CN1685750A

CN1685750A - 一种多用户干扰消除方法和单元

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Publication number: CN1685750A
Application number: CNA028297202A
Authority: CN
Inventors: 戴谦; 刘颖; 赵盟
Original assignee: ZTE Corp
Current assignee: ZTE Corp
Priority date: 2002-11-29
Filing date: 2002-11-29
Publication date: 2005-10-19
Anticipated expiration: 2022-11-29
Also published as: AU2002349470A1; NO334966B1; SE0501186L; NO20053188L; WO2004052036A1; CN100409707C; NO20053188D0; SE527387C2

Abstract

本发明公开了一种多用户干扰消除方法和单元，其方法主要包括：利用解扩单元对输入的基带信号进行解复扩频操作；然后再对解扩后的信号继续进行分信道的Walsh解扩，将该用户的各个信道的信号分离开来；将分离后的各个信道的比特流与一导频估计器A的输出估计值的共扼信号相乘，以抵消多径衰落的影响；相乘后的比特流送入判决器进行判决；利用另二个导频估计器B、C以及系统提供的用户数、信道类型、服务类型构造判决需要的门限等步骤，本发明对信号判决和信号恢复进行更为准确的控制和处理，增加了干扰消除的准确性，从而提高了系统的性能。

Description

一种多用户干扰消除方法和单元技术领域

本发明涉及码分多址通讯系统中的多用户检测，更具体指一种多用户干扰消除方法和单元。背景技术

码分多址（CDMA) 是移动通讯中常用多址调制技术中的一种。其他的多址调制技术还有时分多址 (TDMA)、频分多址（FDMA) ，而码分多址技术相对于其他多址调制技术具有频带利用率高，系统容量大的优点。

在 CDMA通信系统中，各用户信号在时域和频域重叠，仅通过扩频码相互区分。如果扩频码之间完全正交，利用相关器或匹配滤波器可以完全恢复各个用户的信号。然而在实际系统中，用户之间并不同步并且不同用户的信号是以不同时延到达接收机的，所以很难找到某种扩频码序列使所有用户的信号在所有可能的相对时延范围内正交。由于扩频码集并非完全正交，使得信道中不同用户和同一用户的不同多径之间都存在干扰，即多址干扰（或多用户干扰）。传统的接收机利用相关器（或匹配滤波器）进行解调，在相关过程中无法去除用户间的干扰，对于某个用户而言，其他用户的信号全部都被视为噪声。因此，随着系统中的用户数逐渐增多，用户间的干扰也不断增大，当这些干扰累积到一定程度，超过了系统解调所要求的最低信噪比时，系统便无法接入更多的用户。因此， CDMA系统属于一种干扰受限系统。要从某种程度上解决 CDMA系统的干扰受限问题，就必须降低多用户干扰的影响。实际上，与系统热噪声不同，多址干扰（MAI: Multiple Access Interference) 在理论上是可估计、可再生的。因此完全可以综合各个用户的有用信息，釆用一定的信号处理方法去降低接收信号中的多址干扰，这就是多用户检测技术要实现的目标。有效的多用户检测技术可以提高系统容量，增加系统覆盖半径，缓解 CDMA的干扰受限问题。

同时，干扰消除（多用户检测）技术还可以有效的减轻 "远近效应" 对系统性能造成的影响。由于移动台与基站间的距离不同以及受到无线信道衰落的影响，基站接收到各移动台的信号功率将会有所不同，强功率信号用户对弱功率信号用户会造成很大的千扰，使弱功率信号用户的性能下降甚至不能正常工作。利用功率控制可以使基站接收到的所有移动台功率近似相等，在一定程度上缓解 "远近效应" 。但是功率控制也有一些不足，如需要占用信道传递功控信息、控制滞后、性能与移动用户速率相关等，而且功率控制不能解决多址干扰限制系统容量的问题。功率控制的出发点是将干扰控制在可接受的水平上，与此不同，采用干扰消除技术是为了最大程度的去除用户之间的干扰，这样也就从根本上消除了 "远近效应"产生的原因，因此它可以有效缓解 "远近效应" 的影响，并减轻系统对功率控制的性能要求。

