CN106851475A - 扬声器驱动器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开一种扬声器驱动器，其包括放大器，该放大器被配置成接收包括多个等效测试块的测试信号，并且在放大器输出端为扬声器提供测量信令。该测量信令包括多个测量块，其中该测量块中的每个测量块与多个测试块中的一个测试块的放大器的输出对应。该扬声器驱动器还包括输出电流传感器，该输出电流传感器被配置成：对测量信令的电流电平进行测量，以及提供包括多个感测块的感测信令，其中该多个感测块中的每个感测块对应于该测量信令的该多个测量块中的一个测量块。该扬声器驱动器另外包括处理器，该处理器被配置成：(a)组合该多个感测块以提供时间平均块；以及确定该时间平均块的频谱；或者(b)确定该多个感测块中的每个感测块的频谱以提供多个频谱感测块；以及组合该多个频谱感测块以提供时间平均频谱块。

Description

扬声器驱动器
技术领域
本公开涉及扬声器驱动器和/或用于驱动扬声器的智能放大器。特别地，但不是必需的，本公开涉及用于测试和/或表征扬声器的性能的方法和装置。
发明内容
根据本公开的第一方面，提供了扬声器驱动器，该扬声器驱动器包括放大器，该放大器包括放大器输出端和放大器输入端，其中放大器被配置成：在放大器输入端处接收测试信号，其中测试信号包括一连串多个等效测试块；以及在放大器输出端为扬声器提供测量信令，该测量信令包括一连串多个测量块，其中测量块中的每个测量块与用于多个测试块中的一个测试块的放大器的输出对应；输出电流传感器，该输出电流传感器被配置成：对测量信令的电流电平进行测量，并且提供感测信令作为输出，其中感测信令包括多个感测块，其中多个感测块中的每个感测块对应于测量信令的多个测量块中的一个测量块；以及处理器，该处理器被配置成：(a)组合多个感测块以提供时间平均块；并且确定时间平均块的频谱以提供时间平均频谱块；或者(b)确定多个感测块中的每个感测块的频谱以提供多个频谱感测块；以及组合多个频谱感测块以提供时间平均频谱块。
在一个或多个实施例中，放大器可以是D类放大器。
在一个或多个实施例中，多个测试块中的每个测试块可以是时间的周期函数的一部分。
在一个或多个实施例中，多个测试块中的每个测试块可以由时间的周期函数的整数个周期组成。
在一个或多个实施例中，整数可以是质数。
在一个或多个实施例中，处理器可以被配置成执行快速傅里叶变换以便确定频谱。
在一个或多个实施例中，扬声器驱动器还可以包括信号发生器，该信号发生器被配置成将测试信号提供给放大器输入端。
在一个或多个实施例中，放大器可以包括放大器输出级，并且其中放大器输出级可以包括一个或多个输出级FET；以及输出电流传感器包括测量端，该测量端可以选择性地可连接到放大器输出级，使得输出电流传感器可以被配置成测量流过输出级FET的电流的电流电平。
在一个或多个实施例中，测量端可以被配置成当输出级FET导通时连接到放大器输出级，并且当相关联的输出级FET没有导通时从放大器输出级断开。
在一个或多个实施例中，放大器输出端可以耦接到第一输出端和第二输出端，并且放大器可以包括：正电压端和负电压端，第一高侧开关，该第一高侧开关耦接在正电压端和第一输出端之间；第二高侧开关，该第二高侧开关耦接在正电压端和第二输出端之间；第一低侧开关，该第一低侧开关耦接在负电压端和第二输出端之间；以及第二低侧开关，该第二低侧开关耦接在负电压端和第一输出端之间；其中第一高侧开关、第一低侧开关、第二高侧开关和第二低侧开关可以被配置成提供：通过第一高侧开关和第一低侧开关在正电压端和负电压端之间的第一传导通路；或者通过第二高侧开关和第二低侧开关在正电压端和负电压端之间的第二传导通路；并且其中：当提供第一传导通路时，输出电流传感器可以被配置成测量在第二输出端和负电压端之间流动的电流；以及
当提供第二传导通路时，输出电流传感器可以被配置成测量在第一输出端和负电压端之间流动的电流。
在一个或多个实施例中，第一低侧开关可以包括第一分段场效应晶体管，并且第二低侧开关可以包括第二分段场效应晶体管，其中：当提供第一传导通路时，仅第一分段场效应晶体管的分段的子集可以被配置成导通；以及当提供第二传导通路时，仅第二分段场效应晶体管的分段的子集可以被配置成导通。
在一个或多个实施例中，扬声器驱动器还可以包括：低通滤波器，该低通滤波器连接到放大器输出端；以及选择器开关，该选择器开关被配置成选择性地将ADC连接到输出电流传感器或低通滤波器中的任一者；其中当低通滤波器被连接到ADC时，ADC可以被配置成将ADC表征输出电压信号的数字化电压表示提供给处理器，并且处理器可以被配置成基于(i)ADC表征输出电压信号的数字化电压表示与(ii)供应到放大器以生成ADC表征输出电压信号的ADC表征输入信号之间的差值而确定ADC失真频谱。
在一个或多个实施例中，处理器被配置成基于ADC失真频谱确定时间平均频谱块。
在一个或多个实施例中，可以提供电子设备或集成电路，该电子设备或集成电路包括本公开的扬声器驱动器。
根据本公开的另外的方面，提供测试扬声器的方法，包括：
在放大器的放大器输入端接收测试信号，其中测试信号包括一连串多个等效测试块；以及
在放大器的放大器输出端为扬声器提供测量信令，该测量信令包括一连串多个测量块，其中测量块中的每个测量块与用于多个测试块中的一个测试块的放大器的输出对应；
用输出电流传感器对测量信令的电流电平进行测量；
提供感测信令作为输出电流传感器的输出，其中感测信令包括多个感测块，其中多个感测块中的每个感测块对应于测量信令的多个测量块中的一个测量块；以及：
(a)组合多个感测块以提供时间平均块；以及
确定时间平均块的频谱以提供时间平均频谱块；或者
(b)确定多个感测块中的每个感测块的频谱以提供多个频谱感测块；以及
