚径的概念可参照文献[3]中的说明。

在多径解扩资源有限的情况下，要进行最优的多径分配。根据g-Rake与1mmse均衡等价的原则，本实施例提出如下的分配策略：

假设可用的多径解扩资源为M；

如果M＜＝L，则按常规方式分配多径解扩资源，此时全部多径解扩资源都分配给L个有效径中信噪比最高的M个有效径；此时g-Rake相当于常规的Rake接收机。

如果M＞L，则分配原理如下：

对于1mmse均衡，如果要近似信道的冲击响应，一定会把响应很弱的抽头置零；同样的道理，对于g-Rake，多径解扩资源优先分配给有效多径L，剩下的M-L个多径解扩资源则优先分配给在信噪比最高的有效多径之间所分配的虚径。

设L个有效多径按信噪比由大到小排列如下：

{τ₁，τ₂，...τ_L}satisfy{SNR(τ₁)＞＝SNR(τ₂)＞＝...SNR(τ_L)}

通过以下的迭代法确定可分配的虚径M-L：

根据公式(1.1)和(1.2)，计算两个最强径的有效径集合{τ₁，τ₂}的可分配虚径及其总个数L_test，集合内的可分配虚径较佳按如下顺序生成：

优先分配弱径相对强径的虚径；例如，集合{τ₁，τ₂}虚径如下分配：先分配弱径τ₂相对于强径τ₁的虚径；再分配强径τ₁相对于弱径τ₂的虚径；每次成功分配完一个虚径，将已分配的虚径总个数L_test加1，如果L_test＜M-L，则继续虚径分配；否则终止分配。分配的虚径按分配顺序记录在虚径集合中；

若集合{τ₁，τ₂}内的可分配虚径个数L_test＜M-L，则再往集合中添加剩余径中的最强径，即τ₃，形成集合{τ₁，τ₂，τ₃}；继续往下分配虚径，其原则仍然是优先分配弱径相对强径的虚径，即：

先分配τ₃相对于最强径τ₁的虚径，再分配τ₃相对于次强径τ₂的虚径；然后再分配最强径τ₁相对于τ₃的虚径；最后才分配次强径τ₂相对于τ₃的虚径。同样的，每成功分配一个虚径，将已分配的虚径总个数L_test加1，如果L_test＜M-L，则继续虚径分配；否则终止分配。

其余步骤以此类推，直到多径解扩资源已分配完，或者所有的有效径均已添加到有效径集合中，结束。

下面用图3a～2c说明一下本实施例的多径分配流程。图3a表示的是实际多径搜索出来的有效径分布；纵向表示径；横向表示时延。

径时延满足关系：P1＜P2＜P3；

径信噪比大小满足关系：P2＞P1＞P3；

图3b和图3c表示虚径分配的过程。圆圈内的数字表示分配的顺序号。如图3b所示，首先分配次强径P1相对于最强径P2的虚径P1_2；再分配最强径P2相对于次强径P1的虚径P2_1，图中虚线所示皆为虚径。如图3c所示，如果还要继续分配虚径，则再分配P3相对于P2的虚径P3_2。但此虚径与原先已分配的虚径P2_1重合，因此虚径P3_2不成立，丢弃。接着再分配P3相对于P1的虚径，以此类推。

用一个实例说明一下，假设多径搜索出来的有效径时延集为{0，1，6}，且径的信噪比按降序依次排列，共三个有效径。若可分配的总的径解扩资源为4，那么三个有效径都分配了解扩资源，还需分配一个虚径，由上面计算所得到虚径集为：{-1}。若可分配的总的径解扩资源为5，那么需分配两个虚径，虚径集为：{-1，2}；若可分配的总的径解扩资源为6，那么需分配三个虚径，虚径集为：{-1，2，-6}；

干扰相关矩阵的简化计算

尽管从理论上说，应该考虑接收和发送成型匹配滤波器的影响。但考虑到该滤波器的影响在两个多径的距离超过若干个码片时已经非常微弱，因此其影响可以忽略。另外在多径密集信道中，把该滤波器的影响考虑进来还可能会带来负面的影响。因此，本实施例提出一种忽略接收和发送成型滤波器的影响，简化干扰相关矩阵的计算方法。

文献[3]中把干扰相关矩阵R_U分解为三个部分：用户本身的干扰相关矩阵(不含幅度信息)R_IsI，其它用户的干扰相关矩阵(不含幅度信息)R_MUI、热噪声(含小区间干扰)相关矩阵(不含幅度信息)R_n，那么可以忽略掉R_ISI，剩下的两项，可以如下求取：

$R_{\mathrm{MUI}}(d_1,d_2)=E\left[y_{\mathrm{MUI}}\left(d_1\right){y^{*}}_{\mathrm{MUI}}\left(d_2\right)\right]$

