CN1348632A - 无需管理的用于cdma终端的自适应片分离滤波器 - Google Patents

Abstract

公开了一种在CDMA远程通信系统中使用的接收机。该接收机包括至少一个用于接收来自CDMA信道的信号的天线。其中接收到的信号包括所希望的用户信号,接收机也包括组合电路,用于实现片波形滤波和最大比率组合,产生接收到的信号的相互相关的片估值。该接收机还包括一个自适应分离器,用于自适应地分离相互相关的片估值,和一个相关器,用于对自适应分离器的输出去扩频,获得对于所希望的用户信号的数据符号估值。另外,该接收机还包括连到组合电路的估值电路,用于对信道的响应估值,其中组合电路利用信道响应估值作为标准。

Description

无需管理的用于CDMA终端的自适应片分离滤波器

发明领域

本发明一般涉及通信系统，尤其涉及一种实现自适应信道均衡的接收机。

发明背景

CDMA系统是基于一种数字的，宽带的，扩频技术，它在所分配的无线电谱的频段上发送多个独立的用户信号。在CDMA中，每个用户信号包括一个不同的正交码和一个伪随机二进制序列，它们调制载波，将波形的谱扩展，因而使大量的用户信号能够共同使用相同的频谱。利用相关器将用户信号在接收机中分离，使得只有具有所选的正交码的信号能够被去扩频。它们的码不匹配的其他用户信号未被去扩频，因此，贡献为系统噪声。由系统处理增益和扩展带宽对基带数据速率之比增强的所希望的信号功率与所有干扰信号之和的比来确定系统的信号噪声比。

在一种峰窝直接序列码分多址(DS-CDMA)系统的下行(基站到移动终端)中，典型情况下通过正交扩频码将各个用户多路复用，利用当前提出的第三代宽带CDMA(WCDMA)标准也是这种情况，在其中可以同时支持不同的扩展因数和可变的用户数据速率。然而，由于多径传播和选频衰落，在各个用户波形之间的正交性下降，多址干扰损害了接收机的性能。对于一个上行(移动终端到基站)的接收机，已提高几种多用户检测方案，以便减轻多址干扰。然而，移动终端不可能适应与基站相同的计算复杂程度。

几种基于随机的梯度方法和最小均方误差(MMSE)准则的自适应算法，已被提议作为用于CDMA接收机的一种低复杂性干扰压制手段。在已知的训练数据序列存在时，可以使用最小均方(LMS)算法。

在这方面可以参考S.L.Miller的“An Adaptive Direct-Sequence Code-Division Multiple Access Receiver for MultiuserInterference Rejection，”IEEE Transactions on Communications，vol.43，pp.1746-1755，Feb.-Apr.1995。

也可由通常的RAKE接收机提供对于LMS的适当训练，如在下文中所公开的那样：M.Latva-aho的，Advanced receivers forwideband CDMA system.Doctoral thesis，Department ofElectrical Engineering，University of Oulu，Finland，1998。

为了避免对于训练的需要，盲目的自适应方案已被提出，如下文中所述：M.L.Honig，U.Madhow和S.Verdú的，“Blind adaptivemultiuser detection，”IEEE Transactions on InformationTheory，vol.41，pp.944-960，July 1995，也描述在：N.Zecevic和J.H.Reed的“Blind adaptation algorithms for direct-sequencespread-spectrum CDMA single-user detection，”IEEEInternational Vehicular Technology Conference，VTC’97，May1997，pp.2133-2137.

Y.Bar-Ness和J.B.Punt的“Adaptive bootstrap CDMAmulti-user detector，”Wireless Personal Communications，Kluwer Academic Publishers，vol.3，no.l，pp.55-71，1996，和P.Komulainen，Y.Bar-Ness和J.Lilleberg的“Simplifiedbootstrap adaptive decorrelator for CDMA downlink，”IEEEInternational Conference on Communications，ICC’98，Atlanta，USA，June 1998，pp.380-384，以上两文公开了基于盲目信号分离的算法，这些算法被示出具有与线性MMSE接收机相同的性能。然而，应该指出，在多径信道中，盲目自适应方案需要某种形式的信道响应估算。为了信道估算，可以采用一个公共的导频信道或者专用的导频符号。

