CN106794778A - Dc‑dc转换器的低热设计 - Google Patents

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Abstract

DC‑DC转换器包括接收电压输入的输入端P输入、并联连接在输入端P输入和接地之间的开关电路、从其输出转换电压的输出端P输出和控制器，该控制器通过将分别接通开关电路的控制信号输入到开关电路中的每个中来在预定周期中接通开关电路。

Description

DC-DC转换器的低热设计
优先权
本申请是于2015年9月25日提交的美国申请号为14/866,172的国际申请，其要求于2015年6月17日提交的美国临时申请号为62/180,677的优先权和利益，所有申请通过引用并入本文。
技术领域
本公开涉及DC-DC转换器和操作DC-DC转换器的方法，更具体地，涉及与用于高频开关的低热设计结合的DC-DC转换器。
背景
一种类型的DC-DC转换器是开关稳压器。具有高转换效率的开关稳压器被广泛用作用于向各种控制电路(负载)提供电压的电池中的电压转换器。例如，开关稳压器还用在汽车电源中。
考虑到对更高的开关频率和热设计的要求之间的平衡，一个常规的多相DC-DC转换器使用多个负载点(POL)转换器。然而，在该常规实施例中所公开的DC-DC转换器可能导致零件数量增加。零件数量上的这样的增加可能增加用于安装零件的区域并提高制造成本。
在另一常规的开关电路设备中，开关可包括并联布置的具有不同栅极宽度的多个MOSFET。然而，利用常规的开关电路设备，栅极布线的阻抗和每个开关的导通电阻之间的差异可能产生集中在元件中的一个内的寄生电容的充电电流。因此，元件发热并且可能发生集中的能量损耗。
附图简述
在附图中：
图1图示了根据所公开的实施例中的一个的DC-DC转换器中的电路的示例；
图2是图示了在驱动电路中的每个节点处的输入电流和电势之间的关系的波形图；
图3图示了控制器的示例；
图4是图示了图3中所图示的配置中的信号之间的关系的波形图；
图5图示了DC-DC转换器的示例；
图6图示了在图5中所图示的示例中的开关电路中流动的电流；
图7图示了与图5中所图示的示例进行比较的比较示例；
图8图示了在图7中所图示的比较示例中的开关电路中流动的电流；
图9图示了对图1中的控制器的修改；
图10是图示了图9中所图示的配置中的信号之间的关系的波形图；
图11图示了对图1中的控制器的另一修改；
图12是图示了图11中所图示的配置中的信号之间的关系的波形图；
图13图示了控制器的示例；
图14是图示了图13中所图示的配置中的信号之间的关系的波形图；
图15图示了DC-DC转换器中的电路的修改；
图16图示了DC-DC转换器中的电路的另一修改；
图17图示了DC-DC转换器中的电路的示例；以及
图18图示了在图17中的电路中的每个节点处的输入电流和电势之间的关系。
详细描述
开关稳压器的理想特性包括例如，供应大电流的能力、控制高开关频率的能力和由于发热等而造成的小损耗。然而，在一方面，大电流供应能力和高开关频率之间存在权衡，以及另一方面，在大电流供应能力和由于热而导致的能量损耗上的降低之间有权衡。例如，如果开关电路的导通电阻降低以便供应大电流，则寄生电容和充电电流增加，这可能导致发热。此外，如果由于对使用环境的限制(例如，在需要避免其他无线电波的干扰的车载设备中)而需要高开关频率，开关电路被频繁接通，则每当开关电路接通时，寄生电容的充电电流就会流动，并且所产生的发热和由于发热引起的能量损耗甚至更频繁地发生。同时，不生成过多热的热设计在开关稳压器中是可取的。
因此，将有助于提供DC-DC转换器，其可降低由于热特别是在高频开关期间产生的能量损耗。
根据本公开的示例性DC-DC转换器包括：接收电压输入的输入端；并联连接在输入端和接地之间的多个开关电路；输出所转换的电压的输出端；以及控制器，其被配置为通过将分别接通开关电路的控制信号输入到每个开关电路中来在预定周期内接通开关电路。
在该示例性DC-DC转换器中，控制器可执行控制以顺序地接通开关电路。
在该示例性DC-DC转换器中，控制器可重复控制。
在该示例性DC-DC转换器中，开关电路可以是高侧开关电路。
在该示例性DC-DC转换器中，开关电路可以是低侧开关电路。
根据以下实施例的DC-DC转换器和其控制方法允许降低由于热引起的能量损耗。
图17图示了DC-DC转换器电路的示例。基于供应给输入端P输入的输入电压V输入，DC-DC转换器100输出期望的输出电压V输出。图17中所图示的DC-DC转换器100是输出低于输入电压V输入的输出电压V输出的降压型DC-DC转换器。输出电压V输出被供应给连接到输出端P输出的负载101。负载101连接到比输入电压V输入低的电势下的电源线(在图17中，接地(GND)线)。