通常移动通信所面临的是一个时变的多径衰落环境。在这样的环境中，发射信号经过不同路径的传播会以不同的时延到达基站，由于扩频码不是完全的正交，使得同一用户的不同多径信号之间也存在着类似 MAI的相互干扰。在传统的 CDMA接收机设计中，采用 Rake分支对每一用户的最强几径信号分别解调，再进行最大比例合并，利用分集来克服多径衰落的影响。但是在对每一径的解调过程中，仍然是将其它多径看成噪声，而没有充分利用其中包含的信息。因此，在多径传播的环境中，只进行单纯的分集合并接收无法提供同时克服多址干扰和多径影响的效果。如果在多用户检测的算法中考虑多径的影响，显然可以充分利用有效信息，从而进一步的提高系统性能。

多用户检测接收机按其结构是否带有反馈可分为线性多用户接收机和非线性多用户接收机。

线性多用户检测器是将多用户通信环境中的多址干扰等效为一个信道的传输响应矩阵，该传输矩阵与各用户的扩频序列以及序列之间的相对延迟有关。如果我们可以得到信道传输矩阵的逆矩阵，就可以将多用户信号经过 k (k 为用户数）个匹配滤波器的输出，再通过此逆矩阵进行求逆运算，以等效地消除各用户之间的相关性，从而达到消除多址干扰的目的。但是由于这种方法需要知道扩频码之间精确的相位信息，并且还要根据实际用户的变化或环境的变化随时计算相关矩阵的逆矩阵，算法复杂，计算量大，不易实时实现。另外一类重要的多用户检测器被称为非线性多用户检测器（也叫做相减干扰消除检测器）。它的基本原则是在接收端独立地估计来自每个用户的 MAI 信息，然后分别从总的接收信号中减去对应用户的部分或全部 MAI，得到每个用户去除干扰后的信号，然后再使用传统接收机进行解调。这种基于反馈的检测器通常用多阶的方式实现，期望通过多级反馈最大程度的干扰消除，从而获得更好的解调性能。从对线性多用户检测器的分析中可以看出，线性多用户检测器中主要采用矩阵运算，计算较为复杂，不利于硬件的实现。从实现的角度出发，非线性多用户检测器更为有效。

非线性多用户检测器可以用串行或并行结构实现。串行结构的检测器一般需要对输入信号作功率排序，按照顺序先对功率较强的用户进行干扰消除，再用干扰消除后的信号做输入，对功率较弱的信号做相同的处理。在功率控制的效果不明显或有滞后的情况下，串行处理的性能优于并行处理，但会引入和用户数成比例的处理延时；在用户间功率比较平衡或系统对处理延时要求较高时通常采用并行结构。无论采用哪种结构，一般都会进行多阶处理，以得到更好的千扰消除效果。

无论采用串行或并行结构，多用户检测器的性能都是由 ICU (干扰消除单元）决定的。 ICU通常包括信号判决和信号恢复两部分。信号判决和信号恢复的目标是准确重建每个用户在接收端的数据，从而在干扰消除时能够去除其它用户的干扰，同时还要保证在干扰消除过程中不会由于信号重建的误差而引入额外的干扰。信号判决和信号恢复的准确度将直接影响 ICU的信号重建能力，从而决定整个检测器的性能。因此如何准确地进行信号判决和信号恢复，成为提高检测器性能的关键因素。

目前对多阶干扰消除的研究可以大致分为两类：非判决干扰消除和判决干扰消除（也称为软判决干扰消除和硬判决干扰消除）。非判决干扰消除直接使用相关接收机的输出产生干扰恢复信号，在处理过程中不需要对信道参数进行估计。它的算法相对简单，在白噪声信道下可以获得干扰消除的增益；但是在瑞利信道中如果不考虑多径衰落的影响，不经过 RAKE处理得到的信号无法克服衰落的影响，并且在干扰恢复中如果没有重建出经过信道后的多径信号，那么由此得到的恢复信号与实际的接收信号将会有较大的不同，干扰消除后很可能引入干扰，直接导致系统在瑞利环境下性能下降。判决干扰消除利用 RAKE合并后的信号进行判决，并在重建过程中恢复了多径信号，可以有效的去除多用户干扰和多径干扰。 NEC的专利 6081516， " Multiuser Receiving Device For Use In A CDMA System " (；《用于 CDMA系统中的多用户接收机》），先对 RAKE合并后的数据进行硬判决，再利用路径估计分别恢复多径信号，然后进行干扰消除，适用于瑞利衰落环境。但是由于判决时没有根据接收信号的特点进行相应的处理，当某个用户或某径的接收信号幅度较小时，利用这个信号进行判决和恢复的可靠性相对较低，在这种情况下，由于干扰恢复信号不准确，将在干扰消除过程中反而引入干扰。