前面所提议的自适应方案集中在对数据符号的检测上，因此需要信号稳定在符号水平上。遗憾的是，这就排除它们应用到采用长伪噪声(PN)扰频码的系统中，这种改变码从一个符号间隔到另一个符号间隔信号的相关性质。

在大多数数字无线电通信系统中，将符号间干扰(ISI)引入是由于信道中的多径传播。这个问题是重要的，尤其在高数据速率时，然而可以通过信道均衡得以减轻。

在这方面可以参考D.P.Taylor，G.M.Vitetta，B.D.Hart和A.Mmmel的“Wineless channel equalisation，”EuropeanTronsactions on Telecommunications，vol.9，no.2，pp.117-143，1998。

在CDMA下行中，多址干扰基本上是由信道引起的，因为所有的用户信号通过相同的选频多径信道传播到感兴趣的接收机。因此，在用户之间的正交性可被恢复，可通过对信道效应的补偿将干扰压制，如下文中所公开的那样：S.Werner和J.Lilleberg的“DownlinkChannel decorrelation in CDMA systems with long Codes，”IEEEInternational Vehicular Technology Conference，VTC’99，Houston，Texas，May 1999。发明的目的和优点：

本发明的一个目的和优点是提供一种改进的接收机，它利用一种自适应信道均衡功能来恢复不同用户波形之间的正交性。

本发明的另一个目的和优点是在接收机中利用一种自适应信道均衡功能，通过对相继发送的片的去相关，用自适应片分离实现线性片间干扰的片抵销。

本发明的再一个目的和优点是提供一种具有改进性能的接收机，它适合于利用长扰频码的系统，如第三代WCDMA系统。

发明概述：

通过依据本发明实施方案的方法和设备克服了以上的和其他的问题，实现了本发明的目的。

公开了一种在CDMA远程通信系统中使用的接收机。该接收机包括至少一个天线，用于接收来自CDMA信道的信号，其中该接收到的信号包括一个所希望的用户信号。该接收机还包括组合电路，用于实现片波形滤波和最大比率组合，以产生对接收信号相互相关的片估算。该接收机还包括一个自适应分离器，用于自适应地分离相互相关的片的估值，和一个相关器，用于对自适应分离器的输出进行去扩频，以便获得对于所希望的用户信号的数据符号估值。

另外，该接收机还包括估算电路，连到该组合电路，用于估算信道的响应，在其中该组合电路利用该信道响应估值作为标准。

附图简述：

本发明以上提出的和其他的特点由于本发明的详述并随同阅读附图而变得更加清楚，其中：

图1示出一种CDMA基站发射机的方框图。

图2示出依据本发明一个方面的一种接收机的方框图。

图3示出依据本发明讲授内容的一种自适应分离滤波器结构的方框图。

图4示出利用扩频因数N＝32和单一接收机天线的接收机位差错率(BER)性能曲线。

图5示出利用扩频因数N＝32和一个两天线接收机的BER性能曲线。

图6示出当利用扩频因数N＝4和单一接收机天线时BER性能曲线。

图7示出当扩频因数N＝4已被连同一个两天线接收机使用时BER性能曲线。

发明详述：

如上所述，在一种利用正交码的同步CDMA下行中，多址干扰(MAI)基本上是由多径信道产生的，因此，MAI可被线性信道均衡压制，一种利用信道均衡器算法的接收机被公开，它通过自适应片分离实现线性片间干扰抵销。该方法适合于利用长码扰频的系统，如所提议的第三代宽带CDMA系统。以下示出结果，当与通常的RAKE接收机相比较时，提供了相当大的性能增益。

在本发明的一个方面中，一种CDMA终端空间-时间自适应接收机结构被公开，用于采用长码扰频的CDMA系统的下行。接收机压制MAI的能力是基于对多径信道效应的均衡，它基本上恢复了不同用户之间的正交性。自适应的规则是从自举原理导出的，它在此的适用性源自观测结果，即下行信号是不相关的，相当高功率的信号要素，也就是多用户片的序列。自适应分离的一个目的是除去片之间由信道引起的相关。因此，接收机通过对相继的所发送的片进行自适应去相关实现线性信道均衡。这种方法对于CDMA下行特别适用，因为由同步的基站发射机发送的信号是由一系列不相关的多用户片组成，它具有对于这种应用适合的信号噪声比，因此，整个多址信号的功率可被自适应地利用。I.下行信号模型