DC-DC转换器100包括用于在时间上划分输入电压V输入的高侧开关电路HM1和低侧开关电路LM1，并且还包括电感器L和电容器C0，该电感器L和电容器C0形成用于平滑在时间上划分的输入电压V输入并将结果输出到负载101的平滑滤波器。在一个实施例中，高侧开关电路HM1是被定位在负载101的电源侧上的开关电路，以及低侧开关电路LM1是被定位在负载101的接地侧上的开关电路。此外，DC-DC转换器包括传输控制信号以用于控制开关电路HM1和LM1的电源IC 102。
例如，开关电路HM1和LM1可以是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。开关电路HM1的漏极连接到输入端P输入。开关电路HM1的源极连接到开关电路LM1的漏极。开关电路LM1的源极经由节点N连接到接地GND。电感器L连接到节点N。节点N的电势为Vlx。寄生电容Clx可存在于节点N和电感器L之间。
IC 102包括连接到高侧开关电路HM1的驱动电路DRVH1和连接到开关电路LM1的驱动电路DRVL1。在一个实施例中，DC-DC转换器100输出期望的输出电压V输出，驱动电路DRVH1和DRVL1分别输出控制信号VH1和VL1，以用于对开关电路HM1和LM1的开/关控制。控制信号VH1和VL1例如是脉冲宽度调制(PWM)信号，其具有与用于使开关电路HM1和LM1接通的占空比对应的脉冲宽度。控制信号VH1和VL1的脉冲宽度例如由在IC 102中提供的未图示的控制器控制。
图18图示了由驱动电路DRVH1和DRVL1生成的PWM信号VH1和VL1、从输入端P输入输入的输入电流I输入和节点N处的电势Vlx之间的关系。如图18所示，紧接着在开关电路HM1由PWM信号VH1接通之后的时间Δt期间，比在开关电路HM1断开时大的输入电流I输入流经开关电路HM1，并且节点N的电势Vlx升高。
在此，为了使相对大的电流通过开关电路HM1和LM1，用作开关电路HM1和LM1的MOSFET的导通电阻优选是低的。然而，当MOSFET的导通电阻较低时，寄生电容Clx增加，这导致充电电流上升，从而增加了由于发热引起的能量损耗。由于开关频率较高，因此电流更频繁地流经开关电路HM1，从而增加了由于发热引起的能量损耗事件的频率。
此外，当输入电压V输入增加时，紧接着在开关电路HM1接通之后的时间Δt期间的能量损耗也增加。例如，当每单位时间的损耗是180W且Δt是5ns时，则以2MHz的开关频率执行对开关电路HM1的开/关控制产生施加到开关电路HM1的1.8W的功率。在这种情况下，例如如果使用以50℃/W的比率生成每功率的热的MOSFET，则该MOSFET生成90℃的热。
以下参照附图对用于降低这样的热生成和由此引起的能量损耗的实施例进行了描述。
图1图示了根据所公开的实施例中的一个的DC-DC转换器中的电路的示例。基于供应给输入端P输入的输入电压V输入，DC-DC转换器10输出期望的输出电压V输出。图1中所图示的DC-DC转换器10是输出低于输入电压V输入的输出电压V输出的降压型DC-DC转换器。输出电压V输出被供应给连接到输出端P输出的负载11。负载11可连接到接地(GND)线。
DC-DC转换器10包括用于在时间上划分输入电压V输入的高侧开关电路HM1-1和HM1-2以及低侧开关电路LM1，并且还包括电感器L和电容器C0，该电感器L和电容器C0形成用于平滑在时间上划分的输入电压V输入并将结果输出到负载11的平滑滤波器。在此，高侧开关电路是被定位在负载11的电源侧上的开关电路，以及低侧开关电路是被定位在负载11的接地侧上的开关电路。此外，DC-DC转换器10包括传输控制信号(诸如VH1、VH2和VL1)以用于控制开关电路HM1-1、HM1-2和LM1的IC 12。在该实施例中，DC-DC转换器10的高侧开关电路HM1-1和HM1-2并联耦合在输入端P输入和节点N1之间。
在一个实施例中，开关电路HM1-1、HM1-2和LM1例如可以是MOSFET。然而，应认识到的是，可使用诸如p沟道FET的其他类型的晶体管和不同类型的晶体管、电容器、电阻器的组合。开关电路HM1-1的漏极和开关电路HM1-2的漏极连接到输入端P输入。从输入端P输入输入的输入电流标记为I输入，并且在该输入电流I输入内，流到开关电流HM1-1的输入电流标记为I输入1，而流到开关电流HM1-2的输入电流标记为I输入2。开关电路HM1-1的源极和开关电路HM1-2的源极经由节点N1各自连接到开关电路LM1的漏极。电感器L连接到节点N1。此外，开关电路LM1的源极连接到接地(GND)线。节点N1和节点N2的电势是Vlx。在图1中，寄生电容Clx存在于节点N2和电感器L之间。