论文 " Third Generation Mobile Radio Systems Using Wideband CDMA Technology and Interference Canceller for Its Base Station" (JE FUJITSU Sci. Tech.J.,34,l,pp.50-57(September 1998)), 即《采用宽带 CDMA技术的第三代无线移动系统和基站端的干扰消除》中采用了一些技术来提高信号判决和信号恢复的准确性。首先在信号判决时使用了混合判决，具体是根据路径估计的能量设定一个阈值，如果 RAKE合并后的信号能量大于阈值，则判决为 +1或 -1；如果小于阈值，则判决为一个被阈值归一化（小于 1 ) 的值。可以理解，当大于阈值时，接收信号的可靠性较高，可以认为判决是准确的；但是当小于阈值时，接收信号的可靠性较差，非常有可能误判，即使判决为一个相对幅值较小的值，如果判错，仍然会在干扰消除时反而增强干扰。这样在多阶处理时，误差的积累会造成性能的迅速下降。

论文 " Successive Interference Cancellation for Multiuser Asynchronous DS/CDMA Detectors in Multipath Fading Links" (见 IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS,VOL.46,NO.3,MARCH 1998)， § 《在多径衰落环境中用于异步 DS/CDMA接收机的串行干扰消除技术》中也采用了阈值判决的算法。与前一篇论文不同的是，当合并信号能量小于阈值时不进行判决。另外，文中阈值的计算是根据待解调用户的接收信号能量方差、干扰用户能量方差以及噪声能量方差计算得到的。但在实际系统中，要得到这三种能量方差的准确值并不是一个简单的过程，并且如果要根据环境的变化计算涉及三种参数的阈值，需要较为复杂的计算。本发明内容

本发明的目的是针对现有干扰消除单元中存在信号判决和信号恢复不准确的缺陷，提出一种多用户干扰消除方法和单元。

为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案，

本发明的多用户干扰消除的方法包括以下步骤- a，利用解扩单元对输入的基带信号进行解复扩频操作；

b，然后再对解扩后的信号继续进行分信道的 Walsh解扩，将该用户的各个信道的信号分离开来；

c 将分离后的各个信道的比特流与一导频估计器 A的输出估计值的共扼信号相乘，以抵消多径衰落的影响；

d, 相乘后的比特流送入判决器进行判决；

e, 利用另二个导频估计器8、 C以及系统提供的用户数、信道类型、月艮务类型构造判决需要的门限，然后对输入的待判决比特流进行判决；

f，将判决后的比特流再与导频估计器 A输出的估计值进行相乘，以重建多径衰落的影响和信号的后续重建。

所述的步骤 d中，在进行判决时，进一步包括以下步骤：

dl , 从系统取得用户数目和信道类型或服务类型等参数；

02, 确定信道类型或者服务类型信息；

d3，根据步骤 d2的信息对公式 ^ ^H H 中的系数 K2进行调整；

d4，判断当前的用户数量；

d5，根据用户数目再对步骤 d3的公式中的系数 K1进行调整。

所述的步骤 d3中，在调整系数 K2时，信道速率越高， K2的取值越高，卷积编码信道对应的 K2要大于 Turbo编码类型的信道。

在调整系数时，先确定 K2，再确定 Kl， Κ2的取值是随着信道速率的增高和编码类型的改变呈大致线性上升，在具体操作时可以暂时设置 K1约为 1 到 3，然后仿真和测试 K2在不同信道速率和不同编码方式下的最佳值。

在所述的步骤 e进行判决时可采用双阈值判决，即，当待判决比特的能量小于阈值 1 ( T1 ) 时，判决为 0; 否则当待判决比特的能量大于阈值 2(T2)时，也判决为 0; 其他情况判决为 1或者一 1。所述的步骤 d3中，也可根据公式 ^^W mm ^- ^进行调整，其中 K3是置信度因子，是个不小于 1的数。

