CN1068483C

CN1068483C - 部分去相关码分多址接收机接收和解码信号的方法和设备

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Publication number: CN1068483C
Application number: CN94193538A
Authority: CN
Inventors: 爱德华·K·B·李
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1993-09-27
Filing date: 1994-09-26
Publication date: 2001-07-11
Anticipated expiration: 2014-09-26
Also published as: WO1995009493A1; CN1132010A; JP3208776B2; JPH09503362A; BR9407664A; EP0721713A4; AU1664195A; US5414699A; EP0721713A1

Abstract

在自适应CDMA接收机(20)中，将直接扩展频谱(DS-SS)的接收信号与基准信号之间的误差最小化，使它们均衡。该接收信号含有所需的DS-SS通信信号，它包括用扩展片序列编码的二进比特。将接收信号按片速率取样，以产生彼此相关的取样的接收信号。采用正交变换算法将接收的样值部分地“去相关”，以提供“去相关”子空间元和相关子空间元。自适应均衡过程是依据“去相关”和相关子空间元进行的。对于“去相关”元和相关元可以分别以个体和集体方式更新“去扩展”均衡器(400)的抽头系数。这种可选择的更新抽头系数提供最快的收敛和最小的误差。

Description

部分去相关码分多址接收机接收和解码信号的方法和设备

本发明涉及通信系统领域，具体涉及直接序列码分多址(DS-CDMA)通信系统。

码分多址(CDMA)通信系统广泛地用于军事和商业卫星通信中。这些系统也称作CDMA扩频谱通信系统，因为通信信息在一个很宽的被指配频谱上扩展开，而这段频谱可以重复利用很多次。

由于CDMA调制技术固有地易受通常在陆地上的和地面的移动环境中出现的衰落情况的影响，它们的应用一直限于卫星通信。然而，随着数字处理能力的最近进展，CDMA通信系统在陆地移动环境中逐渐变得流行起来。例如，最新进展已经允许把(CDMA系统用于峰窝电话环境中。

总的说来，现有两种类型CDMA通信系统。一种称为跳频CDMA系统，它把一个较宽的被指配的频谱划分成很多窄的频带，其中信息信号按照一个预定码在这些频带上切换或称作“跳越”。另一种CDMA系统称为直接序列CDMA通信系统(DS-CDMA)，其中的二进制比特格式的用户信息信号与称作伪随机噪声(PN)码的扩展码合并并在分配的频谱上扩展。扩展码含有一个预定序列的二进制状态。按照常规，CDMA发射机通过把用户信息比特序列乘以具体的接收机相同的扩展片序列，来产生直接序列扩展(DS-SS)的通信信号。在典型的CDMA通信系统中，接收机事先知道指向它们的扩展片序列，根据这已知的扩展片序列解码DS-SS通信信号。

CDMA接收机除了接收需要的DS-SS信号以外，还接收多址的DS-SS干扰信号。当干扰信号和所需要的信号之间存在大功率差异时，在扩展序列之间的非零交叉相关产生所谓的“远-近”问题的现象。在“远-近”情况下，高功率的干扰信大大淹没了低功率的所需信号，这就劣化了接收机的接收质量。改善远-近问题的一种常规的方案是使用功率控制技术，使接收机的功率反馈来控制干扰发射机的功率，来消除功率差异。另一个解决方案是，把PN码构造成为相互正交的。在所需的和干扰的片序列之间，在一个预定的时间间隔内，正交码产生零交叉相关。这样，具有正交片序列的干扰信号在接收机的解调处理中被抑制。

一种较新的方案提出一种自适应“去扩展”或解调方法。在一个自适应CDMA系统中，接收机采用自适应均衡方法抑制多址联接。上述的均衡方法使用最小均方误差(MMSE)准则。将用扩展片序列编码的发送训练比特序列用一个未编码的基准序列进行均衡。在这样的系统中，CDMA发射机发送一个训练比特序列，而接收机根据这个训练序列，通过收敛或者说使接收的训练比特序列与基准比特序列之间的误差最小化来自适应地确定“去扩展”码。“去扩展”片序列的自适应确定和多址联接的抑制允许许多用户在一个扩展信道上相互通信，无需预先知道系统参数或功率控制机制。