IC 12包括控制器13。控制器13还包括高侧驱动电路DRVH1-1和DRVH1-2以及低侧驱动电路DRVL1。在控制器13中，为了使DC-DC转换器10输出期望的输出电压V输出，驱动电路DRVH1-1、DRVH1-2和DRVL1分别输出控制信号VH1、VH2和VL1，以用于对开关电路HM1-1、HM1-2和LM1的开/关控制。控制信号VH1、VH2和VL1例如是PWM信号，其具有与用于使开关电路HM1-1、HM1-2和LM1接通的占空比对应的脉冲宽度。由驱动电路DRVH1-1和DRVH1-2输出的控制信号VH1和VL1的脉冲宽度例如由控制器13控制。驱动电路DRVL1中的控制信号VL1的脉冲宽度由未图示的控制器控制。可替代地，驱动电路DRVL1中的控制信号VL1的脉冲宽度可由控制器13控制。
图2图示了由驱动电路DRVH1-1、DRVH1-2和DRVL1在开关周期T期间生成的控制信号VH1、VH2和VL1、从输入端P输入分别输入到开关电路HM1-1和HM1-2中的输入电流I输入1和I输入2和在节点N1处的电势Vlx之间的关系。在该实施例中，开关电路HM1-1和HM1-2的开/关行为的模式被交换，使得占空比每个周期交替。
图2图示了在每个周期T中交替的开关电路HM1-1和HM1-2的开/关行为的模式的示例。在此，交替的模式是较早模式和较晚模式，在该较早模式中，开关电路在周期开始时接通并在预定的时间T1之后断开，在该较晚模式中，一旦在周期开始之后的时间Δt过去，开关电路就接通并在预定的时间T1之后断开。在该实施例中，当具有较早模式的PWM信号VH1输入到开关电路HM1-1中时，具有较晚模式的PWM信号VH2输入到开关电路HM1-2中。相反，当具有较晚模式的PWM信号VH1输入到开关电路HM1-1中时，具有较早模式的PWM信号VH2输入到开关电路HM1-2中。
PWM信号VL1输入到开关电路LM1中，使得开关电路LM在每个周期T中在预定的时间T1期间是导通的。在图2中所图示的示例中，控制开关电路LM1以在预定的时间T1之前和之后的一定时间长度期间是导通的PWM信号VL1被输入到开关电路LM1中。
当开关电路HM1-1或开关电路HM1-2接通时，节点N1的电势Vlx在时间Δt期间升高。在图2中所图示的示例中，电势Vlx在周期开始时开始升高。当开关电路HM1-1或开关电路HM1-2断开时，节点N1的电势Vlx返回到电势升高之前的值。
如以上所描述的，通过以不同控制模式交替PWM信号以用于输入到开关电路HM1-1和HM1-2中，流经开关电路HM1-1和HM1-2的I输入1和I输入2的波形每个周期切换。因此，在开关电路HM1-1和HM1-2中，由电流引起的发热的时间是分布式的。利用这种方法，与当电流在每个周期流到一个高侧开关电路时的情况相比，在开关电路HM1-1和HM1-2中生成的总的热量可被抑制，并且由于热而引起的能量损耗可降低。
图3图示了控制器13的示例。控制器13例如包括电平移位电路20、非(NOT)电路21、27和28、锁存电路22、与非(NAND)电路23和24、与(AND)电路25和26以及驱动电路DRVH1-1和DRVH1-2。
电平移位电路20使用来自各个电源VCC、GND、BST和LX的输入，以放大并输出所提供的PWM信号。由电平移位电路20放大的PWM信号由非电路21反相并输入到锁存电路22中。在该实施例中，锁存电路22是所谓的D锁存电路。将认识到的是，在锁存电路22中可使用其他锁存电路。
作为锁存电路22的输出端Q输出的信号V1被提供到与非电路23。另外，由驱动电路DRVH1-2输出的信号VH2由非电路27反相并被提供到与非电路23。与非电路23使所提供的信号(即信号V1和被反相的信号VH2)的逻辑乘反相，并输出所产生的信号V3。
作为锁存电路22的输出端Q的反相输出的信号V2被提供到与非电路24。另外，由驱动电路DRVH1-1输出的信号VH1由非电路28反相并被提供到与非电路24。与非电路24使所提供的信号(即信号V2和被反相的信号VH1)的逻辑乘反相，并输出所产生信号V4。
与电路25将由电平移位电路20提供的信号和由与非电路23输出的信号V3的逻辑乘输出到驱动电路DRVH1-1。与电路26将由电平移位电路20提供的信号和由与非电路24输出的信号V4的逻辑乘输出到驱动电路DRVH1-2。
图4是图示了图3中所图示的配置中的信号之间的关系的波形图。图4中的波形图图示了输入到电平移位电路20并由其放大的PWM信号、由锁存电路22输出的信号V1和V2、由与非电路23输出的信号V3、由与非电路24输出的信号V4、和分别从驱动电路DRVH1-1和DRVH1-2输出的信号VH1和VH2之间的关系。PWM信号从低变为高的时间以下被描述为每个周期的开始点。
作为锁存电路22的输出端Q的反相输出的信号作为锁存电路22的输入D被输入。因此，每当PWM信号从高变为低时，作为输出端Q输出的信号V1从高切换到低，反之亦然。每当PWM信号从高变为低时，作为输出端Q的反相输出的信号V2也从高切换到低，反之亦然。信号V2是信号V1的逻辑反相。因此，当信号V1为高时，信号V2为低，并且当信号V1为低时，信号V2为高。