在进行调整时，

首先取得导频估计器 C的输出信号，再根据公式 Energy[PilotChip _k ]

E C =

_ k

和公式

Bas = b E_ C

计算 E— B的衡量基准 Bas，判断 E— B是否大于 Bas，如果大于，说明比特能量较强，则降低 K3 ;

然后判断 K3是否降低到小于 1的值，如果小于 1，则令 K3 = l _; 如果 Ε— Β 小于 Bas，说明比特能量较弱，则保持或者增大 K3 ;

然后判断 K3是否超过了最大值 MAX— K3，其中， ΜΑΧ_Κ3是个大于 1 的整数。

本发明的多用户干扰消除单元包括解扩单元、三个导频估计器八、 B、 C、第一乘法器、共扼器、判决器、第二乘法器，解扩单元对输入信号进行解扩，将用户的有用信号从总信号中分离出来，将解扩后的信号一方面分别送到三个导频估计器，另一方面将解扩后的比特流送到第一乘法器，导频估计器 A 的输出信号经过共扼器共扼，第一乘法器对解扩后的比特流和经过共扼器共扼后的信号相乘；判决器利用导频估计器8、 C的输出信号以及系统信息对第一乘法器输出的待判决比特流进行判决；第二乘法器对判决器输出信号以及导频估计器 A输出的信号再次相乘，相乘的结果即为后级的解调模块的输入。附图概述

图 1是现有的接收机原理示意框图。

图 2是现有的多用户检测的并行干扰消除结构示意图。

图 3是本发明干扰消除单元结构示意图。

图 4是本发明干扰消除方法流程示意图。

图 5是本发明干扰消除方法（根据不同情况来改变判决门限）过程示意图。图 6是使用本发明方法后，在不同的判决门限下的接收机的解调性能曲线示意图。

图 7是本发明干扰消除方法中判决（如何减少判决的错误率）过程示意图。图 8是本发明干扰消除方法中判决（如何衡量判决的置信度）过程示意图。本发明的最佳实施方式

图 1示意了接收机的基本原理，其中，射频模块将接收的射频信号转换为基带信号并送解调模块进行解调，解调后的符号流再送给解码器解码。通常，射频处理器包括一个混频器和本振，可以将射频信号转换为中频信号，然后再进一步转换为基带信号。

解调模块包含一个 RAKE接收模块以搜索最强的 k个多径信号；一个解扩模块，使用各个用户对应的混合 PN扩频序列来对每个用户的每一径信号进行解扩；最后将解扩后的符号流与不同信道对应的 Walsh函数序列相乘，所得的比特流即可送往解码器进行解码。

解码器根据信号的不同的编码方式来选择对应的解码方式，例如：基本信道（Fundamental channel ) 使用卷积编码方式，对应的解码方式是维特比

( Viterbi ) 解码；而补充信道 ( Supplemental channel ) 使用 Turbo编码的情况，对应的解码方式就是 Turbo解码。

图 2示意了现有的多用户检测的并行干扰（PIC : Parallel Interference Canceller) 消除结构。该结构包括 M阶多用户检测处理（M>1 ) ，每一阶包括 N个 ICU，其中 N为用户数。 N个 ICU采用并行排列的方式，同时进行干扰消除，而不是象串行干扰消除那样首先选择最强的用户进行干扰消除。每一阶的延迟单元 201— 1到 201— M的延迟长度等于对应阶的处理延时，以保证减法器 204— n ( n为 1~-M) 的两个输入信号同步。

值得注意的是，第一阶和最后一阶的干扰消除结构与其他阶相比略有不同。第一阶的输入信号取自匹配滤波器 206的输出，而其他阶的输入信号均为前一阶的减法器的输出，即进行了干扰消除后的信号。最后一阶的 ICU 2-M-1 到 2-M-N只需要进行干扰信号重建即可。在所有阶的多用户检测结束后，最后的输出信号 An是用总信号减去除用户 n以外的所有其他用户的干扰重建信号（n为 1~-N) 。理论上，如果能够精确的重建所有用户的信号，那么在即使在多用户的情况下，其解调性能也和一个用户的解调性能相同。