对于基于MMSE准则的干扰抑制的适当实施，可以使用最小均方(LMS)算法或递归最小平均(RLS)算法。这些算法采用数字计算和矩阵运算使接收的训练序列与基准比特序列之间的误差最小化。但是，当干扰信号显著地强于所需信号时，LMS算法被认为具有较慢的收敛速率。另一方面，递归最小平方(RLS)算法比LMS算法有更快的收敛速率，前者算法的收敛速率不取决于干扰信号对所需信号的比值。但当发射机数目少于片数且噪声功率与信号功率相比为较小时，RLS算法不能用于DS-CDMA的情况。这些条件产生一个带有近零或零本征值的接收输入相关矩阵。一个输入相关矩阵定义为由输入矢量和它自己的转移矢量的乘积产生的矩阵的加数和。这些零或近零本征值在用RLS算法的误差最小化过程中产生一个最终的散度。

在移动通信环境中，要求快速跟踪变化的信道特性，并提供快速的通信链路。如上所述，常规的LMS方法在收敛和使基准信号和接收信号误差最小化时耗费时间。据此，现在需要加速自适应均衡处理，使误差最小化可以用比常规使用LMS算法短得多的时间周期来实现。

简要地讲，按照本发明，一种CDMA接收机将包含了一种用以通过使接收的DS-SS信号和基准信号之间的误差最小化来自适应地解码直接序列扩频谱(DS-SS)通信信号的方法和设备。接收信号包括一个所需信号，它含有用扩展片序列编码的二进制比特。将接收到信号按片速率取样，以产生互相关的接收样值。通过采用正交变换算法将接收到的样值部分地去相关，以产生具有去相关的第一子空间和具有相关的第二子空间。使用LMS或RLS算法，分别地对“去相关”和相关进行个别地或集体地均衡，使误差最小化。

图1示出CDMA通信系统图。

图2示出根据本发明的DS-SS通信信号的定时图。

图3示出在图1通信系统中使用的CDMA发射机的方框图。

图4示出根据本发明的CDMA接收机的方框图。

图5示出在图4接收机中使用的“去扩展”均衡器的方框图。

图6示出使用格拉姆施密特(Gram-Schmitt)正交化的“去相关”器的方框图。

图7示出根据本发明的表示部分“去相关”的图解。

虽然本说明书以限定本新颖发明特性的权利要求书结束，但相信结合附图的以下描述会使本发明得到更好的理解。

参照图1，图中示出体现本发明原理的一个通信系统100。这个通信系统100包括多个CDMA发射机10发射直接序列扩展(DS-SS)通信信号30。DS-SS通信信号30包括由扩展片序列编码的二进制比特组成的基带所需信号。通信系统100还包括多个CDMA接收机20接收所需发射通信信号30及来自其它CDMA发射机的多址干扰信号。这样，接收的通信信号除了所需信号以外，还包括至少一个近端干扰信号和随机高斯白噪声。在接收机20处的接收信号数学上可表示为：

R = Σ_{K = 1}^{l} \sqrt{g_{k}} d_{k} P_{k} + N_{n} - - - - - - (1)

式中，g_k、d_k和P_k分别表示第k个用户信号、第k个用户数据比特、第k个用户扩展矢量的接收功率电平。Nn代表零均值高斯随机噪声。在式(1)中，假定包括一个所需的发射机在内共有L个发射机，P₁代表所需信号的扩展序列(或矢量)，d₁是取值为1或-1的所需数据比特，这将在下文详述。应当注意，大写字母用来表示矢量或矩阵。

通信系统100是一个自适应CDMA通信系统，借此，自适应地确定一个“去扩展”片序列。该确定的“去扩展”片序列抑制多址干扰信号并解码所需信号。正如下文将详述的那样，通过使接收信号和基准信号之间的误差最小化，在训练时间间隔内接收机20确定“去扩展”片序列或矢量，这相应于有用信号。误差是通过使在接收机20处均方差(MSE)最小来达到最小化的，它可表示为：

MSE=E〔(W^TR-d₁)²〕 (2)