A.发送信号

在CDMA下行中，不同的用户信号是符号同步的，相互用正交(Walsh)码区分。带有k个同时用户的单个基站发射机的典型结构示于图1中。信号b_l，…，b_k是对于l到k个用户中每一个的复四相移键控(QPSK)数据符号。每个用户的Walsh码用施加到结合点100l到100k的S_l(n)，…，S_k(n)表示。用户有关的功率控制幅度表示为a_l，…，a_k，并被施加到结合点110₁到110_k。所得到的信号被相加函数120组合。一种公共的复扰频码C(n)被施加到结合点130上的组合信号中。所得的信号表示为d(n)。

总的多用户片序列为： $d\left(n\right)\underset{l}{=\mathrm{\Σ}}$ $\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{a}_k{b}_k\left(i\right)S_k(n-\mathrm{iN})c\left(n\right),------\left(1\right)$

其中，对于第k个用户，a_k是由于功率控制产生的实正幅度，b_k(i)是第i个复QPSK数据符号，S_k是Walsh码。在此，对于n＝0，1，…，N-1，S_k(n)＝±1，为其余值时S_k＝0。公共的复扰频码C(n)的周期可以在整个的符号帧上延伸。因为长PN码扰频，{d(n)}_n是不相关的复信号要素的序列，由于是用户有关的功率控制，它的幅度分布对于接收机是未知的。然而，从自适应观点看，d(n)表示要估值的信号。

片被给出一个有限带宽的传输波形p(t)。因此，对于多址基带信号的连续时间模型为： $u\left(t\right)=\underset{n}{\mathrm{\Σ}}d\left(n\right)p(t-n{T}_c),------\left(2\right)$

其中Tc是片间隔的持续时间。

B.接收信号

由于是多径传播，在第m个接收机天线上接收到的片波形是： $h_m\left(t\right)=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_{\mathrm{ml}}p(t-{\mathrm{\τ}}_l),------\left(3\right)$

其中γ_ml是复增益，τ_l是多径信道第L个路径的相对延时。因为，与片速率相比，信道参数是缓慢的时变参数，在感兴趣的时间间隔上它们可以很好地被假定为常数。因此在第m个天线上的接收信号为： $r_m\left(t\right)=\underset{n}{\mathrm{\Σ}}d\left(n\right)h_m(t-n{T}_c)+{\mathrm{\η}}_m\left(t\right),------\left(4\right)$

其中η_m(t)是一个带有两侧功率谱密度为No/2的白高斯背景噪声(AWGN)过程。对于矩阵表方法，连续时间波形h_m(t-nTc)可被离散化为向量h_m(n)。无穷的，M-维接收信号可被堆放成一个向量 $r=\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\\ \·\\ \·\\ \·\\ r_M\end{array}\right],------\left(5\right)$ 用矩阵等式给出

r＝Hd+η，                   (6)其中向量d包括所发送的多用户片

d＝[…d(-1)d(0)d(1)…]^T，    (7)矩阵H包括接收到的波形

H＝[…h(-1)h(0)h(1)…]，     (8)所以矩阵H的每个列向量，对于n＝…，-1，0，1，…， $h\left(n\right)=\left[\begin{array}{c}{h}_1\left(n\right)\\ h_2\left(n\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ h_M\left(n\right)\end{array}\right],------\left(9\right)$

表示接收到的传送所发送的多用户片d(n)的信息的波形。II.自适应接收机

A.总的接收机结构

接收机10的结构的方框图示于图2中。信号γ_l(t)到γ_M(t)被通过至少一个或多个天线140₁，…，140_M接收，这些天线每个被连到一个相应的片的匹配滤波器150₁，…，150_M。每个片的匹配滤波器150₁，…，150_M在其输出上产生每片至少一个样本。片样本序列通过延时160₁，…，160_M，以补偿可能的信道估值延时。