请先参阅图 3，该图是图 2中的干扰消除单元（ICU) 的结构示意图，也即是本发明采用的干扰消除单元的结构。该单元包括解扩单元、三个导频估计器 A、 B、 C、第一乘法器、共扼器、判决器、第二乘法器，解扩单元对输入信号进行解扩，将用户的有用信号从总信号中分离出来，将解扩后的信号一方面分别送到三个导频估计器，另一方面将解扩后的比特流送到第一乘法器，导频估计器 A的输出信号经过共扼器共扼，第一乘法器对解扩后的比特流和经过共扼器共扼后的信号相乘；判决器利用导频估计器8、 C的输出信号以及系统信息对第一乘法器输出的待判决比特流进行判决；第二乘法器对判决器输出信号以及导频估计器 A输出的信号再次相乘，相乘的结果即为后级的解调模块的输入。

而传统的 ICU的结构中只有一个导频估计器，该导频估计器的信号既用于对解扩信号加权以及重建接收信号，也用作判决器的参考信号。然而由于对解扩信号加权以及重建接收信号的实质是抵消和重建接收信号中的多径衰落效应，这就要求该导频估计器的累积长度不可太长，延时不可太大，这样得到的导频估计中才能包含足够准确的多径衰落分量；但是这样的导频估计却并不适用于作判决器的参考信号。因此本发明提供的 ICU结构中增加了专用的导频估计器 B和 C，用作判决器的参考信号，而导频估计器 A则专用于进行对解扩信号加权以及重建接收信号。

图 4是本发明的干扰消除方法流程图，本发明的方法为：第一步 401用对应用户的混合 PN扩频序列对输入信号进行解扩，将该用户的有用信号从总信号中分离出来，解扩后的信号送给导频估计器 A— C。第二步 402对 PN解扩后的信号继续进行分信道的 Walsh解扩，将该用户的各个信道的信号分离开来。 401和 402步都是在解扩单元内进行。第 404、 408、 410步分别按照不同的导频估计方式提取出导频估计 A、 B、 C。 412步将分离后的各个信道的比特流与导频估计器 A的输出信号的共扼信号相乘，以抵消多径衰落的影响，相乘后的比特流送入判决器进行判决。 416步利用导频估计8、 C以及 414步提供的系统信息构造判决需要的门限，然后对输入的待判决比特流进行判决。 418步将判决后的比特流再与导频估计 A相乘，以重建多径衰落的影响，然后就是信号的后续的重建过程，包括 walsh扩频，混合 PN序列扩频等，不再详述。其中图 3的导频估计器 B和导频估计器 C的输出以及系统信息都是判决器进行判决所需要的输入，其详细作用将在下面叙述。

判决器的作用是将输入比特流判决成 1和一 1的序列。最简单的判决方法是：如果某个比特的幅度大于 0电平，则将其判决为 1 ; 否则判决为一 1。考虑到热噪声和多径衰落的影响，这种判决方法显然是非常不精确的。为了更准确的进行判决，并且尽可能的避免引入附加的干扰，有必要为判决过程引入一个阈值。新的判决方法是：如果某个比特的幅度大于阈值，则将其判决为 1 ; 如果幅度小于负的阈值，则判决为一 1 ; 其他情况判决为 0电平。这种方法考虑到了当比特幅度很弱时，该比特的判决可信度是比较低的，与其将它判决为某个非 0值，不如将它判决为 0以避免引入可能的附加干扰。又：由于多径衰落带来的比特流能量的较大的波动性，采用固定的判决阈值显然不会带来准确的判决结果，而且由于比特能量的大小难以预知，因此固定阈值是很难具体实现的。考虑到以上因素，本发明釆用的阈值可以通过下式求得：

Threshold = K\ - K2 - E _ B _{( 1 )} 其中 EJ3是导频估计器 B的输出信号的能量值， K1取决于用户数量， K2 取决于对应用户的信道类型或者服务类型， K1和 K2都是非负数。例如：如果用户使用的是 153.6kbps的补充信道，其 K2就大于 9.6kbps的基本信道。 K1 和 K2都需要通过仿真和实域测试获得。图 6就是仿真得到的不同用户数在不同判决阈值下的解调性能曲线，使用的信道是 9.6kbps的基本信道。从中可以发现：当用户数不同时，最佳的判决阈值也是不同的。也就是说， K1是随着用户数的改变而变化的。最佳的 K1和 K2必须在大量的仿真数据和实域测试数据的基础上总结出来。