式中，E代表平均算子，W是接收机的去扩展矢量。矢量W是一个使接收的DS-SS“去扩展”并使MSE最小的“去扩展”的矢量。

应该注意，训练期间的自适应误差最小化是异步地完成的，即没有接收机和发机的比特定时或片定时同步。这是因为在存在干扰信号时完成任何类型的同步几乎是不可能的。因此，应传送冗余的非交替训练比特序列，以避免在训练时间间隔内确定“去扩展”片序列时对同步的要求。

现在参照图2，图中示出由图1所示发射机10来的所需发射DS-SS通信信号30的定时图。DS-SS通信信号30包括一串用所需扩展片序列编码的射频调制比特。这些比特或片是二进制信号，假定用电压V₊₁和V_-1分别代表的两个状态+1和-1。V₊₁和V_-1两个电压大小相等而极性相反。在DS-SS信号30的开始处，发射一个冗余训练序列31，该序列用于接收机20自适应地确定“去扩展”片序列。在本发明的最优实施方案中，训练比特序列包括一组具有非交替和连续比特状态的预先确定的冗余比特序列，例如连续的+1比特状态序列。跟在训练序列31后面的是用于使接收机与发射机比特定时同步的发射机同步序列33。最好是使接收机和发射机的同步跟在训练时间间隔之后，因为在这个阶段消除了干扰信号的不利影响，从而使同步可以发生。在发射机比特定时序列33之后，发射由用户产生的数据组成的用户信息序列35。例如，用户产生的数据可能是数字化的话音或用于计算装置的未经处理的二进制数据。

现参照图3，该图示出一个CDMA发射机10的方框图。CDMA发射机10包括一个中心控制器和信号处理器方框220，它控制发射机10的整个操作，包括调制和产生扩展片序列所必需的信号处理。发射机10还包括一个训练序列方框201，它产生预定的训练序列。发射机10还包括一个发射机同步序列生成器方框203，它产生跟在训练序列之后的发射机比特定时序列。最后，用户信息序列方框205提供用二进制比特序列格式的用户信息。用户信息可以从多种信源产生，例如接收由麦克风来的话音信息的话音编码器来产生，或是由计算装置产生的未经处理的数据信息组成。在中心控制器和处理器方框220控制下的选择器方框207用来按适当顺序选择训练、比特定时或用户信息序列之一，并把它施加到乘法器209。一个扩展片序列发生器方框211产生与要发送到接收机的比特序列合并的扩展片序列。所产生的扩展片序列最好是由具有所希望的交叉相关和自动相关特性的熟知的金PN码组成。这个扩展片序列有预定数量的片(n)，用于对发送序列的每个比特编码。乘法器209用扩展片序列乘发送序列之一，并把它施加到调制器213。调制器213可由许多熟知的二进制信号调制器组成，例如二元相移键(BPSK)或正交相移键控(QPSK)调制器。调制器213的输出施加到放大已调信号的功率放大器215，并把它施加到天线217以便发射。可以理解，与发射机10一起叙述的方框220和一些其它方框可以用一个或多个众所周知的数字信号处理器来实现，例如摩托罗拉公司制造的DSP 56000系列。

现参照图4，图中示出CDMA接收机20的方框图。接收机20接收所接收的通信信号，该信号含有被干扰DS-SS信号和噪声恶化了的所需DS-SS信号。接收的通信信号在天线301处收到，然后施加到提供初始接收机选择性的预选滤波器303。滤波后的信号再施加到众所周知的基带解调器305。这个基带解调器包括一个按照发射机10中使用的调制方式解调通信信号的众所周知的解调器，以提供基带信号306。基带信号施加到片匹配滤波器307。这个片匹配滤波器含有一个积分和转储(integrate-and-dump)滤波器方框，在该方框内将接收到的DS-SS通信信号取样，并按片速率积分，在每个片时间间隔末尾把结果转储。该片匹配滤波器的输出施加到“去扩展”均衡器400，它按照训练序列自适应地确定“去扩展”片序列向量W。正如下文所详述的那样，这个“去扩展”均匀衡器通过用一个对应于训练比特序列的未编码的预存储的基准信号自适应地均衡接收信号，来提供“去扩展”片矢量W。信号处理器和控制器方框320完成接收机20的所有必要的信号处理要求。“去扩展”均衡器400将片匹配滤波器307输出端的DS-SS通信信号“去扩展”，并且在它的输出端415提供解码后的通信信号。将解码后的通信信号施加到用户接口方框313，这个方框可以是许多种用户接口装置的一种，例如扬声器、计算装置、数据显示器或传真或话音邮政机。