为了确定相互相关的片估值，相干的RAKE接收机170包括一个单元，标记为Chip MRC 175，用于实现在多径部件和天线部件上片的最大比率的组合(MRC)。该操作对应于信道匹配滤波，并据此，使信号维数为最少而没有在均衡前损失信息。

在这方面可以参考：I.Kaya，A.R.Nix和R.Benjamin，“Exploiting multipath activity using low complexityequalisation techniques for high speed wireless LANs，”IEEEInternational Vehicular Technology Conference，VTC’98，Ottawa，Canada，May 1998，pp.1593-1597。

相互相关的片的估值被自适应分离滤波器180自适应地分离。自适应分离滤波器180的输出被连到相关器190，以便通过对该信号进行去扩频，也就是，用一个共轭的长扰频码和由码发生器200供给的用户特有的Walsh码与信号相乘，然后在符号周期上积分，获得对于所希望的用户数据符号的估值。相关器190的输出被连到一个去插入器210，并依次连到一个解码器220。去插入器210和解码器220在结构和操作上可以是通常的。

假定对信道完全了解，则Chip MRC 175的第n个输出要素为： $x\left(n\right)=h^H\left(n\right)r=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{\mathrm{ml}}^{*}\∫r_m\left(t\right)p(t-n{T}_c-{\mathrm{\τ}}_1)\mathrm{dt},------\left(10\right)$

其中()^*标记取复共轭，()^H标记Hermitian变换，用矩阵形式，总的输出序列x＝[…，x(-1)，x(0)，x(1)…]^T为：

x＝H^Hr＝Pd+H^Hη，                          (11)

其中相关矩阵ρ＝H^HH被标明。

在实践中，代替已知的γ_mL，对于m＝1，…，M和L＝1，…L，相干组合采用由幅度估值器230₁，…，230_L提供的信道响应估值_mL≌γ_mL。这些估值可以基于通过天线140₁，…，140_M接收到的专用引导符号或一个公共的引导信道。

从等式(11)，可容易看到，通过用P^-1从左面乘以向量x，片的去相关或零。加力的均衡被实现。然而，由于相当大的噪声增强，这样一种操作提供很少的优点。

B.自适应分离

由于多径传播，组合的片被相互相关。自适应分离滤波器180的目的是除去这种相关。因为相关矩阵ρ是Toeplitz形式，分离被缩减为滤波问题。如图3中所示，采用对称的滤波器V，理想情况下，滤波器是无限长的，但在实践中，它可被截短为可处理的长度。适当的滤波器长度主要可由信道延时范围确定。采用标记：和 其中2F+1是滤波器长度，分离滤波器180的输出可表述为：

z(n)＝v^H(n)x(n).                           (12)

与以上提到的由Y.Bar-Ness和J.B.Punt所描述的自举算法类似，自适应是基于盲目的线性去相关，加权的自适应步骤，对于f＝1，2，…F，可被表达为：

v_f(n+1)＝ν_f(n)-μ(n)_z ^*(n)z(n-f)，         (13)

其中μ(n)是(可能被归一化)步距参数。注意，在初始条件中，对于f＝1，2，…，F，V_f＝0，整个接收机作为通常的RAKE接收机起作用。

从等式(13)，可以示出，当自适应已达到稳态(平均地)时，条件

E(z^*(n)z(n-f))＝0，f＝1，2，…，F          (14)被满足。当噪声水平不显著时，这个条件也被零-加力均衡器满足。

应该指出，稳态滤波器加权不可能从等式(14)单值地解出，该算法并不提供完全的收敛。然而，仿真表明，如果步距保持合理的小，自适应是稳定的。III.性能评价

在这一节中，确定自适应片分离器的位差错率(BER)的计算机仿真结果被示出，并与通常的RAKE接收机的结果作比较。考虑一个带有k个活动的，等功率的用户，QPSK数据调制，和长度N＝4或32的实正交Walsh码，随同一个用于扰频的长的复Gold序列的WCDMA下行信号。一种固定的步距参数被用于自适应，分离滤波器的长度被设置为17(F＝8)。纠错编码被从仿真排除。