$=\left\{\begin{array}{ccc}\frac{1}{N}{g}_l{g}_q^{*}& {2\mathrm{\&tau;}}_l=d_1+{\mathrm{\&tau;}}_q,d_2={\mathrm{\&tau;}}_q& 1<=l,q<=L\\ 0& & \mathrm{others}\end{array}\right.---\left(1\right)$

$R_{n^{\&prime;}}(d_1,d_2)=E\left[n^{\&prime;}\left(d_1\right)n^{\&prime;*}\left(d_2\right)\right]$

$=\left\{\begin{array}{cc}1& d_1=d_2\\ 0& \mathrm{others}\end{array}\right.---\left(2\right)$

上两式中，d₁，d₂均为分配多径的时延，R_MUI(d₁，d₂)表示径d₁和径d₂的多址干扰的相关值(不含幅度信息)。E[.]表示求数学期望。y_MUI(d₁)表示径d₁的解扰解扩符号(不含幅度信息)，y_MUI ^*(d₂)表示径d₂的解扰解扩符号的共轭(不含幅度信息)；N为目标用户所用的扩频因子。g_l，g_q分别表示径l和径q的信道衰落系数。τ_l，τ_q分别表示径l和径q的时延。R_n′(d₁，d₂)表示径d₁和径d₂的热噪声(含小区间干扰)的相关值(不含幅度信息)。我们认为热噪声在不同的时延位置是不相关的，其相关阵是对角阵。(2)式就表达了这样的意思。以上各参数可参照文献[3]。

在多址干扰占主导时，热噪声(含小区间干扰)的重要性进一步下降，因此这种简化是合理的。因此，采用上述的公式去计算干扰相关矩阵，非常简单且性能也不会损失太大。

干扰相关矩阵可以由下式求出：

R_u＝E_IR_MUI+N₀R_n′    (3)

上式中，E_I指干扰用户的总功率，N₀指热噪声(含小区间干扰)的功率，N₀R_n’即为是热噪声的相关矩阵。

最优的多径合并权重为：

$w=R_u^{-1}h---\left(4\right)$

目标符号估计为：

z＝w^Hy    (5)

上面各式中，h是信道估计值列向量；y是各径对于目标符号的解扩列向量。以上公式(3)(4)(5)可参照文献[3]。

本发明在上述实施例的基础上还可以有各种变换：

例如，在另一实施例中，结合下行接收机的资源情况，可以在解调过程中仅仅采用上述多径分配的优化方法，对于干扰相关矩阵则采用常规算法。也是可以的。

工业实用性

本发明方法可以应用于新型的自适应Rake接收机，采用了最优的多径分配方案，在多径解扩资源受限的情况下，可得到最佳的性能。进一步地，本发明还对g-Rake接收机中的干扰相关矩阵的计算提出了一种新颖的简化方法，大大的降低了计算量，并可以实现符号级的均衡效果。本发明比较适用于CDMA系统的下行接收，即应用于用户终端(UE)。

Claims (5)

1.一种CDMA下行广义Rake接收机中多径分配的优化方法，包括以下步骤：

(a)利用接收到的基带数字信号进行多径搜索，搜索出L个有效多径；

(b)根据可分配的M个多径解扩资源进行多径分配，判断是否M＜＝L，如果是，执行步骤(c)，否则，执行步骤(d)；

(c)将M个多径解扩资源都分配给L个有效径中信噪比最高的M个有效径，结束；

(d)先将多径解扩资源分配给L个有效多径，剩下的M-L个多径解扩资源优先分配给信噪比最高的有效多径之间所分配的虚径，

其中，假设L个有效多径按信噪比由大到小排列如下：

{τ₁，τ₂，...τ_L} satisfy{SNR(τ₁)＞＝SNR(τ₂)＞＝...SNR(τ_L)}

对剩下的M-L个多径解扩资源是按以下步骤分配的：

(d1)先对两个最强径的有效径集合{τ₁，τ₂}之间的虚径进行分配，如多径解扩资源已分配完，结束，否则，执行下一步；

(d2)往有效径集合中添加剩余有效径中的最强径τ_i，i＝3，4......L，形成新的有效径集合{τ₁，τ₂，…，τ_i}，对新添加的有效径τ_i和集合中原有有效径τ₁，τ₂，…，τ_i-1之间的虚径进行分配；

(d3)如多径解扩资源已分配完，或者所有的有效径均已添加到有效径集合中，结束，否则，返回步骤(d2)；

所述步骤(d1)中，对两个最强径之间的虚径进行分配时，优先分配弱径相对强径的虚径，再分配强径τ₁相对于弱径τ₂的虚径；

所述步骤(d2)中，对新添加的有效径τ_i和原有有效径τ₁，τ₂，…，τ_i-1之间的虚径进行分配时，是依次分配τ_i相对于τ₁，τ₂，…，τ_i-1的虚径，然后依次分配原有有效径τ₁，τ₂，…，τ_i-1相对于该τ_i的虚径；