图 5是本发明干扰消除方法（根据不同情况来改变判决门限）过程示意图。其过程为：第一步 502是从系统取得用户数目和信道类型或服务类型等参数，这些参数是很容易获得的；第二步 503确定信道类型或者服务类型是什么，例如是基本信道还是补充信道，信道速率是多少以及编码类型是什么等。第三步 504根据第二步 503的信息对系数 K2进行调整，例如：信道速率越高， K2的值越高；卷积编码信道对应的 K2要大于 Turbo编码类型的信道。一般来说， K2的值是随着信道速率的增高和编码类型的改变（由卷积编码变成 Turbo 编码）呈大致线性上升的趋势，具体操作时可以暂时设置 K1为 2到 3左右，然后仿真和测试 K2在不同信道速率和不同编码方式下的最佳值，该最佳值与用户数量无多大关系，因此测试时的用户数可以为 10到 40不等。在 K2确定后，第四步 505会确定用户的当前数目，第五步 506则根据用户数目对 K1进行调整。例如：参考图 6，当用户数在 10到 20之间时，最佳的 K1是 1 ; 当用户数为 30时，最佳的 K1为 2; 当用户数为 40时，最佳的 K1为 4或 5， K1 的取值范围通过仿真是很容易确定的，过大或者过小都不好。图 6仅仅是在一个特定环境下的仿真结果，要获得适用于各种环境的最佳 Kl，需要做大量仿真和实域测试。在不同的通信环境下， K1的最佳值会有所偏移，但偏移量不会很大，因此可在这些最佳值中选择一个均衡点，使之可以基本兼顾各种通信环境，这样一个均衡点就是适用于当前用户数量的最佳 K1值。具体实现时，可以根据测试数据制作一个 K1和 Κ2的表，系统可以根据实时的系统信息（用户数、信道类型、编码类型等参数）查得对应的 K1和 Κ2即可。

上面的公式（1 ) 中的 Ε一 Β使用的是导频估计器 Β的能量值。传统的 ICU 中只有一个导频估计器 Α，该导频估计器由于要对判决前后的比特流进行加权，以抵消和重建多径衰落的影响，因此该导频估计器的延时不可太长，累积长度不可太大，但是这样的导频估计器输出的信号的方差必然较大，能量波动也较剧烈，不适合用于生成判决阈值。因此，需要增加导频估计器 B来完成这一工作。导频估计器 B与导频估计器 A的差别就在于导频估计器 B的累积长度较长，因此其输出信号的方差小，能量波动小，并且其能量的包络也基本符合待判决比特流的能量包络，比较适合于生成判决阈值。通过仿真实验可以得知，仅使用导频估计器 A与结合使用导频估计器 A和 B相比，使用导频估计器 B来生成判决阈值后的解调效果明显有所改善。

判决时，如果比特能量较弱，则代表其判决的可信度较低；同样的道理，如果比特能量非常强，超过某一限度的话，则该能量应当被视为由于干扰所带来的异常能量，很明显的该比特的判决可信度也是较低的。基于这一观点，为了进一步减少判决错误所带来的附加干扰，本发明采用双阈值判决。即：当待判决的比特的能量小于阈值 1，或者该比特能量大于阈值 2时，该比特应当判决为 0 ; 其他情况则判决为 1或一 1。阈值 2可在阈值 1的基础上加一个因子得到，艮 P :

71 = ^1, - ΛΓ2, E_B (₂) T2 = a - T\ (3)

其中， a是个大于 1的数， a的最佳取值可通过仿真和实域测试获得（当 a 取无穷大时，等效于只有判决阈值 T1 ) 。图 7是根据双阈值进行的判决过程。判决原则如上述，即：当待判决比特的能量小于 T1时，判决为 0 _; 否则当待判决比特的能量大于 T2时，也判决为 0; 其他情况判决为 1或者一 1。双阈值判决可以更有效的减少判决过程的错误，避免在多阶处理过程中引发错误累积，减少附加干扰的引入。