现在参照图5，图中示出“去扩展”均衡器400方框图。在这个最优实施方案中，采用了一个抽头延迟线结构。该均衡器400包括一个有n个抽头的延迟线，如前所述，n在这里代表“在扩展”片序列中比特的片数。抽头延迟线含一组n-1个串联耦合的触发器402，它们的输出经由部分“去相关”器406耦合到相应数量的乘法器404。这组串联耦合的触发器作为一个移位寄存器工作，它按片速率将每比特时间间隔期间在片匹配滤波器307输出端上提供的接收样值r₁、r₂、…r_n顺序地移位．接收样值r₁、r₂、…r_n用式(1)的数学式的接收样值矢量R表示。可以理解，因为将训练比特序列和干扰信号用扩展片序列进行编码，接收样值矢量R的元素(element)即r₁-r_n是彼此相关的。根据本发明，接收样值r₁-r_n是部分“去相关”的，经过去相关器406，使得一些输出元素是“去相关”的，而其它的仍是相关的．以部分“去相关”元素为基础，使接收信号和所需信号之间的误差最小化。这样，将触发器402的输出施加到方框406，进行对接收信号r₁-r_n的部分地“去相关”。方框406的输出提供“去相关”元y_n ^d、y_n-1 ^d……y_n-m ^d，在下文中它们用“去相关”子空间矢量Y1表示。方框406的输出也提供相关元素y_n-m-1 ^c、y_n-m-2 ^c……y₂ ^c和y₁ ^c，下文它们用相关子空间矢量Y2表示。部分“去相关”方框406用正突变换算法对接收到的样值矢量R进行变换。可以用大家熟悉的正交化变换算法对接收到的样值向量R进行“去相关”。这样的算法有本征值(Eigenvalue)变换和格拉姆-史密特正交变换。

在每比特时间间隔末尾，乘法器404用抽头系数发生器方框407提供的抽头系数W1,…Wn与结果的“去相关”和相关元相乘。抽头系数W1,……Wn用“去扩展”量W表示，求出满足式(2)并且使用矢量R表示的接收信号与所需信号d1之间误差最小的W。均衡器400中的所需信号用方框403提供的预先存储的基准比特序列代表，它对应于训练序列。求和器405对乘法器404的输出求和，提供和值输出408。该求和器的输出408施加到加/减法器409和阈值判决方框410。阈值判决方框410包括一个阈值比较器，该比较器在训练时间段之后提供用户比特序列中所检测到的比特。阈值判决方框410提供均衡器输出415。该阈值顺判决方框410通过将求和器输出408与比特状态阈值电平相比较，确定解码的比特状态。可以理解，均衡器输出415与求和器输出408之间具有1/n的比率关系。在训练期间，加/减法器409将求和器输出408与方框403提供的预存储基准比特序列相比较。同时在训练期间，将将预存储基准403的输出经由开关416耦合到加/减法器409。训练一结束，开关416便改变位置，以便允许输出415为加/减法器409提供基准。

预存储基准序列是表示未编码训练序列的预确定基准信号。如前所述，它是连续的或为1或为-1的非交替序列。加/减法器409使预存储基准比特序列与求和器的输出相比较，以提供一个误差信号411并所误差信号411施加到抽头系数发生器407。抽头系数发生器407应用最小均方(LMS)算法或递归最小平方(RLS)算法在每个比特时间间隔期间更新抽头系数W1-Wn，以使误差信号411最小化。“去扩展”均衡器400更新抽头系数W1-Wn，直到使而检测的比特序列与预存储训练序列之间的误差信号最小化时为止，而所接收的信号与基准信号基本上被收敛与均衡。一旦均衡了，发送的训练比特序列、预存储基准比特序列和抽头系数W1-Wn成为扩展片序列或矢量W的一种表示物，从而在无预知扩展片序列的条件下，就能DS-SS使SS通信信号去扩展，也能抑制多址干扰信号。就这一点而言，矢量W代表了去扩展片序列。如前所解释的，矢量W的元用在训练时间间隔已经终止之缓对所接收的DS-SS信号进行去扩展。