当信号V1为低时，由与非电路23输出的信号V3为高。当信号V2为高且信号VH1为低时，由与非电路24输出的信号V4为低。在这种状态下，在周期T1开始时(在图4中的时间t)，当PWM信号从低变为高时，输入到与电路26中的信号V4为低，因此，信号VH2也保持低而不改变。然而，当PWM信号从低变为高时，输入到与电路25中的信号V3为高，因此，信号VH1从低变为高。当信号VH1变为高时，由与非电路24输出的信号V4变为高。因此，在信号VH1变为高之后，在输入信号V4时由与电路26输出的信号VH2晚于VH1变为高。由于信号VH1通过这种方式变为高，因此在时间t开始的周期T1中，开关电路HM1-1首先接通，且开关电路HM1-2随后接通。
当PWM信号从高变为低时，与电路25和26中的每一个中的逻辑乘变为低，并且信号VH1和信号VH2各自从高变为低。同时，信号V1和信号V2的高状态和低状态交换，并且这些信号被输入到与非电路23和24中。此时，信号VH1和VH2处于高状态，并且它们的反相信号(即低信号)由非电路27和28输出并分别输入到与非电路23和24中。因此，高信号分别从与非电路23和24传输到与电路25和26。因此，高信号和PWM信号的逻辑乘，即低信号VH1和VH2由与电路25和26输出。作为响应，开关电路HM1-1和开关电路HM1-2因而断开。
在周期T1之后的周期T2中，信号VH2在周期的开始时间t′从低变为高。由于信号VH2通过这种方式变为高，因此在周期T2中，开关电路HM1-2首先接通，且开关电路HM1-1以一个延迟随后接通。因此，在该实施例中，周期被重复，以按照信号交替的顺序相继地将信号VH1和VH2变为高。因此，开关电路HM1-1和开关电路HM1-2以交替的顺序依次接通。当PWM信号从高变为低时，与在周期T1中一样，开关电路HM1-1和开关电路HM1-2断开。
在该实施例中，周期T1和T2被交替地重复。
图5图示了本实施例内的示例。在该示例中，电阻器被布置在高侧开关电路的控制信号输入侧上，该高侧开关电路并联布置在DC-DC转换器中。例如，在DC-DC转换器30中，电阻器R0连接到开关电路HM1-2。其余结构与图1中的结构相同。在该示例中，输入电压V输入为18.0V，输出电压V输出为5.7V，输出电流I输出为2.5A，以及开关频率fsw为2.2MHz。
图6图示了在图5中所图示的示例中的开关电路HM1-1和HM1-2中流动的电流。如从图6中清晰可见，在开关电路HM1-1和HM1-2中流动的电流I输入1和I输入2交替地达到峰值，并且当控制信号VH1和VH2为高时，峰分别具有近似10A和8.5A的值。因此，与当仅有一个高侧开关电路时相比，在DC-DC转换器30中，电流在延长的时间段内不在开关电路中的一个内流动，从而避免了开关电路中的仅一个在比另一开关电路长的时间内生热的情况。该方法还降低了由于热引起的能量损耗。
在车载电子设备中，存在对2MHz或更高的高速开关频率的要求，以便避免与AM无线电频率范围的干扰。根据该实施例，即使在高开关频率下，发热和由此引起的能量损耗也可以降低。此外，根据该实施例，高开关频率和由于热而导致的能量损耗的降低都可通过简单的结构来实现。因此，制造成本可降低，同时也有助于减小设备尺寸。
图7图示了与图5中的DC-DC转换器进行比较的比较示例。在图7的电路图中所图示的DC-DC转换器31与图5中的DC-DC转换器30的不同之处在于，并联布置的高侧开关电路HM1-1和开关电路HM1-2由一个驱动电路DRVH1-1提供的一个信号VH1控制。类似于图5中的DC-DC转换器30，同样在图7中的DC-DC转换器31中，该示例中的输入电压V输入为18.0V，输出电压V输出为5.7V，输出电流I输出为2.5A，以及开关频率fsw为2.2MHz。
图8图示了在图7中所图示的电路中的开关电路HM1-1和HM1-2中流动的电流。如图8所示，电流同时流到由同一信号VH1同时控制的开关电路HM1-1和HM1-2中。通过在开关电路HM1-2旁布置电阻器Ro，在开关电路HM1-2中流动的电流I输入2的峰值(近似为4A)低于在开关电路HM1-1中流动的电流I输入1的峰值(近似为8A)。换句话说，比在开关电路HM1-2中大的电流在开关电路HM1-1中集中并流动。因此，开关电路HM1-1可生成比开关电路HM1-2更多的热。
图9图示了控制器的另一实施例。图9是采取抗电磁干扰(EMI)的措施的示例。图9中与图3相同的结构的描述以下被适当地省略，以便着重于差异。
在图9中，代替图3中的驱动电路DRVH1-1和DRVH1-2，提供了其中已经采取EMI措施的驱动电路40和50。