组合多个频谱感测块以提供时间平均频谱块。
在一个或多个实施例中，方法还可以包括确定频谱是否满足与扬声器相关联的预先确定的频谱规则。
虽然本公开容许各种修改和可替换的形式，但其细节已经以举例的方式在附图中示出且将详细地描述。然而，应当理解，超出所描述的特定实施例的其它实施例也是可能的。也涵盖落在所附权利要求书的精神和范围内的所有修改、等效物和可替换的实施例。
上面的论述不旨在表示在当前或将来权利要求集的范围内的每个例子实施例或每个实施方案。下文的附图和具体实施方式还举例说明了各种例子实施例。考虑结合附图的以下具体实施方式可以更全面地理解各种例子实施例。
附图说明
现将仅以举例的方式参考附图描述一个或多个实施例，在附图中：
图1示出智能扬声器驱动器的例子实施例；
图2示出根据用于由智能扬声器驱动器驱动的扬声器的频率的阻抗的所测量值的例子；
图3示出在用于由智能扬声器驱动器驱动的具有不规则缺陷的扬声器的频域中的电流的所测量值的例子；
图4示出类似于图3但具有降低的信噪比的电流的所测量值的例子；
图5示出类似于图4但具有由增加的测量时间提供的提高的信噪比的电流的所测量值的例子；
图6示出类似于图4但具有由根据本公开的实施例的时间平均方法提供的提高的信噪比的电流的所测量值的例子；
图7a示出智能扬声器驱动器的一部分的例子实施例；
图7b示出智能扬声器驱动器的一部分的例子实施例；
图8示出提供关于电流感测模数转换器(ADC)的非线性响应的信息的频域中电流的所测量值的例子；
图9示出被配置成表征电流感测ADC的非线性响应的智能扬声器驱动器的一部分的例子实施例的示意图；
图10示出可与智能扬声器驱动器一起使用以表征电流感测ADC的非线性响应的低通滤波器的例子；以及
图11示出描绘为方法步骤的流程图的测试扬声器的方法的例子实施例。
具体实施方式
音频信号的获取和再现在电子电路的第一应用中。现如今，音频电子设备是普遍存在的，并且可以在电视机和hifi立体声音响、汽车音频系统且最近在蜂窝电话和许多其它便携式应用中发现音频电子设备。以集成电路的形式提供这些电子设备中的绝大多数。
所谓的智能扬声器驱动器可以用于移动电话中，以通过更智能地驱动设备的扬声器来提高设备的音频性能。在以下的公开中，术语“扬声器”和“扩音器”可以互换使用，并且应该被解释为同义术语。
智能扬声器驱动器可以增大来自扬声器的声学输出，同时确保扬声器不被损坏。这可以通过预测扬声器的薄膜偏移和使用扬声器模型估计音圈温度来实现。该薄膜偏移与声压级(SPL)直接有关。通过将电流的实时测量结果反馈到扬声器中，可以减小扬声器模型和现实世界性能之间的差异。
在一些例子中，对智能扬声器驱动器极为重要的部件是驱动实际扬声器的高效D类放大器。放大器本身可以由数字脉宽调制器(digital pulsewidth modulator，PWM)经由数模转换器(Digital to Analogue Converter，DAC)来驱动。可以通过DC-DC(直流到直流)升压转换器向放大器供应电力，DC-DC(直流到直流)升压转换器甚至在低电池电压下可以提供高输出功率。DC-DC升压转换器由数字域控制，并且仅当放大器输出端处需要高功率时才可以被启用。可以通过执行音频信号的粗包络跟踪以确定是否需要高功率来提高DC-DC升压转换器和放大器的组合效率。
集成负载电流感测模数转换器(Analogue to Digital Converter，ADC)可以被配置成测量通过扬声器的电流。适当时，所测量电流信息可以被反馈到运行扬声器保护算法的嵌入式数字信号处理器(Digital SignalProcessor，DSP)，并且还用于通过升高较低的音频来提高声音的质量。在移动设备应用中，可以使用小型化扩音器或所谓的微型扬声器。
图1示出耦接到扬声器102的扬声器驱动器100。扬声器驱动器也可被称作智能扬声器驱动器100。智能扬声器驱动器100包括放大器104，该放大器104具有放大器输入端106和放大器输出端108。在此例子中，放大器输出端108包括被配置成跨扬声器102连接的第一输出端108a和第二输出端108b。应当理解，输出端的其它配置是可能的。
在操作的测试模式下，放大器104被配置成在放大器输入端106接收测试信号。测试信号包括一连串多个等效测试块。多个测试块可以形成连续的串(也就是说，串中的连续测试块之间没有任何间隙)，或者可以形成不连续的串(也就是说，串中的连续测试块之间可以存在间隙)。就测试块中的每个测试块的频谱和持续时间而言，测试块中的每个测试块是等效的。在一些例子中，每个测试块可以与其它测试块彼此为相同副本。
当在操作的测试模式下时，放大器104将测量信令提供给扬声器102。测量信令可以被配置成在用户可听的且因而与由扬声器102再现的声音的感知有关的频率范围内驱动扬声器102。
因为响应于被提供到放大器输入端106的相应的测试块，测量块中的每个测量块对应于由放大器104提供的输出，所以测量信令包括一连串多个测量块。
输出电流传感器130被配置成对测量信令的电流电平进行测量，并且提供感测信令作为输出。因为每个感测块对应于多个测量块中的相应的一个测量块，所以感测信令包括一连串多个感测块。
在该例子中，可选的模数转换器(ADC)110被配置成接收连续的多个感测块，并且将感测块中的每个感测块的数字化表示提供到处理器120的DSP输入端122。在该例子中，ADC 110包括采样和保持块112，该采样和保持块112被配置成接收感测块，并且将一连串模拟值提供到ADC块114，该ADC块114被配置成将一连串模拟值转换为一连串数字化值，该一连串数字化值提供每个感测块的数字化表示。