图6所示为“去相关”器406的一种最优实施例方框图。根据本发明最优实施方案例，部分“去相关”器406采用的并行结构格拉姆-史密特正交变换，可用单个或多个数字信号处理器来实施。对于一个5片序列信号而言，部分“去相关”器406接收一个输入，该输入由相关接收样值r₁-r₅组成，提供一个输出，该输出由“去相关”元y_s ^d、y₄ ^d(Y1)和相关分量y₃ ^c、y₂ ^c和y₁ ^c(Y2)组成。

众所周知，格拉姆-史密特正交换使每个接收样值是以相邻级的其余样值“去相关”。“去相关”过程利用已知的数学算法，基本上从一个接收样值中消除每个电平的其余元的影响。在图6中，接收样值矢量R被输入，且逐个元的基础上被正交。参照先前假定，第一级的矢量R有5元，对矢量R进行变换，以r_i ¹对各元r_j ¹，(j=2至5)是正交的(上标表示正交处理的级别)这种变换可以用矩阵形式来表示

r₁ ²		1	0	0	0	0	r₁ ¹
r₂ ²		-w₂ ¹	1	0	0	0	r₂ ¹
r₃ ²	=	-w₃ ¹	0	1	0	0	r₃ ¹
r₄ ²		-w₄ ¹	0	0	1	0	r₄ ¹
r₅ ²		-w₅ ¹	0	0	0	1	r₅ ¹

在上面矩阵中W¹ _j设定为：

W_{j}^{1} = \frac{E [r_{1}^{1} r_{j}^{1}]}{E [r_{1}^{1} r_{1}^{1}]}

素元交换持续进行，直到强干扰信号已被“去相关”时为止。在图6实施了例中，假定有两个强干扰信号。图6的方框601表示发生在每级的计算处理过程。

如前解释的，部分“去相关”器406产生两个子空间矢量，即“去相关”子空间矢量Y1和相关子空间矢量Y2。“去相关”子空间Y1由含有大功率干扰信号的某些信号来旋转。相关子空间Y2与其余信号和噪声有关。应注意，噪声包括白色随机高斯(Gaussion)噪声和弱干扰信号，它们对所需信号的接收无显著影响，认为是噪声。换言之，为了提供两个子空间Y1和Y2，具有低信号强度的远干扰信号可以按噪声来对待。所需信号可以包括在子空间Y1或Y2中。

鉴于矢量Y可划分成为两个分离的子空间，每个子空间矢量可以利用一种最佳的均衡技术来均衡。如前所述，对于不同特性的信号可以利用各种均衡技术。鉴于矢量Y可划分成为两个截然不同的矢量，根据两个子空间矢量Y1和Y2中的哪一个矢量正被均衡，均衡器可以最佳化，在最优实施例中，子空间Y2含有相关信号，使用LMS算法自适应地集体地被均衡。与LMS算法有关的慢收敛速率是通过从该子空间矢量中除掉的强干扰信号来克服的。这种除掉降低了通常会妨碍使用LMS算法的Y2子空间的本征值比值(最大本征值与最小本征值之比)。请注意，本征值比值和扩展的特征值在本文件中互换地使用，但指的是同一个数。为此，LMS算法可以用于子空间Y2，且无显著增加收敛速率，或者说，兼顾了误差的最小化。用于均衡相关矢量Y2的LMS算法。采用一最佳步级更新抽头系数。这种技术是本技术领域公知的。这种技术的解释可参阅S.Haykin著的《自适应滤波器理论》已由Prentice Hall,NewJersey,1986出版)。

使用LMS算法或RLS算法，将具有“去相关”分量的子空间Y1进行自适应地和个别地均衡。不管强干扰信号存在，LMS均可用于该子空间的均衡。这是因为该子空间矢量的分量是“去相关”的，这在在更新抽头延迟线结构400的抽头系数的过程中提供使用最佳的和独立的步级大小。这与在相关子空间Y2中使用LMS算法相对照，在那里要使用相同的步级大小。另一方面，RLS可以用于均衡子空间量Y1和分量，这是因为它们的非奇异性。业已确定，由于在去相关子空间Y1中使用RLS或具有最佳步级大小的LMS，从而在收敛速率中实现了无显著的差异。