驱动电路50包括非电路51、晶体管开关94、95和96以及电阻器RD1。晶体管开关94和95例如是p型MOSFET，以及晶体管开关96例如是n型MOSFET。由与电路26输出的信号经由非电路51被提供到晶体管开关94的栅极和晶体管开关96的栅极。由锁存电路22输出的信号V1被提供到晶体管开关95的栅极。
晶体管开关94的源极连接到电源BST，并且漏极连接到晶体管开关95的源极并连接到电阻器RD1。晶体管开关96的漏极连接到晶体管开关95的漏极并连接到电阻器RD1。晶体管开关96的源极连接到电源LX。
在驱动电路50中生成的信号VH2经由非电路27被提供给与非电路23。
驱动电路40包括非电路41、n型晶体管开关97、98和n型晶体管99以及电阻器RD2。晶体管开关97和98例如是p型MOSFET，以及晶体管开关99例如是n型MOSFET。由与电路25输出的信号经由非电路41被提供到晶体管开关97的栅极和晶体管开关99的栅极。由锁存电路22输出的信号V2被提供到p型晶体管开关98的栅极。
晶体管开关97的源极连接到电源BST，并且漏极连接到晶体管开关98的源极并连接到电阻器RD2。p型晶体管开关99的漏极连接到晶体管开关98的漏极并连接到电阻器RD2。晶体管开关99的源极连接到电源LX。
在驱动电路40中生成的信号VH1经由非电路28被提供给与非电路24。
在具有以上所描述的结构的驱动电路50中，当晶体管开关94接通时，晶体管开关95断开，并且晶体管开关96接通，则晶体管开关94和电阻器RD1处于导通状态。此时，由驱动电路50输出的信号VH2经过电阻器RD1，并且上升相对较慢。
在驱动电路50中，当晶体管开关94、晶体管开关95接通或被启用且晶体管开关96断开时，则晶体管开关94、晶体管开关95处于导通状态。此时，虽然与电阻对应的电流流经电阻器RD1，但比经过电阻器RD1更多的电流流经晶体管开关95。因此，由驱动电路50输出的信号VH2快速上升。
在具有以上所描述的结构的驱动电路40中，当晶体管开关97接通时，晶体管开关98断开，并且晶体管开关99断开，则晶体管开关97、电阻器RD2处于导通状态。此时，由驱动电路40输出的信号VH1经过电阻器RD2，并且上升相对较慢。
在驱动电路40中，当晶体管开关97、晶体管开关98接通且晶体管开关99断开时，则晶体管开关97、晶体管开关98处于导通状态。此时，虽然与电阻对应的电流流经电阻器RD2，但比经过电阻器RD2更多的电流流经晶体管开关98。因此，由驱动电路40输出的信号VH1快速上升。
图10是图示了图9中所图示的配置中的信号之间的关系的波形图。图10图示了输入到电平移位电路20并由其放大的PWM信号、由锁存电路22输出的信号V1和V2、由与非电路23输出的信号V3、由与非电路24输出的信号V4和分别从驱动电路40和50输出的信号VH1和VH2之间的关系。
如图10所示，当PWM信号在周期T1的开始时间t从低变为高时，信号VH1从低变为高。此时，在图9中所图示的结构中，电流如以上所描述的被传导通过电阻器RD2，因此，由驱动电路40输出的信号VH1比图4中的波形图更缓地上升。一旦信号V4从低变为高，晶体管开关94、晶体管开关95和晶体管开关96就进入到导通状态中。此时，如上所述，大量的电流流到晶体管开关95中，因此，如图10所示，信号VH2快速上升。
在周期T1之后的周期T2中，信号VH2在开始时间t′从低变为高。此时，信号VH2逐渐上升。接着，一旦信号V3从低变为高，晶体管开关97、晶体管开关98和晶体管开关99就进入到导通状态中，并且如图10所示，信号VH1快速上升。
同样在图9中所图示的结构中，周期因此被重复，以按照信号交替的顺序相继地将信号VH1和VH2变为高。因此，开关电路HM1-1和开关电路HM1-2以交替的顺序依次接通。
图11图示了控制器的另一实施例。该控制器图示了使用延迟电路的示例。图11中与图3中所图示的实施例相同的结构的描述以下被适当地省略，以便着重于差异。
在图11中所图示的结构中，与图3中所图示的实施例不同，省略了非电路27和28。因此，由驱动电路DRVH1-2生成的信号VH2的反相信号和由驱动电路DRVH1-1生成的信号VH1的反相信号没有被提供给与非电路23和24。代替这些信号，在图11中所图示的结构中，由电平移位电路20输出的信号(Vpwm)经由延迟电路60被提供到与非电路23和与非电路24。
与非电路23使由锁存电路22提供的信号V1和由延迟电路60提供的信号V延迟的逻辑乘反相，并输出所产生信号V3。与非电路24使由锁存电路22提供的信号V2和由延迟电路60提供的信号V延迟的逻辑乘反相，并输出所产生信号V4。
图12是图示了图11中所图示的配置中的信号之间的关系的波形图。如图12所示，设置有延迟电路的结构还允许输出类似于图3中所图示的控制器的实施例的信号输出VH1和VH2的信号VH1和VH2。