响应于由多个独立场合上的等效测量块进行驱动，每个感测块并由此还有其数字化表示提供扬声器102的性能的测量。由于响应于测试块中的每个测试块的相应的一个测试块提供了每个感测块，并且由于每个测试块对于其它测试块是彼此等效的，所以能够将感测块组合在一起以形成扬声器102和放大器104组合的性能的有意义的平均测量。
处理器120被配置成组合多个感测块(在该例子中，以它们的数字化形式)以提供时间平均块。可以采用许多不同的方法以组合感测块，例如，可以计算简单中数平均值。在其它例子中，根据加权平均值，可以丢弃某些感测块，或者某些感测块可以与其它感测块组合，这可以使得系统能够稳健地应对统计离群值。以此方式，响应于测量信令的测量块，感测块的组合提供表示所感测的电流流动的时间平均块。
与任何单独的感测块相比，计算平均值的优点是其用以提高时间平均块的信噪比。这是因为噪声本质上是随机的，而信号从一个感测块到下一个是一致的，并且因而求平均值运算减小噪声的影响。下面提供另外的细节。
处理器120还被配置成确定时间平均块的频谱以提供时间平均频谱块。许多不同的技术可以被用于计算频谱，例如，快速傅里叶变换可以被应用于时间平均块以计算频谱。应当理解，作为可替换的过程，可以首先确定用于每个感测块的频谱以提供多个频谱感测块。然后，产生的多个频谱感测块可以被组合/求平均值以提供时间平均频谱块。该可替换的方法提供数学上等效的结果，尽管与时间平均块的单个频谱的计算相比，多个频谱的计算可能在计算上效率更低。
计算频谱的优点是其可以提供扬声器102的质量/性能的表示。例如，频谱可以使得能够识别损害扬声器102的声学性能的扬声器102中的缺陷。在一些例子中，可以将所确定的频谱和与扬声器102有关的预期的频谱相比较。所测量的频谱与预期的频谱之间的差值，特别是在这些差值超过预先确定的阈值的情况下，可以指示扬声器102中存在缺陷。
计算时间平均块的频谱的优点是产生的频谱的信噪比将大于单个感测块的频谱的信噪比。这可以使得能够识别比以其它方式可能识别的缺陷更微小的缺陷。
将多个感测块组合在一起是计算上相对有效的过程。因为与多个感测块中的数据量相比较，时间平均块中的数据量相对较小，所以时间平均块的频谱的计算也是计算上相对有效的过程。由于感测块中的噪声本质上是随机的，而信号(其可以指示一致的性能缺陷)从一个感测块到下一个感测块是一致的，所以组合或求平均值过程将一致地组合信号，而噪声将趋向于朝向逐渐较低的水平求平均值。计算所有的多个感测块的频谱将是可能的，但是这将耗费更多时间，并且计算上远不是那么有效。因而，本公开提供了研究由本公开的智能扬声器驱动器100驱动的扬声器的性能，以及该扬声器中潜在存在的制造缺陷的计算上更快和更有效的方式。
在一些例子中，处理器120可以被配置成将频谱提供给DSP输出端(未示出)。然后，例如，在扬声器102的制造期间，还可以分析频谱，以便确定扬声器102具有可接受的质量，还是具有一些制造缺陷且因而应该被废弃。应当理解，在其它例子中，可以不将频谱提供到输出，而可以如上面所描述的在处理器120本身内分析频谱。
在一些例子中，放大器104可以是D类放大器，并且特别地可以是全桥D类放大器。在一些例子中，放大器104可以是半桥D类放大器，或是可以使得电流通过待测量的扩音器的任何其它部件。
在一些例子中，多个测试块中的每个测试块可以是时间的周期函数的一部分。特定部分可以开始和结束于函数的接连的周期的等效点。也就是说，测试块中的每个测试块可以由时间的周期函数的整数个周期组成。在其它例子中，每个块可以由相应的周期函数的整数个半周期组成。
在一些例子中，下面关于图3还描述了周期函数的整数个周期可以是质数。
在该例子中，智能扬声器驱动器100还包括信号发生器，该信号发生器被配置成将测试信号提供到放大器输入端106。信号发生器包括串联耦接在一起的处理器120、数字脉宽调制器(DPWM)142和数模转换器(DAC)144。应当理解，在其它例子中，测试信号可以由在智能扬声器驱动器100外部的信号发生器提供到放大器输入端。
图2示出如用电流感测ADC(例如图1的输出电流传感器和ADC的组合)测量的一些典型阻抗特性的图表200。图表200在垂直轴202上绘制了根据水平轴204上的频率的单位为欧姆的阻抗。清楚可见的是阻抗峰值206(a-d)，其中在该阻抗峰值206(a-d)发生所测量的扬声器的机械共振。
在智能扬声器驱动器和扬声器组合的批量生产中，期望测试扬声器和智能扬声器驱动器组件的质量。不规则的机械和结构缺陷，例如间隙中的音圈摩擦、嗡嗡响的零件、松动微粒、线跳动、周围的硬限制、在背板处音圈架到达底部和泄漏的封闭体中的空气噪声，可以生成脉冲失真，该脉冲失真可以具有很少的能量，但是可以生成宽带失真频谱。如用于确定总谐波失真(THD)的常规频谱分析可能不是检测此些失真的充分灵敏的方式，因为这些失真可能发生在任何测量信令的周期的一小部分内。在一些测试设置中，麦克风可以被用于测量智能扬声器驱动器和扬声器组件的声学输出。在嘈杂工业测试环境中，可能需要至少两个麦克风以抵消干扰环境噪声，以便通过声学技术表征智能扬声器驱动器和扬声器组件的性能。
关于此声学测试设置的问题是成本。声学测试花费直接转化为制造成本的时间。再者，需要专用测试装置执行测试，这也增加成本。代替使用麦克风执行声学测量，本文中所公开的一个或多个实施例可以在供应到扬声器的电流中确定频谱分量，并且因而通过代替地测量电流来识别扬声器中的缺陷。
图3示出当用小的正弦测量信号(其在该例子中具有468Hz的频率和相对于全标度的-30分贝(dBFS)的振幅)驱动时通过具有不规则缺陷的扬声器的电流的所测量的频谱302的例子图表300。图表300示出垂直轴304上单位为dBFS的振幅和水平轴306上的频率。从对512个样本块执行FFT导出频谱302，其中每个样本块由512个样本或测量结果组成。采样频率是48kHz，这样在其上执行FFT的测量信号的持续时间约为5.46s(也就是说，(512x512)/(48,000)s)。