在具有延时范围为1μs的一种时变Rayleigh信道中测试接收机，该信道带有三个具有相等平均功率的可分辨路径，每个独立地按照经典的多谱勒谱衰落。在仿真中使用的片速率为4MHz，带有根升余弦脉冲形成滤波，载波频率为2GHz，和车辆速度为5Km/h。既仿真单天线，又仿真两天线的接收机。在两天线的情况下，假定由于部件之间独立地衰落而完全相异。对于接收机给出信道脉冲响应的正确估值。

在图4中，在扩频因数N＝32，带有可变用户数目的情况下，单一天线接收机的BER性能曲线被示出。在相应的信道负载情况下两天线接收机的性能示于图5中。在此，x轴表示每个天线部件的Eb/No。在图6和7中相应地给出在低扩频因数N＝4的情况下单一和两天线接收机的结果。

可以看出，与RAKE相比较，尤其在重负载的信道中片分离器提供相当大的增益。分离器也似乎更多地从分集天线给出的额外的方面得益。然而，在低数据速率和大扩频因数N＝32的单用户情况下，由于自适应抖动使检测性能只是稍有下降。虽然这没有什么价值，一个具有N＝4的高数据速率用户，甚至在单用户的情况下也明显地从分离中得益。

仿真表明，自适应片分离器的性能胜过通常的RAKE接收机，尤其是在高数据速率而扩频因数小时，或者当系统被多用户沉重加载时。

应该理解，在此所描述的功能可以用分立的电路元件，或者由适当的数据处理器执行的软件程序实现。也可采用电路元件和软件程序的组合。

因此，虽然已经对于其优选实施方案展示和描述了本发明，本领域的技术人员将理解，在其中可以在形式和细节上进行改变而不偏离本发明的范围和精神。

Claims (7)

1.一种在CDMA远程通信系统中使用的接收机，包括：

至少一个用于从CDMA信道接收信号的天线，所述的信号包括所希望的用户信号；

连到所述的天线的组合电路，用于实现片波形滤波和对多径部件和天线元件的最大比率组合，以便产生所述的接收到的信号的相互相关的片估值；

连到所述的组合电路的自适应分离器，用于自适应地分离所述的相互相关的片估值；和

连到所述的自适应分离器的相关器，用于对所述的自适应分离器的输出去扩频，以获得对于所述的所希望的用户信号的数据符号估值。

2.如权利要求1的接收机，还包括连到所述的组合电路的估值电路，用于对所述信道的响应估值，其中所述的组合电路利用所述的信道响应估值作为标准。

3.如权利要求1的接收机，其中所述的去扩频器还包括用于将所述的自适应分离器的输出与一个共轭的长扰频码和Walsh码相乘，然后将结果在符号周期上积分的电路。

4.一种用于接收CDMA远程通信系统中信号的方法，所述的方法包括以下步骤：

从CDMA信道接收信号，所述的信号包括所希望的用户信号；

实现片波形滤波和对多径部件和天线元件的最大比率组合，以产生所述的接收到的信号的相互相关的片估值；

自适应地分离所述的相互相关的片估值；和

对所述的分离的相互相关的片估值去扩频，以获得对于所述的所希望的用户信号的数据符号估值。

5.如权利要求4的方法，还包括对所述的信道响应估值的步骤，其中所述的实现片波形滤波和最大比率组合的步骤还包括利用所述的信道响应估值作为标准。

6.如权利要求4的方法，其中所述的去扩频步骤还包括将所述的自适应分离的相互相关的片估值与一个共轭的长扰频码和一个Walsh码相乘，然后将结果在符号周期上积分的步骤。

7.一种用于接收包括所希望的用户信号的CDMA波形的相干RAKE接收机，所述的接收机包括：

对所述的接收到的CDMA波形作出响应的组合电路，用于实现片波形滤波和对多径部件和天线元件最大比率组合，以产生所述的接收到的CDMA波形的相互相关的片估值；

连到所述的组合电路的自适应分离器，用于自适应地分离所述的相互相关的片估值；和

连到所述的自适应分离器的相关器，用于对所述的自适应分离器输出去扩频，以获得对所述的所希望的用户信号的数据符号估值。

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