在码分多址通信系统中，反向导频信道是和业务信道调制在一齐发送的，经历的空中信道衰落是相同的，因此，导频信道和业务信道的能量包络的形状也是基本相同的，当业务信道能量变强，导频信道的能量也变强。那么，由此可以想到，因为上述方法的判决阈值是利用导频估计器的信号产生的，因此判决阈值的包络形状也和业务信道的能量包络形状基本相同，换句话说，判决阈值的包络形状和待判决的比特流的能量包络形状是基本相同的。这样的话，当比特流能量较强时，因为判决阈值也随着增大，此时比特流被判决为 0的概率也会较大。根据前述说法，当待判决的比特的能量较强时，其判决的可信度较高；反之，其判决可信度较低。考虑到比特流的能量变化是连续渐变的，因此有以下想法，当在比特流的能量较强的时间段，减少比特被判决为 0的概率，而在比特流的能量较弱的时间段，则维持甚至增加比特被判决为 0的概率。这样可以进一步改善判决的准确率。

为了实现以上观点，可以为判决阈值增加一个置信度因子，在结构上，可在干扰消除单元内增加导频估计器 C。导频估计器 C的输出的是导频信道的能量的长期平均值，用于衡量导频估计器 B的输出能量的强度。导频估计器 C的实现结构与导频估计器 A和 B不同，可用下式表示-

Energy[PilotChip_k ]

E C = ^

- k (4 ) 即从信道建立开始至今的导频信道的能量的长期平均值。之所以用长期平均值是因为其比较稳定，并且受多径衰落的影响小，能量波动也小，因此比较适合于作为衡量导频估计器 B的输出信号的基准。衡量的基准通过下式求得：

Bas = b . E一 C ( 5 ) 其中 b是一个小于 1大于 0的因子，其最佳取值需要通过仿真和实域测试得到； E— C是导频估计器 C的输出值。

于是，判决阈值的公式（1 ) 可更新为：

Threshold = Kl - K2 - K3 - E _ B ( ₆ ) 其中 K3就是置信度因子，是个不小于 1的数，其调整过程见图 8: 首先取得导频估计器 C的输出信号，再根据式（4) 计算 Ε_Β的衡量基准 Bas，判断 E— B是否大于 Bas，如果大于，说明比特能量较强，则降低 K3，相当于降低了判决阈值，降低了待判决比特流被判决为 0的概率，然后判断 Κ3是否降低到小于 1的值，如果小于 1，则令 K3 = l ; 如果 Ε— Β小于 Bas，说明比特能量较弱，则保持或者增大 K3，相当于增大了判决阈值，增加了待判决比特流被判决为 0的概率，然后判断 Κ3是否超过了最大值 MAX— Κ3，是则令

Κ3=ΜΑΧ— Κ3。其中， ΜΑΧ_Κ3是个大于 1的整数，具体取值可以通过仿真和实域测试确定。

在整个干扰消除技术中，各用户的有用信号是否能够准确重建是干扰消除技术是否有效的关键，而其中， ICU中解扩后的比特流是否能够准确判决，则是有用信号能否准确重建的基础。本发明围绕如何降低判决的错误率，提出了一系列方法，相对于其他干扰消除技术，这些方法行之有效且易于实现、所需的输入信息也容易取得，对接收机的解调性能的提高更加明显，有利于增加系统容量和系统覆盖半径。 ·

本发明的干扰消除方法和单元主要是应用于具有多用户检测器的接收机，这样可以提高基站的解调性能，增大容量。

本发明提出的消除方法及消除单元不仅适用于并行干扰消除结构中，也可适用于串行干扰消除结构，并且无需多大变动。本发明经过适当修改也可适用于其他数字通信系统或者模拟通信系统，只要该系统的移动台也发射导频信道，并且符合 IS-665标准。工业应用性

由于本发明采用了上述技术方案，与现有技术相比，克服了当小于阈值时，接收信号的可靠性较差，非常有可能误判和判错以及，在多阶处理时，误差的积累会造成性能的迅速下降的缺点。本发明对信号判决和信号恢复进行更为准确的控制和处理，增加了干扰消除的准确性，从而提高了系统的性能；进一步增加系统容量并缓解了 "远近效应" 对系统性能的影响；采用本发明的干扰消除单元构成的多用户检测器后的接收机后，可以提高基站的解调性能，增大容量。