用于生成图3中所示的数据302的智能扬声器驱动器包括负载电流感测ADC、DSP(其被配置成执行快速傅里叶变换)和正弦波发生器。由于研究智能扬声器驱动器和扬声器组件的性能所需的所有部件可以已经包括在智能扬声器驱动器中，所以扬声器和智能扬声器驱动器组件的质量测试可被执行作为“内建自测试”(BIST)。
因为扬声器总体上是相当差的麦克风，并且因而不能将许多环境噪声转换为音圈内的电流，所以通过测量电流频谱确定性能的该方法对环境噪声的干扰不太敏感。如在图3中可以看到的，所测量的频谱具有在整个音频范围内和甚至超出整个音频范围的谐波含量，不过高次谐波的量值非常低。例如，虽然基谐波310(其对应于驱动扬声器的测量信令的频率)具有-30dBFS的振幅，但是三次谐波312具有几乎不会超过-80dBFS的振幅。五次谐波314具有稍微小于-80dBFS的振幅。为了能够以充分的精度测量高次谐波，为了识别扬声器性能中的缺陷，高次谐波需要具有比本底噪声320更高的振幅。在该例子中，本底噪声320位于大约-120dBFS处，并且因此可以允许高次谐波的检测。此外，由负载电流感测ADC引入的失真可以是高次谐波的检测精度的限制因素，如下面另外论述的。通过适配提供到放大器的信令，可以在智能扬声器驱动器中注意噪声和失真效应。此适配的信令可以修改由放大器提供到扬声器的信令，使得尽管在系统内存在噪声或失真效应，但是扬声器产生更接近期望的输出的声学输出；本质上，被提供到扬声器的信令可以预失真，使得由扬声器引入的失真引起将由扬声器提供的期望的声学输出。
电流感测ADC可以产生显著的噪声。在音频频带中，ADC的典型等效输入噪声电压可以是约3.5μV RMS。跨8Ω负载的小的(-30dBFS)正弦波可以通常在电流感测ADC输入端产生550μV RMS信号，给出仅44dB的信噪比(SNR)。智能扬声器驱动器上的DSP可以具有标准512点FFT模块。假设48kHz采样速率，512个样本将需要10.667ms的时隙。然后，用于驱动扩音器的正弦波的适当的频率将是468.75Hz：在该频率，精确的5个周期适合到512个样本时隙(质数个周期使得能够在正弦波的最大数量的不同相位采集样本)中。还可以使用其它频率，例如，1031.25Hz(11周期)或2156.25Hz(23周期)。对于以下论述，468.75Hz将被用作具体例子。
图4示出所测量的频谱402的图表400，该所测量的频谱402具有在垂直轴404上所示的单位为dBFS的振幅和在水平轴406上所示的频率。使用上面所描述的468.75Hz设置(也就是说，使用约为10.667ms的单个512样本时隙)生成频谱402。可以看到基谐波410在468.75Hz的频率具有约为-30dBFS的振幅。
在该图表400中，高次谐波被淹没在噪声中。可以通过增加测量时间改善这种情况。
图5示出由于对从不同的测量周期获得的数据执行FFT获得的频谱的图表500：
与图3中所示的频谱相同的“512x512”频谱520从512个样本的512个顺序样本块导出，并且具有约为-120dbFS的“512x512”本底噪声522；
“64x512”频谱530从512个样本的64个顺序样本块导出，并且具有“64x512”本底噪声532；以及
“8x512”频谱540从512个样本的8个顺序样本块导出，并且具有“8x512”本底噪声542。
测量时间(并且因而样本大小)中每次加倍在每个频率区间的噪声中给出可预测的3dB减小。“512x512”频谱520可以被视为“强力”方法。通过增加并入所测量的数据中的感测块的数量简单地增加测量的时间的强力方法在一些应用中不是切实可行的。该方法要求大的(～0.8MB)存储器和计算量大、费时的262114点FFT(其是512x512点FFT，以处理512顺序组的512个测量结果或样本)。从而，该方法是资源密集的，并且因而计算效率低。
就存储器和计算而言，在确定频谱之前，可以通过首先求时域中样本块的平均值实现更有效的方法。如上面所论述的，可以通过计算FFT确定频谱。可以通过将每个新的感测块(其是一组512个样本)添加到先前的样本块中，并且然后除以适当的倍数以计算中数平均值，来执行求平均值。下面在简单的MATLAB(RTM)脚本中示出了该过程，在该MATLAB(RTM)脚本中：
X是样本流(等效于感测信令)；
X是512字存储器(用于储存感测块)；以及
M是512的倍数(对应于将被时间平均的感测块的数量)：
图6示出通过应用于由上述的过程提供的时间平均数据的512点FFT计算的第一频谱602的图表600。在垂直轴604上示出单位为dBFS的振幅，并且在水平轴604上示出频率。对于值M＝512计算的频谱602(也就是说，512个感测块的时间平均值)被示出作为图表600中的第一实线。
图6中还示出了由从与第一频谱602相同的样本系列计算(而没有任何时域平均)的512x512点FFT提供的第二频谱608。第一频谱602的谐波本质上与第二频谱608的谐波重叠。然而，由于第二频谱608基于对大得多的数据集(512倍大的)执行的FFT，所以第二频谱608被示出作为在第二频谱本底噪声622下面的信号620的实的(交叉斜线)块，该第二频谱本底噪声622位于约-120dBFS处。第一频谱602被示出作为既在第一频谱本底噪声624上面又在第一频谱本底噪声624下面的单个实线，该第一频谱本底噪声624位于与第二频谱本底噪声622相同的电平。
如可以看到的，在谐波处的频率区间的振幅值在第一频谱和第二频谱两者中是相等的；事实上，在数学上它们是相同的。为了根据该频域信息对有缺陷的扬声器进行分类，在高次谐波处的频率区间的振幅值提供充足的信息。第一频谱602的使用是有利的，因为第一频谱602包含将有缺陷的扬声器分类为第二线608所需要的相同的有关频域信息，但第一频谱602仅需要512点FFT的计算，然而由多得多地计算密集的262144点FFT(也就是说，512x512点FFT)生成第二线608。