在以上分配过程中，每成功分配一个虚径，都判断一下多径解扩资源是否已分配完，如果已分配完，立即终止分配，否则，继续虚径分配。

2.一种CDMA下行接收信号的解调方法，包括以下步骤：

(A)利用接收到的基带数字信号进行多径搜索，搜索出L个有效多径，并对这L个有效多径进行信道估计，得到信道估计值列向量h；

(B)根据可分配的多径解扩资源M进行多径分配，如果M＜＝L，则将M个多径解扩资源都分配给L个有效径中信噪比最高的M个有效径；如果M＞L，先将多径解扩资源分配给有效多径L，剩下的M-L个多径解扩资源则优先分配给信噪比最高的有效多径之间所分配的虚径；

(C)对分配得到的径进行多径的解扰解扩，得到对于目标符号的解扩列向量y；

(D)计算出干扰相关矩阵R_u，根据该干扰相关矩阵和信道估计值列向量h计算多径合并权重，最后计算出解调的目标符号z＝w^Hy，其中，y是各径对于目标符号的解扩列向量；

其中，所述步骤(B)中，假设L个有效多径按信噪比由大到小排列如下：

{τ₁，τ₂，...τ_L}satisfy{SNR(τ₁)＞＝SNR(τ₂)＞＝...SNR(τ_L)}

对剩下的M-L个多径解扩资源是按以下步骤分配的：

(B1)先对两个最强径的有效径集合{τ₁，τ₂}之间的虚径进行分配，如多径解扩资源已分配完，结束，否则，执行下一步；

(B2)往有效径集合中添加剩余有效径中的最强径τ_i，i＝3，4......L，形成新的有效径集合{τ₁，τ₂，…，τ_i}，对新添加的有效径τ_i和集合中原有有效径τ₁，τ₂，…，τ_i-1之间的虚径进行分配；

(B3)如多径解扩资源已分配完，或者所有的有效径均已添加到有效径集合中，结束，否则，返回步骤(B2)；

所述步骤(B1)中，对两个最强径之间的虚径进行分配时，优先分配弱径相对强径的虚径，再分配强径τ₁相对于弱径τ₂的虚径；

所述步骤(B2)中，对新添加的有效径τ_i和原有有效径τ₁，τ₂，…，τ_i-1之间的虚径进行分配时，是依次分配τ_i相对于τ₁，τ₂，…，τ_i-1的虚径，然后依次分配原有有效径τ₁，τ₂，…，τ_i-1相对于该τ_i的虚径；

在以上分配过程中，每成功分配一个虚径，都判断一下多径解扩资源是否已分配完，如果已分配完，立即终止分配，否则，继续虚径分配。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于：所述步骤(D)是按下式计算干扰相关矩阵R_u：

R_u＝E_IR_MUI+N₀R_n′

其中，E_I指干扰用户的总功率，R_MUI指其它用户的不含幅度信息的干扰相关矩阵，N₀指热噪声的功率，N₀R_n′为热噪声相关矩阵。

4.如权利要求2所述的方法，其特征在于：所述热噪声R_n是由下式计算的：

$R_{n^{\&prime;}}(d_1,d_2)=E\left[n^{\&prime;}\left(d_1\right)n^{{\&prime;}^{*}}\left(d_2\right)\right]$

$=\left\{\begin{array}{cc}1& d_1=d_2\\ 0& \mathrm{others}\end{array}\right.$

其中：d₁，d₂均为分配多径的时延，E[.]表示求数学期望，R_n′(d₁，d₂)表示径d₁和径d₂的热噪声的不含幅度信息的相关值。

5.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述热噪声R_n′是由下式计算的：

$R_{\mathrm{MUI}}(d_1,d_2)=E\left[y_{\mathrm{MUI}}\left(d_1\right){y^{*}}_{\mathrm{MUI}}\left(d_2\right)\right]$

$=\left\{\begin{array}{ccc}\frac{1}{N}{g}_l{g}_q^{*}& 2{\mathrm{\&tau;}}_l=d_1+{\mathrm{\&tau;}}_q,d_2={\mathrm{\&tau;}}_q& 1<=l,q<=L\\ & 0& \mathrm{others}\end{array}\right.$

其中：d₁，d₂均为分配多径的时延，R_MUI(d₁，d₂)表示径d₁和径d₂的不含幅度信息的多址干扰的相关值，E[.]表示求数学期望，y_MUI(d₁)表示径d₁的不含幅度信息的解扰解扩符号，表示径d₂的解扰解扩符号的不含幅度信息的共轭，N为目标用户所用的扩频因子，g_l，g_q分别表示径l和径q的信道衰落系数，τ_l，τ_q分别表示径l和径q的时延。

Images