Claims

权利要求

1、一种多用户干扰消除的方法，其特征在于，该方法包括以下步骤： a, 利用解扩单元对输入的基带信号进行解复扩频操作；

b，然后再对解扩后的信号继续进行分信道的 Walsh解扩，将该用户的各个信道的信号分离开来；

c 将分离后的各个信道的比特流与一导频估计器 A的输出估计值的共扼信号相乘，以抵消多径衰落的影响；

d，相乘后的比特流送入判决器进行判决；

e，利用另二个导频估计器8、 C以及系统提供的用户数、信道类型、月艮务类型构造判决需要的门限，然后对输入的待判决比特流进行判决；

f，将判决后的比特流再与导频估计器 A输出的估计值进行相乘，以重建多径衰落的影响和信号的后续重建。
2、如权利要求 1所述的多用户干扰消除的方法，其特征在于，所述的步骤 d中，在进行判决时，进一步包括以下步骤：

dl，从系统取得用户数目和信道类型或服务类型等参数；

d2 , 确定信道类型或者服务类型信息；

d3，根据步骤 d2的信息对公式 ^^^^ ^ ' ^ ^^中的系数 K2进行调整；

d4，判断当前的用户数量；

d5，根据用户数目再对步骤 d3的公式中的系数 K1进行调整。
3、如权利要求 2所述的多用户干扰消除的方法，其特征在于：所述的步骤 d3中，在调整系数 K2时，信道速率越高， K2的取值越高，卷积编码信道对应的 K2要大于 Turbo编码类型的信道。

4、如权利要求 3所述的多用户干扰消除的方法，其特征在于：在调整系数时，先确定 K2，再确定 Kl , K2的取值是随着信道速率的增高和编码类型的改变呈大致线性上升，在具体操作时可以暂时设置 K1约为 2到 3，然后仿真和测试 K2在不同信道速率和不同编码方式下的最佳值。
5、如权利要求 2所述的多用户干扰消除的方法，其特征在于：在所述的步骤 e进行判决时可采用双阈值判决，即，当待判决比特的能量小于阈值 1 ( T1 ) 时，判决为 0; 否则当待判决比特的能量大于阈值 2(Τ2)时，也判决为 0; 其他情况判决为 1或者一 1。
6、如权利要求 2所述的多用户干扰消除的方法，其特征在于：所述的步骤 d3中，也可根据公式 ^ ^ -mm^- 进行调整，其中 K3是置信度因子，是个不小于 1的数。
7、如权利要求 6所述的多用户干扰消除的方法，其特征在于：在进行调整时，

首先取得导频估计器 C 的输出信号，再根据公式 Energy[PilotChip _k ]

E C = ^

一 k

和公式

Bas = b - E _ C

计算 E_B的衡量基准 Bas，判断 E— B是否大于 Bas，如果大于，说明比特能量较强，则降低 K3 ;

然后判断 K3是否降低到小于 1的值，如果小于 1，则令 K3 = l ; 如果 Ε— Β 小于 Bas, 说明比特能量较弱，则保持或者增大 K3 ;

然后判断 K3是否超过了最大值 MAX— K3，其中， ΜΑΧ_Κ3是个大于 1 的整数。

8、一种多用户干扰消除单元，其特征在于：该干扰消除单元包括解扩单元、三个导频估计器八、 B、 C, 第一乘法器、共扼器、判决器、第二乘法器，解扩单元对输入信号进行解扩，将用户的有用信号从总信号中分离出来，将解扩后的信号一方面分别送到三个导频估计器，另一方面将解扩后的比特流送到第一乘法器，导频估计器 Α的输出信号经过共扼器共扼，第一乘法器对解扩后的比特流和经过共扼器共扼后的信号相乘；判决器利用导频估计器8、 C的输出信号以及系统信息对第一乘法器输出的待判决比特流进行判决；第二乘法器对判决器输出信号以及导频估计器 A输出的信号再次相乘，相乘的结果即为后级的解调模块的输入。