M＝512的值(也就是说，512个感测块)转化为512x512/48kHz＝5.46s的测量时间，在一些应用中，该测量时间可能过长。然而，因为由于不需要外部测量装置(例如麦克风)因此可以并行测试多个扬声器，所以在一些例子中可以减轻该长的测量时间的影响。可替换的是，如果增大电流感测信号的SNR，则需要更少的时域平均，且因此需要更少的感测块，并且因而需要更少的测量时间。
图7a示出被配置成用于由放大器供应到扬声器702a的电流的电流感测的D类放大器的输出级700a。在该例子中，使用例如20mΩ感测电阻器(RSA和RSB)测量通过扬声器702a的电流。跨感测电阻器的电压(VSENSEA或VSENSEB)可以是用于图1中所示的模数转换器的输入信号。
放大器耦接到第一输出端710a和第二输出端712a。以与图1的布置类似的方式，扬声器702a被示出连接在第一输出端710a和第二输出端712a之间。
放大器输出级700a包括：
正电压端714a和负电压端716a；
耦接在正电压端714a和第一输出端710a之间的第一高侧开关720a；
耦接在正电压端714a和第二输出端712a之间的第二高侧722a开关；
耦接在负电压端716a和第二输出端712a之间的第一低侧开关724a；以及
耦接在负电压端716a和左输出端710a之间的第二低侧开关726a。
第一高侧开关720a和第一低侧开关724a可被配置成提供正电压端714a和负电压端716a之间的第一传导通路730a。第二高侧开关722a和第二低侧开关726a可被配置成提供正电压端714a和负电压端716a之间的第二可替换的传导通路(未示出)。第二传导通路本质上是第一传导通路730a的镜像，该镜像具有延伸出图且在正电压端714a和负电压端716a之间将图分成两份的镜面。
在该例子中，输出电流传感器包括设置在第一传导通路730a中的第一测量电阻器740a和设置在第二传导通路中的第二测量电阻器742a。第一测量电阻器740a被放置为与负电压端716a和第一低侧开关724a串联，并且被放置在负电压端716a和第一低侧开关724a之间。当第一高侧开关720a和第一低侧开关724a闭合且提供第一传导通路730a时，输出电流传感器被配置成测量通过第一测量电阻器740a的电流。可以通过测量第一测量端750a和负电压端716a之间的电压进行此测量，由此测量跨第一测量电阻器740a的电压。当第二高侧开关722a和第二低侧开关726a闭合且提供第二传导通路时，输出电流传感器被配置成测量通过第二测量电阻器742a的电流。可以通过测量第二测量端752a和负电压端716a之间的电压进行此测量，由此测量跨第二测量电阻器742a的电压。
确定感测电阻器740a、742a的优选的电阻值涉及在SNR和效率之间折衷：较高的电阻值将增加到达ADC的信号功率，但还将增加耗散。由于通常用小(例如，-30dBFS)的信号进行扬声器测试，所以耗散不是显著的问题，因此感测电阻器的较高的电阻值可以是优选的。然而，使得感测电阻器可切换可能不是切实可行的，因为这将要求具有小于20mW导通电阻的开关，如果该开关被实施为硅片的一部分，则要求大的硅面积。
图7b示出与图7a的放大器输出级相比较的可替换的放大器输出级。与图7a的特征类似的图7b的特征已给定类似的附图标记，并且这里可以不必另外论述。图7b包括连接在第二输出端712b和输出电流传感器的第一测量端754b之间的第一测量开关760b。第一测量开关760b可以选择性地将第二输出端712b连接到第一测量端754b，或使第二输出端712b与第一测量端754b断开。图7b包括连接在第一输出端710b和输出电流传感器的第二测量端756b之间的第二测量开关762b。第二测量开关762b可以选择性地将第一输出端710b连接到第二测量端756b，或使第一输出端710b与第二测量端756b断开。
当第一高侧开关720b和第一低侧开关724b闭合以便提供第一传导通路730b时，输出电流传感器被配置成测量在第二输出端712b和负电压端716b之间流动的电流。也就是说，电流传感器测量与第一测量电阻器740b和第一低侧开关724b的串联连接相关联的电流/电压。这可以通过闭合第一测量开关760b以将第二输出端712b连接到输出电流传感器的第一测量端754b实现。由此，因为第一低侧开关724b的电阻可显著地大于测量电阻器740b的电阻，所以所测量的电压可以显著地大于上文关于图7a所描述的电压。可以在第一低侧开关724b是功率场效应晶体管(Field Effect Transistor，FET)，例如n型金属氧化物半导体(n-typeMetal Oxide Semiconductor，NMOS)场效应晶体管的情况下自然地提供此较大电阻。
当第二高侧开关722b和第二低侧开关726b闭合以便提供第二传导通路时，输出电流传感器可以被配置成测量在左输出端710b和负电压端716b之间流动的电流。这可以通过闭合第二测量开关762b以将第一输出端710b连接到输出电流传感器的第二测量端756b实现。
一般来说，可以使用NMOS或任何其它类型的功率FET实施上面所公开的高侧开关或低侧开关中的任一个。应当理解，当执行特定的电流测量时，第一测量开关760b和第二测量开关762b中有关的一个将闭合，而在其它时间，这些开关将打开，以将输出级700b的有关部分从输出电流传感器断开。
NMOS功率FET的导通电阻通常大约是200mΩ，与如上面所公开的20mΩ电阻器的测量结果相比较，给出信号振幅的10×增大。这将给出转到模数转换器的信号的SNR的20dB的提高。从而，测量时间可以实现减少到一百分之一，以实现与通过仅测量如图7a中的感测电阻器相比较相同的精度。