虽然如图1所示的DC-DC转换器10可包括如以上实施例所描述的两个开关电路(MOSFET)HM1-1和HM1-2，但是设置在DC-DC转换器10中的开关电路(MOSFET)的数量不需要是两个。DC-DC转换器10可配备有三个或更多个开关电路。控制电路也可被设计为适应设置在DC-DC转换器10中的开关电路的数量。例如，如图13所示，DC-DC转换器配备有四个开关电路，控制器被配置为生成四个信号VH1、VH2、VH3和VH4，以用于对四个开关电路的开/关控制。
图13图示了控制四个开关电路的控制器的示例。该控制器包括电平移位电路70、非电路71、82、83、84和85、锁存电路72和73、或(OR)电路74、75、76、77、78、79、80和81、与非电路86、87、88和89、与电路90、91、92和93以及驱动电路DRVH1-1、DRVH1-2、DRVH1-3和DRVH1-4。
电平移位电路70的功能类似于图3中的电平移位电路20的那些功能。
作为锁存电路72的输出端Q输出的信号Vq1和由锁存电路73的输出端Q输出的信号Vq2被提供到或电路74。或电路74向与非电路86提供信号Vsel1，其是所提供的信号Vq1和Vq2的逻辑和。因此，由或电路74输出的信号Vsel1，在信号Vq1和Vq2都为低时为低，以及在信号Vq1和Vq2中的至少一个为高时为高。
作为锁存电路72的输出端Q的反相输出的信号Vxq1和作为锁存电路73的输出端Q的输出的信号Vq2被提供到或电路75。或电路75向与非电路87提供信号Vsel2，其是所提供的信号Vxq1和Vq2的逻辑和。因此，由或电路75输出的信号Vsel2，在信号Vxq1和Vq2都为低时为低，以及在信号Vxq1和Vq2中的至少一个为高时为高。
作为锁存电路72的输出端Q的输出的信号Vq1和作为锁存电路73的输出端Q的反相输出的信号Vxq2被提供到或电路76。或电路76向与非电路88提供信号Vsel3，其是所提供的信号Vq1和Vxq2的逻辑和。因此，由或电路76输出的信号Vsel3，在信号Vq1和Vxq2都为低时为低，以及在信号Vq1和Vxq2中的至少一个为高时为高。
作为锁存电路72的输出端Q的反相输出的信号Vxq1和作为锁存电路73的输出端Q的反相输出的信号Vxq2被提供到或电路77。或电路77向与非电路89提供信号Vsel4，其是所提供的信号Vxq1和Vxq2的逻辑和。因此，由或电路77输出的信号Vsel4，在信号Vxq1和Vxq2都为低时为低，以及在信号Vxq1和Vxq2中的至少一个为高时为高。
由驱动电路DRVH1-2生成的信号VH2、由驱动电路DRVH1-3生成的信号VH3和由驱动电路DRVH1-4生成的信号VH4被提供到或电路78。或电路78输出作为输入信号VH2、VH3和VH4的逻辑和的信号。该信号由非电路82反相并被提供到与非电路86。因此，被提供到与非电路86的信号，在信号VH2、VH3和VH4中任一个为低时为高，以及在信号VH2、VH3和VH4中任一个为高时为低。
由驱动电路DRVH1-1生成的信号VH1、由驱动电路DRVH1-3生成的信号VH3和由驱动电路DRVH1-4生成的信号VH4被提供到或电路79。类似于或电路78，或电路79输出作为输入信号VH1、VH3和VH4的逻辑和的信号。该信号由非电路83反相并被提供到与非电路87。
由驱动电路DRVH1-1生成的信号VH1、由驱动电路DRVH1-2生成的信号VH2和由驱动电路DRVH1-4生成的信号VH4被提供到或电路80。类似于或电路78，或电路80输出作为输入信号VH1、VH2和VH4的逻辑和的信号。该信号由非电路84反相并被提供到与非电路88。
由驱动电路DRVH1-1生成的信号VH1、由驱动电路DRVH1-2生成的信号VH2和由驱动电路DRVH1-3生成的信号VH3被提供到或电路81。类似于或电路78，或电路81输出作为输入信号VH1、VH2和VH3的逻辑和的信号。该信号由非电路85反相并被提供到与非电路89。
与非电路86使由或电路74提供的信号Vsel1和由非电路82提供的信号的逻辑乘反相，并向与电路90提供结果。因此，当信号Vsel1和由非信号82提供的信号都为高时，被提供到与电路90的信号为低。相反，当信号Vsel1和由非信号82提供的信号中的至少一个为低时，被提供到与电路90的信号为高。类似于与非电路86，与非电路87、88和89分别向与电路91、92和93提供作为输入信号的逻辑乘的反相的信号。
与电路90向驱动电路DRVH1-1输出信号，该信号是由电平移位电路70提供的信号(Vpwm)和由与非电路86提供的信号的逻辑乘。因此，当信号Vpwm和由与非电路86提供的信号都为高时，被提供到驱动电路DRVH1-1的信号为高。相反，当信号Vpwm和由与非电路86提供的信号中的至少一个为低时，被提供到驱动电路DRVH1-1的信号为低。通过基于由与电路90提供的信号输出信号VH1，驱动电路DRVH1-1执行对一个开关电路的开/关控制。