还业已确定，由于使用部分“去相关”数据(Y)，从而在使用较高级的“去相关”数据时改善了LMS算法的收敛速率。其原因是扩展的信号特征值在随后的“去相关”级会下降。事实上，第一级“去相关”除掉了接收信号中最强信号存在的影响。每个随后级的“去相关”除掉另外的干扰信号。这个过程继续进行，直到全部强干扰信号被除掉时为止。由于从接收信号中除掉了强干扰信号的影响，故扩展的本征值降低了。一旦一个最佳级的扩展的本征值已经建立(这可由一个信号处理器来检测)，“去相关”过便停止在形成两个子空间Y1和Y2的点上。

如前所述，LMS算法的收敛速率是用本征值比值来确定的。的确，当本征值比值接近1时，具有部分“去相关”据的LMS将像具有完全“去相关”数据的LMS收敛得一样快。为此，只要强信号“去相关”了，输入的信号就不必是完全“去相关”的。部分“去相关”显著改善了这个过程和恢复片序列的速度。

参见图7，图中示出几条表示部分“去相关”的益处的曲线，其中四条含不同级的“去相关”的LMS算法学习曲线。X轴为迭代时间，Y轴为总体均方误差。在评估所需信号和采用LMS的更新系数的过程中，为了性能的比较使用了不同级的“去相关”数据。对于“去相关”元素而言，步级大小对于每个元都是最佳的，并且设定为每个元素的功率倒数的四分之一(one quarter of theinverse of the power of each element)。对于相关元素而言，步级大小设定为子空间矢量Y2的最大本征值比值倒数的四分之一。这些总体平均学习曲线是对100次独立模拟运算的平均而产生的。在这些模拟中，假定有五个同步发射机，其中一个为所需的发射机。这五个发射机都被指定到第七周期的独特的Gold扩展序列。4个干扰信号的功率与所需信号功率的比值分别为1000、10、1和1。曲线702表示无“去相关”的零级。由图可见，这个相关信号的收敛过程非常长。曲线704表示第一级“去相关”曲线706、708和710分别表示第二级、第三级和第四级“去相关”。第四级表示一个完全(全部)“去相关”的信号。

可以看出，含有第一级“去相关”704的LMS其中大部分的最强干扰信号是“去相关”的收敛要比无“去相关”702的LMS快得多。含第一级“去相关”704的LMS未执行得像含更高级“去相关”706、708和710的LMS那样好。这是因为相关子空间Y2各元素的相关矩阵扩展的本征值在第一级“去相关”之后大于相关矩阵在较高级“去相关”之后的扩展的本征值。由图可见，含第二级“去相关”706和第三级“去相关”708和LMS的性能像含有一“去相关”710的LMS一样好。这是因为在第二级和第三级“去相关”之后的相关矩阵的扩展本征值相互接近。总的来说，图7表明了在完全“去相关”信号(第四级710)与第二级“去相关”(部分“去相关”)信号706之间无明显的区别。正是在部分“去相关”信号与完全“去相关”信号之间这各明显的相似性，允许使用部分“去相关”器而不牺牲性能。并且，使用部分“去相关”器明显加速收敛速率。为此，可以归结出只要从接收信号中除掉了强干扰信号的影响就不再需要完全“去相关”处理了。

总之，这里公开了一种在没有预知扩展序列和有关信号功率电平的情况下恢复DS-CDMA信号的方法。该方法包括一种预处理安排，借以，使输入的信号得到部分地“去相关”。强干扰信号被去相关，以形成一个子空间Y1。其它信号仍保持相关，以形成另一个子空间Y2。随着强干扰信号从相关子空间Y2中除掉了，可以应用具有快收敛速率的LMS算法。这可以实现，其原因在于在无强干扰信号时可以获得很小的本征值比值。“去相关”子空间Y1利用RLS或LMS算法来均衡。这两种算法中的任一种都可以使用，因为“去相关”子空间Y1不再是奇异的并且不含有相关的元素。使用了这种方法可在不采用功率控制机构的情况下使得与DS-CDMA系统有关的近远问题的效应明显地下降了。