图7b的例子可以被概括为输出电流传感器，其具有选择性地可连接到放大器输出级的测量端754b、测量端756b，使得输出电流传感器提供表示流过输出级FET的电流，和/或跨输出级FET下降的电压的感测信令，输出级FET包括放大器输出级的一部分。当相关联的输出级FET导通时，单独的测量端754b、756b可以连接到输出端710b、712b，并且当相关联的输出级FET没有导通时，单独的测量端754b、756b可以从输出端710b、712b断开。
在一些例子中，D类放大器中的功率FET可以被分段。分段的FET包括并联耦接在一起的多个子晶体管。以此方式，因为分段的晶体管的电阻将被减小，所以导电的分段(或子晶体管)的数量越大，可以为特定的电压传导的电流越大。相反地，如果仅分段的子组导电，则分段晶体管的电阻将更高。由此，可以通过仅开关分段中的一小部分或子组，实现信号振幅中另外的增大和测量时间中对应的减少。将要被开关的子组将少于分段的总数，并且可以等于分段晶体管的分段的总数的二分之一、三分之一、四分之一、十分之一或少于分段晶体管的分段的总数的任何其它适宜的分数。例如，仅开关分段中的一半在SNR中给出6dB增加且在测量时间中给出4×减少。以此方式，测量时间可以被减少到少于100ms。
增加信号振幅来提高SNR的潜在的缺点是当ADC的失真可以是非线性的，并且因而对较高的振幅输入具有更大的影响时，ADC的失真可以变得更显著。电流感测ADC可以具有适中的总谐波失真(THD)性能，例如，对于5mV RMS输入信号通常为-70dB。
图8示出图表800，该图表800示出了数据，该数据示出可以由ADC引入的失真。图表示出垂直轴804上的振幅和水平轴806上的频率。理想的(线性)ADC频谱810被示出大体上与非理想(弱非线性)ADC频谱812重叠。图8示出ADC失真主要被限制于三次谐波和五次谐波。非理想ADC频谱812的三次谐波830和五次谐波850都分别显著大于(大于超过10dBFS)理想ADC频谱810的三次谐波832和五次谐波852。在该情况下，在高于第5谐波的高次谐波处的差值在±3dBFS范围内。因此，由ADC引入的失真与由图6中所示的扬声器中的不规则缺陷引起的失真相比具有明显地不同的鲜明特征。
对于由ADC引入的非线性失真的问题的实用解决方案将是简单地忽略较低的谐波(例如，三次谐波和五次谐波)，并且仅为不规则缺陷的检测考虑高次谐波。虽然高次谐波的量值也受ADC失真的影响，但是可以假设仅在如果高次谐波已经存在于扬声器电流信号中的情况下可以发生高次谐波。高于五次的谐波的存在可被认为是扬声器中存在不规则缺陷的指示。
可替换的是，可以执行后校正处理，以除去或减小ADC失真对最终频谱的影响。为此，ADC的失真需要被表征。这可以通过使用D类放大器的输出电压作为ADC的输入信号来实现。下面将关于图9描述此处理。
图9根据本公开示出智能扬声器驱动器900的一部分的框图。类似于图1的特征的图9的特征已经被给予类似的附图标记，并且这里可以不再另外论述。
智能扬声器驱动器900包括连接到放大器输出端908的低通滤波器916。智能扬声器驱动器900还包括选择器开关918，该选择器开关918被配置成选择性地将ADC块914的输入端连接到以下两者中的一者：(i)输出电流传感器930的输出端(经由采样和保持块912)或(ii)低通滤波器916的输出端。当ADC块914连接到低通滤波器916时，ADC块914将从采样和保持块912断开，并且反之亦然。如下面参考图10将更详细论述的，低通滤波器916可以被用于提供扬声器902行为的理想化模型。
当低通滤波器916经由选择器开关918连接到ADC块914时，智能扬声器驱动器可被认为处于ADC表征操作模式下。在该操作模式下，据称放大器可接收ADC表征输入信号(其可以或可以不与上面所述的测试信号相同)，并且提供ADC表征输出电压信号，然后，由低通滤波器916处理该ADC表征输出电压信号。在一些例子中，ADC表征输出电压信号可以是具有在可听范围内的频率的正弦波。有益地，对于该操作模式，此电压信号不受扬声器902中的任何瑕疵的影响。
回想到在放大器904的输出端的电流受扬声器902中的瑕疵的影响，这是当智能扬声器驱动器处于操作的测试模式且采样和保持块912的输出端连接到ADC块914的输入端时，此电流信号可以被用于表征扬声器902的性能的原因。
在ADC表征操作模式下，ADC块914被配置成将ADC表征输出电压信号的数字化电压表示提供到数字信号处理器(未示出)。ADC表征输出电压信号的数字化电压表示和ADC表征输入信号可以被用于确定根据频率的ADC块914的非线性响应，如下面所论述的。
数字信号处理器可以被配置成基于(i)ADC表征输出电压信号的数字化电压表示与(ii)ADC表征输入信号之间的差值，确定ADC失真频谱。放大器的非线性要么可以是已知的，要么对于充分小的测试输入信号可以被假设为零。因而，因为ADC仅应该是引起对信号的频率分量的任何改变的ADC，所以这些信号的比较可以使得能够确定ADC的非线性响应。在频域中所表达的，ADC响应的非线性可以被描述为ADC失真频谱。
然后，频谱的计算可以基于时间平均数字化表示的频域表示和ADC失真频谱，例如，通过从时间平均数字化表示的频域表示减去ADC失真频谱的至少一部分(例如三次谐波和五次谐波)。以此方式，可能去除或减小ADC的非线性效应，并且由此使用频谱的所有谐波以检测和/或表征扬声器902的任何不期望的行为。