类似于与电路90，与电路91、92和93向驱动电路DRVH1-2、DRVH1-3和DRVH1-4输出信号，该信号是由电平移位电路70提供的信号(Vpwm)和由相应的与非电路87、88和89提供的信号的逻辑乘。通过基于由相应的与电路91、92和93提供的信号输出信号VH2、VH3和VH4，驱动电路DRVH1-2、DRVH1-3和DRVH1-4各自执行对一个开关电路的开/关控制。
图14是图示了图11中所图示的配置中的信号之间的关系的波形图。图14中的波形图图示了由电平移位电路70输出的信号Vpwm、由锁存电路72输出的信号Vq1、由锁存电路73输出的信号Vq2、由或电路74输出的信号Vsel1、由或电路75输出的信号Vsel2、由或电路76输出的信号Vsel3、由或电路77输出的信号Vsel4、由驱动电路DRVH1-1输出的信号VH1、由驱动电路DRVH1-2输出的信号VH2、由驱动电路DRVH1-3输出的信号VH3和由驱动电路DRVH1-4输出的信号VH4之间的关系。
如图14所示，在周期T1期间，在开始时间t，信号Vq1和Vq2都为低，因此，由或电路74输出的信号Vsel1为低。由于信号Vsel1为低，因此由与非电路86输出的信号为高。因此，一旦信号Vpwm在时间t从低变为高，信号VH1就从低变为高。结果是，由于输入到或电路79、80和81的信号VH1变为高，因此输入到与非电路87、88和89中的信号变为高。因此，信号VH2、VH3和VH4从低变为高。在周期T1期间，由信号VH1控制的开关电路首先接通，并且由信号VH2、VH3和VH4控制的开关电路随后接通。一旦PWM信号从高变为低，信号VH1、VH2、VH3和VH4就从高变为低，并且四个开关电路从接通变为断开。
在周期T1之后的周期T2中，信号VH2首先从低变为高，随后，信号VH1、VH3和VH4从低变为高。在周期T2之后的周期T3中，信号VH3首先从低变为高，随后，信号VH1、VH2和VH4从低变为高。在周期T3之后的周期T4中，信号VH4首先从低变为高，随后，信号VH1、VH2和VH3从低变为高。通过控制器的控制，T1到T4这些周期被重复。
通过这种方式，当配备有四个开关电路时，DC-DC转换器被构造为重复以上所描述的第一到第四周期，以按顺序接通四个开关电路。换句话说，该结构重复控制，以在每个周期中按预定的顺序接通四个开关电路。因此，可防止充电电流流到任意一个开关电路中，使得与其他开关电路相比，更容易防止热积聚集中在一个开关电路中。
在以上实施例中，已经描述了包括两个高侧开关电路HM1-1和HM1-2以及一个低侧开关电路LM1的降压型DC-DC转换器的示例，但本公开不限于以上所描述的降压型DC-DC转换器。例如，升压型DC-DC转换器也可以利用本公开来实现。
图15示意性地图示了升压型DC-DC转换器的实施例。该DC-DC转换器包括一个高侧开关电路HM1和两个低侧开关电路LM1-1和LM1-2。通过使高侧开关电路HM1和低侧开关电路LM1-1和LM1-2接通和断开而在时间上划分的电压由电感器L和电容器Co平滑并被供应到负载11。在这种情况下，低侧开关电路LM1-1和LM1-2被并联布置在负载11和接地GND之间。通过来自驱动电路DRVL1-1和DRVL1-2的控制信号，控制器13执行控制，以相继地接通低侧开关电路LM1-1和LM1-2，同时交替这些开关电路接通的顺序。因此，由寄生电容Clx引起的充电电流可以随着时间推移被分散在两个开关电路LM1-1和LM1-2之间，从而允许分散开关电路LM1-1和LM1-2中的总的热生成。因此，电路作为整体可降低由于热造成的能量损耗。
在一个实施例中，升压和降压型DC-DC转换器也可以利用本公开来实现。
图16示意性地图示了升压和降压型DC-DC转换器的实施例。该DC-DC转换器是组合图1中所图示的降压型DC-DC转换器和图15中所图示的升压型DC-DC转换器的结构的示例。换句话说，形成降压型DC-DC转换器的部分包括并联布置的高侧开关电路HM1-1和HM1-2；低侧开关电路LM1-1；驱动电路DRVH1-1、DRVH1-2和DRVL1，其各自将控制信号输入到开关电路中；控制器13，其包括驱动电路DRVH1-1和DRVH1-2；以及形成平滑滤波器的电感器L和电容器(condenser)Co。形成升压型DC-DC转换器的部分包括高侧开关电路HM2；并联布置的低侧开关电路LM2-1和LM2-2；驱动电路DRVH2、DRVL2-1和DRVL2-2，其各自将控制信号输入到开关电路中；控制器13，其包括驱动电路DRVL2-1和DRVL2-2；以及形成平滑滤波器的电感器L和电容器Co。升压和降压的操作和效果与图1到15中所描述的那些操作和效果相同。