从上文可以明显地看出，本发明采用正交变换执行部分“去相关”基本上改进了均衡过程的收敛速率。接收样值的部分“去相关”识别和“去相关”强干扰信号，以降低特征值比值。为此，从相关信号中除掉了强干扰信号，明显地加速了误差最小化的LMS或RLS算法的收敛速率。部分“去相关”避免了在对输入样值完全“去相关”处理所需的过长时间。此外，恢复输入信号中使用的部分“去相关”和算法既不需要关于干扰信号参数的信息，也不需要在“去相关”之后识别信号单元和噪声单元。

尽管业已阐明和描述了本发明的最优实施例，但很明显，本发明并不受其限制。在不违背后附的权利要求书中限定的本发明的精神和范围的情况下，本领域的技术人员，可以做出各种修改、变更、变化、替代和等效的方案。

Claims

1．在采用自适应均衡使直接序列扩展频谱信号与基准信号之间的误差最小化的码分多址接收机中，一种用以在对接收信号解码中使收敛速率最佳化和使误差最小化方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：

a)接收直接序列扩展频谱通信信号，其中含有至少一个近端信号、噪声和一个所需的直接序列扩展频谱信号，其中所需的直接序列扩展频谱信号包含具有用扩展码片序列编码的二进制比特的训练序列；

b)在一个比特时间间隔期间对所接收的直接序列扩展频谱通信信号以片率速率取样，以产生接收的样值，所述的接收样值是彼此相关的；

c)使用部分正交变换算法对该接收的样值进行部分地去相关；

d)提供第一子空间，它具有与所需的直接序列扩展频谱信号和至少一个近端信号有关的去相关部分；

e)提供第二个子空间，它具有与噪声有关的相关部分；

f)自适应地和个别地均衡第一子空间，以使收敛速率最佳化和误差最小化；

g)自适应地和集体地均衡第二子空间。

2．根据权利要求1的方法，其特征在于，所述的自适应地和集体地均衡步骤含有更新一个抽头延迟线结构的很多抽头系数的步骤。

3．根据权利要求2的方法，其特征在于，所述的更新步骤含有使用最小均方算法的步骤。

4．根据权利要求1的方法，其特征在于，所述的自适应地和个别地均衡步骤含有更新一个抽头延迟线结构的很多抽头系数的步骤。

5．根据权利要求4的方法，其特征在于，所述的自适应地和个别地均衡步骤含有使用递归最小平方算法的步骤。

6．根据权利要求4的方法，其特征在于，所述的自适应地和个别地均衡步骤含有使用最小均方算法的步骤。

7．根据权利要求1的方法，其特征在于，所述的部分去相关步骤含有使用格拉姆-史密特变换的步骤。

8．根据权利要求1的方法，所述的提供第二子空间的步骤含有提供具有与噪声和至少一个远端信号有关的相关部分的第二子空间的步骤。

9．一种自适应码分多址接收机，采用自适应均衡，使直接序列扩展频谱的通信信号与基准信号之间的误差最小化，其特征在于，包括：

用于接收直接序列扩展频谱通信信号的装置，所述的直接序列扩展频谱通信信号含有至少一个近端信号、噪声和一个所需的直接序列扩展频谱信号，这里所需的直接序列扩展频谱信号含有用扩展码片序列编码的二进制比特；

一个去扩展装置，包括：

采样装置，用于在一个比特时间间隔期间以码片速率对所接收直接序列扩展频谱通信信号取样，以产生接收的样值，该接收的样值是彼此相关的；

去相关装置，采用正交变换算法，使该接收样值部分地去相关以提供与该接收样值相对应的部分去相关元素，该去相关装置包括：

第一装置，用以提供具有与该所需的直接序列扩展频谱信号和至少一个近端信号有关的去相关部分的第一子空间；

第二装置，用以提供具有与噪声有关的相关部分的第二个子空间；

第一自适应均衡器装置，用以自适应地和个别地均衡第一子空间，且使收敛速率最佳化；和

第二自适应均衡器装置，用以自适应地和集体地均衡第二子空间；

误差最小化装置，响应所述的部分去相关元素，使基准信号与所需的直接序列扩展频谱通信信号之间的误差最小化。