图10示出可被用作图9中所示的低通滤波器的无源低通滤波器1000。此低通滤波器1000可以被用于调节D类放大器输出信号，使得该D类放大器输出信号匹配于ADC输入范围。无源低通滤波器1000包括可以耦接到图9中所示的第一放大器输出端和第二放大器输出端的第一输入端1008a和第二输入端1008b。为了表征由ADC引入的失真，由低通滤波器1000提供的信号可以被归一化以具有与由图9中所示的采样和保持块提供的信号相同的量值。因而，第一输入端1008a和第二输入端1008b之间的差分电压(VOUTA-VOUTB)可以由低通滤波器1000按归一化因数进行修改。在该例子中，低通滤波器1000包括每个具有电阻R1的一对第一电阻器1020和每个具有电阻R2的一对第二电阻器1022。因此，技术人员将理解，在该例子中，归一化因数等于R2/(R1+R2)。无源低通滤波器1000还包括可以耦接到图9中所示的ADC的输入端的输出端1018以将归一化信号提供到ADC。由此，无源低通滤波器1000的输出可以提供没有任何缺陷的扬声器行为的理想化模型，如下面另外描述的。
首先，扬声器可以以电阻器和电感器的串联连接来近似。通过选取低通滤波器1000的截止频率近似地等于扬声器的截止频率，在PWM频率周围的频谱含量可与电流感测信号的频谱含量比较。而且，可以使输出信号衰减以匹配于ADC的输入范围。由于输出信号电平为低(例如，-30dBFS)，所以可以认为D类放大器的失真是可忽略的。使用低通滤波的未失真D类输出电压作为参考信号，可以确定ADC的非线性传递函数f(x)。
可以通过将当耦接到无源低通滤波器1000时来自ADC的输出与供应到放大器的ADC表征输入信号相比较，实现该确定。将当由被供应已知测试块的放大器驱动时理想的ADC应该产生的模型与当经由无源低通滤波器驱动时由ADC产生的信令相比较，可以使得能够确定ADC的非线性传递函数。
根据此非线性传递函数，可以通过泰勒级数或查找表(LUT)或数据库来近似反传递函数f1(x)。然后，在对时间平均块执行FFT之前，当智能扬声器驱动器处于操作的测试模式(如参考图1所描述的)下时，该反传递函数可以被用于校正ADC的输出。
本公开中所描述的一个或多个例子可以应用于移动电话、便携式设备和其它电子设备。可以在集成电路或芯片中实施该例子。
图11示出描绘测试扬声器的方法的流程图1100。方法包括在步骤1102在放大器的放大器输入端接收测试信号，其中测试信号包括一连串多个等效测试块。
在步骤1104，方法包括在放大器的放大器输出端为扬声器提供测量信令。测量信令包括一连串多个测量块，其中测量块中的每个测量块与用于多个测试块中的一个测试块的放大器的输出对应。
在步骤1106，方法包括对测量信令的电流电平进行测量以便提供感测信令，其中感测信令包括多个感测块，并且其中多个感测块中的每个感测块对应于测量信令的多个测量块中的一个测量块。
在步骤1106之后，方法以基于相同的通用功能提供时间平均频谱块的两个可替换的方式分支。在第一分支中，方法包括：在步骤1108组合多个感测块以提供时间平均块；以及在步骤1110确定时间平均块的频谱以提供时间平均频谱块。
在第二分支中，方法包括：在步骤1112确定多个感测块中的每个感测块的频谱以提供多个频谱感测块；以及在步骤1112组合多个频谱感测块以提供时间平均频谱块。
在一些例子中，方法还可以包括确定时间平均频谱块是否满足与扬声器相关联的预先确定的频谱准则的步骤(未示出)。以此方式，当这些有缺陷的扬声器未能满足预先确定的频谱准则时，可以识别有缺陷的扬声器，并且然后可以采取适当的矫正措施。
在智能扬声器驱动器中，可以用电流感测ADC测量通过扩音器的电流。该电流信息可以被用于表征扬声器。不规则扬声器缺陷可以生成脉冲声失真，该脉冲声失真具有极少的能量，但是生成宽带频谱。可以用电流感测ADC测量该频谱，这引起用于扬声器和智能扬声器驱动器/扬声器组件的便宜和快速的装配线测试。
除非明确陈述具体次序，否则可以任何次序执行附图中的指令和/或流程图步骤。再者，本领域的技术人员将认识到，尽管已经论述一组例子指令/方法，但是本说明书中的材料可以以各种方式组合，以同样给出其它例子，并且应在该详细描述提供的上下文内来理解。
在一些例子实施例中，上文描述的该组指令/方法步骤被实施为体现为一组可执行指令的功能和软件指令，这些可执行指令在计算机或以所述可执行指令编程并由所述可执行指令控制的机器上实现。此些指令经过加载以用于在处理器(例如，一个或多个CPU)上执行。术语“处理器”包括微处理器、微控制器、处理器模块或子系统(包括一个或多个微处理器或微控制器)，或其它控制或计算设备。处理器可以是指单个部件或多个部件。
在其它例子中，本文中所示出的该组指令/方法以及与其相关联的数据和指令被存储在相应储存设备中，该存储设备实施为一个或多个非暂时性机器或计算机可读或计算机可用储存媒体。此些计算机可读或计算机可用储存媒体被认为是物品(或制品)的一部分。物品或制品可指任何所制造的单个部件或多个部件。如本文所定义的非暂时性机器或计算机可用媒体不包括信号，但此些媒体能够接收和处理来自信号和/或其它暂时性媒体的信息。
本说明书中论述的材料的例子实施例可整体或部分通过网络、计算机或基于数据的设备和/或服务实施。这些可以包括云、互联网、内联网、移动电话、台式计算机、处理器、查找表、微控制器、消费者装置、基础设施，或其它使能设备和服务。如可以在本文中和权力要求书中使用的，提供了以下非排他的定义。
在一个例子中，使本文中所论述的一个或多个指令或步骤自动化。术语“自动化”或“自动地”(及其相似变化)意味着使用计算机和/或机械/电气设备控制装置、系统和/或过程的操作，而不需要人类干预、观测、努力和/或决策。
应当理解，据称耦接的任何部件可以要么直接地要么间接地进行耦合或连接。在间接耦接的情况下，另外的部件可以位于据称将耦接的两个部件之间。