虽然已经参照附图描述了示例性实施例，但应注意的是，基于本公开，各种改变和修改对于本领域中的技术人员来说将是明显的。因此，这样的改变和修改将被理解为包括在本公开的范围内。例如，包括在每个组件中的功能和类似的可以以任何逻辑上一致的方式重新排序。此外，结构组件和类似的可被组合成一个或被分开。

Claims (20)

1.一种DC-DC转换器，包括：
输入端，所述输入端接收电压输入；
第一开关电路和第二开关电路，所述第一开关电路和所述第二开关电路并联连接在所述输入端和接地之间；
输出端，所述输出端输出所转换的电压；以及
控制器，所述控制器被配置为通过将分别接通所述第一开关电路和所述第二开关电路的控制信号输入到所述第一开关电路和所述第二开关电路中的每个中来在第一预定周期和第二预定周期中操作所述第一开关电路和所述第二开关电路，其中，在所述第一预定周期期间，所述第一开关电路首先接通，以及在所述第二预定周期期间，所述第二开关电路首先接通。
2.如权利要求1所述的DC-DC转换器，其中，所述控制器被配置为执行控制，以顺序接通所述第一开关电路和所述第二开关电路。
3.如权利要求2所述的DC-DC转换器，其中，所述控制器被配置为重复所述控制。
4.如权利要求1所述的DC-DC转换器，其中，所述第一开关电路和所述第二开关电路包括高侧开关电路。
5.如权利要求1所述的DC-DC转换器，其中，所述第一开关电路和所述第二开关电路包括低侧开关电路。
6.如权利要求1所述的DC-DC转换器，其中，所述第一预定周期和第二预定周期是交替的周期。
7.如权利要求2所述的DC-DC转换器，还包括：
多个附加的开关电路，所述多个附加的开关电路并联连接在所述输入端和所述接地之间，其中，所述控制器还被配置为在多个附加的预定周期中操作所述附加的开关电路，其中，在所述多个附加的预定周期中的每个中，所述多个附加的开关电路中的一个首先接通。
8.如权利要求1所述的DC-DC转换器，还包括：
电阻器，所述电阻器耦合在所述第一开关电路或所述第二开关电路中的至少一个和所述控制器之间。
9.如权利要求1所述的DC-DC转换器，其中，所述第一预定周期和所述第二预定周期包括相同的时间段。
10.一种方法，包括：
将第一开关电路和第二开关电路并联耦合在输入端和接地之间，并耦合在所述输入端和输出端之间；
将控制器分别耦合到所述第一开关电路和所述第二开关电路中的每个；
使用所述控制器，生成第一控制信号和第二控制信号；
将所述第一控制信号和所述第二控制信号分别耦合到所述第一开关电路和所述第二开关电路；以及
分别使用所述第一控制信号和所述第二控制信号，控制所述第一开关电路和所述第二开关电路，其中，所述第一开关电路在第一周期中首先接通，以及所述第二开关电路在第二周期中首先接通，以及其中，所述第一周期和所述第二周期是交替的。
11.如权利要求10所述的方法，还包括：
使用所述控制器，为所述第一周期和所述第二周期配置相同的时间段。
12.如权利要求10所述的方法，其中，生成所述第一控制信号和所述第二控制信号包括重叠所述第一控制信号和所述第二控制信号中的至少部分。
13.如权利要求10所述的方法，其中，控制所述第一开关电路和所述第二开关电路包括分别根据所述第一控制信号和所述第二控制信号来顺序接通所述第一电路和所述第二电路。
14.如权利要求10所述的方法，其中，所述第一控制信号和所述第二控制信号包括脉冲宽度调制(PWM)信号。
15.一种汽车电源系统，包括：
电源；
多个电压转换器，每个电压转换器包括从所述电源接收电压输入的输入端、并联连接在所述输入端和接地节点之间的第一开关电路和第二开关电路、控制器和输出所转换的电压的输出端，所述控制器被配置为通过将分别接通所述第一开关电路和所述第二开关电路的控制信号输入到所述第一开关电路和所述第二开关电路中的每个中来在第一时间周期和第二时间周期中操作所述第一开关电路和所述第二开关电路，其中，在所述第一时间周期期间，所述第一开关电路首先接通，以及在所述第二时间周期期间，所述第二开关电路首先接通；以及
多个汽车控制电路，每个汽车控制电路被配置为从所述多个电压转换器的输出端中的至少一个接收所转换的电压。
16.如权利要求15所述的汽车电源系统，其中，所述第一开关电路和所述第二开关电路包括金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，所述MOSFET的栅极被配置为从所述控制器接收所述控制信号。
17.如权利要求15所述的汽车电源系统，其中，所述第一开关电路和所述第二开关电路包括高侧开关电路。
18.如权利要求15所述的汽车电源系统，其中，所述第一开关电路和所述第二开关电路包括低侧开关电路。
19.如权利要求15所述的汽车电源系统，其中，所述第一时间周期和所述第二时间周期包括相同的时间段。
20.如权利要求15所述的汽车电源系统，其中，所述第一时间周期和所述第二时间周期是交替的。
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