在本说明书中，已经依据一组所选择的细节呈现例子实施例。然而，本领域的普通技术人员将理解，可以实践包括一组不同的所选择的这些细节的许多其它例子实施例。所附权利要求书旨在涵盖所有可能的例子实施例。

Claims (15)

1.一种扬声器驱动器，其特征在于，包括
放大器，所述放大器包括放大器输出端和放大器输入端，其中所述放大器被配置成：
在所述放大器输入端接收测试信号，其中所述测试信号包括一连串多个等效测试块；以及
在所述放大器输出端为扬声器提供测量信令，所述测量信令包括一连串多个测量块，其中所述测量块中的每个测量块与用于所述多个测试块中的一个测试块的所述放大器的输出对应；
输出电流传感器，所述输出电流传感器被配置成：
测量所述测量信令的电流电平，以及
提供感测信令作为输出，其中所述感测信令包括多个感测块，其中所述多个感测块中的每个感测块对应于所述测量信令的所述多个测量块中的一个测量块；以及
处理器，所述处理器被配置成：
(a)组合所述多个感测块以提供时间平均块；以及
确定所述时间平均块的频谱以提供时间平均频谱块；或者
(b)确定所述多个感测块中的每个感测块的频谱以提供多个频谱感测块；以及
组合所述多个频谱感测块以提供时间平均频谱块。
2.根据权利要求1所述的扬声器驱动器，其特征在于，所述放大器是D类放大器。
3.根据权利要求1或权利要求2所述的扬声器驱动器，其特征在于，所述多个测试块中的每个测试块是时间的周期函数的一部分。
4.根据权利要求3所述的扬声器驱动器，其特征在于，所述多个测试块中的每个测试块由所述时间的周期函数的整数个周期组成。
5.根据权利要求4所述的扬声器驱动器，其特征在于，所述整数是质数。
6.根据在前的任一项权利要求所述的扬声器驱动器，其特征在于，所述处理器被配置成执行快速傅里叶变换以便确定所述频谱。
7.根据在前的任一项权利要求所述的扬声器驱动器，其特征在于，另外包括信号发生器，所述信号发生器被配置成将所述测试信号提供给所述放大器输入端。
8.根据在前的任一项权利要求所述的扬声器驱动器，其特征在于：
所述放大器包括放大器输出级，并且其中所述放大器输出级包括一个或多个输出级FET；以及
所述输出电流传感器包括选择性地可连接到所述放大器输出级的测量端，使得所述输出电流传感器被配置成测量流过所述输出级FET的电流的电流电平。
9.根据权利要求8所述的扬声器驱动器，其特征在于，所述测量端被配置成当输出级FET导通时连接到所述放大器输出级，并且当所述相关联的输出级FET没有导通时从所述放大器输出级断开。
10.根据在前的任一项权利要求所述的扬声器驱动器，其特征在于，所述放大器输出端耦接到第一输出端和第二输出端，并且所述放大器包括：
正电压端和负电压端；
第一高侧开关，所述第一高侧开关耦接在所述正电压端和所述第一输出端之间；
第二高侧开关，所述第二高侧开关耦接在所述正电压端和所述第二输出端之间；
第一低侧开关，所述第一低侧开关耦接在所述负电压端和所述第二输出端之间；以及
第二低侧开关，所述第二低侧开关耦接在所述负电压端和所述第一输出端之间；
其中所述第一高侧开关、所述第一低侧开关、所述第二高侧开关和所述第二低侧开关能够被配置成提供：
通过所述第一高侧开关和所述第一低侧开关在所述正电压端和所述负电压端之间的第一传导通路；或者
通过所述第二高侧开关和所述第二低侧开关在所述正电压端和所述负电压端之间的第二传导通路；并且其中：
当提供所述第一传导通路时，所述输出电流传感器被配置成测量在所述第二输出端和所述负电压端之间流动的电流；以及
当提供所述第二传导通路时，所述输出电流传感器被配置成测量在所述第一输出端和所述负电压端之间流动的电流。
11.根据权利要求10所述的扬声器驱动器，其特征在于，所述第一低侧开关包括第一分段场效应晶体管，并且所述第二低侧开关包括第二分段场效应晶体管，其中：
当提供所述第一传导通路时，仅所述第一分段场效应晶体管的所述分段的子集被配置成导通；以及
当提供所述第二传导通路时，仅所述第二分段场效应晶体管的所述分段的子集被配置成导通。
12.根据在前的任一项权利要求所述的扬声器驱动器，其特征在于，另外包括：
低通滤波器，所述低通滤波器连接到所述放大器输出端；以及
选择器开关，所述选择器开关被配置成选择性地将ADC连接到所述输出电流传感器或所述低通滤波器中的任一者；
其中当所述低通滤波器被连接到所述ADC时，所述ADC被配置成将ADC表征输出电压信号的数字化电压表示提供给所述处理器，并且所述处理器被配置成基于(i)所述ADC表征输出电压信号的所述数字化电压表示与(ii)供应到所述放大器以生成所述ADC表征输出电压信号的ADC表征输入信号之间的差值而确定ADC失真频谱。
13.根据权利要求12所述的扬声器驱动器，其特征在于，所述处理器被配置成基于所述ADC失真频谱确定所述时间平均频谱块。
14.一种电子设备或集成电路，其特征在于，包括根据在前的任一项权利要求所述的扬声器驱动器。
15.一种测试扬声器的方法，其特征在于，包括：
在放大器的放大器输入端接收测试信号，其中所述测试信号包括一连串多个等效测试块；以及
在所述放大器的放大器输出端为扬声器提供测量信令，所述测量信令包括一连串多个测量块，其中所述测量块中的每个测量块与用于所述多个测试块中的一个测试块的所述放大器的输出对应；
测量所述测量信令的电流电平以便提供感测信令，其中所述感测信令包括多个感测块，其中所述多个感测块中的每个感测块对应于所述测量信令的所述多个测量块中的一个测量块；以及：
(a)组合所述多个感测块以提供时间平均块；以及
确定所述时间平均块的频谱以提供时间平均频谱块；或者
(b)确定所述多个感测块中的每个感测块的频谱以提供多个频谱感测块；以及
组合所述多个频谱感测块以提供时间平均频谱块。
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