CN1067539A - 通信系统中提供载频偏移补偿的方法与设备 - Google Patents

Abstract

用于(TDMA)通信系统中提供载频偏移补偿的 一种方法与设备。给出了一种TDMA接收机，可在 -TDMA时隙中经传输信道接收一发送的同步信号 短脉冲群，后者包括一同步信号图形、一信息信号部 分与至少一已知部分。起始时测定接收信号中与该 发送信号中已知部分相应部分上的相位误差。然后 调节各个接收信号参数的消除相位误差，由此来补偿 任何形式的载频偏移。

Description

本发明总的说来涉及无线电接收机，更确切地说，涉及到数字无线电接收机。不过，说得具体些，本发明是关于如一种自适应的时分多路存取方式（TDMA）（Time  Division  Multiple  Access）的无线电接收机系统，提供载频偏移补偿之方法与设备的。

在高数据率的TDMA移动式无线电通信系统中，典型的发送信道除受到瑞利衰落的影响外，还要经受到多路径干扰。这样，用于移动式或便携式TDMA系统的无线电接收机，就必须要能接纳一发送信号的多个复制形式，而各个这样的复制形式相对于此发送信号则具有无规的大小、相位与延时。如果不采取校正手段，因多路径与瑞利衰落两者造成的符号间干扰（ISI）就会严重地削弱上述接收机的性能。

熟悉此种技术的人当知，校正这类信道感生的失真方法称之为均衡化。在这样的校正工作中可以选用多种类型的均衡器，例如线性均衡器、判定反馈均衡器（DFE）以及最大似然序列估计（MLSE）均衡器。

下面的讨论集中于采用MLSE型均衡的接收机。

1972年，G.D.Forney  Jr.博士从理论上提出，MLSE函数可适用于数据传输系统的均衡且的[参看“存在符号间干扰时数字序列的最大似然序列估计”，G.D.Forney，Tr，《IEEE  Transactions  on  Information  Theory》，vol.18，NO.3，May  1972，pp.363-377]。MLSE乃是一种序列估计技术，涉及到使一目标函数最大或最小化。

最初利用MLSE来评价目标函数的种种努力已证明因太复杂而不能实用。于是Torney博士重新阐明了这一问题，并采用了Viterbi算法来支持这种函数的计算。需要指出，Viterbi算法能显著减少实施MLSE所需的计算次数。想要更详细地了解Viterbi算法与MLSE均衡法时，可参看“Viterbi算法”，G.D.Forney，《IEEE  Transactions  Communication》，Vol.COM-22，pp.624-636，May  1974。最近，R.D′avella等人又公开了另一种MLSE接收机：“一种用于TDMA数字式移动无线电装置的自适应MLSE接收机”，《IEEE  Joarnal  on  Selected  Areas  IN  Communications》vol.7，vo.1，Jannary  1989。d  p  tkh  D′avella系统中，假定了载频偏移在一列短脉冲群的基础上将于各个接收到的TDMA信号内造成失真，而这种载频偏移则或者是起因于如部分无线电信道特征的多普勒感生的频移，今后称之如信道脉冲响应（CIR）;或者是由于发射机与接收机的本机振荡器之间的频差所造成。因此，D′avella系统是设计用来限踪和消除这种失真的。利用一种相干的，判定式定向的探测技术，P′avella的MLSE接收机能对各个接收到的短脉冲群，诱导出CIR的一种新的估计。其次，这种匹配滤波器的抽头增益是作为所会计的CIR详本之复共制了D′avella系统所能补偿的载频偏移的允许范围。

1990年，Kazuhiro  Okanoue等人公开了又一种MLSE型的接收机：“TDMA移动式无线电装置用的带载频估算机的MLSE接收机”，《Proceedings  of  the  Fourth  Nordic  Corference  on  Digital  Mobile  Radio  Communication》，挪威，奥斯陆，1990年6月26-28日。此种MLSE接收机采用了解调原理，在进行任何数据信号的估算之前，作为匹配滤波器的函数进行了载频偏移估计。这样，Kaxahiro  Okanoue等人就提出了一种非判定式定向的载频估计技术。熟悉本项技术的人当知，这类非判定式定向探测技术一般会牺牲对速度有利的性能。因此，最为有益的是去提供另一种MLSE接收机装置，它能在TDMA通信系统中提供载频偏移补偿，同时可克服先有技术中的缺点。

简单地说，本发明涉及到一种用来为TDMA能信系统提供载频偏移补偿的方法与设备。作为本发明的成果是提供了一种TDMA接收机，它适用于在-TDMA时隙中经由发送信道接收一发送信号，此信号包括一同步信号部分、至少一已知部分以及一信息信号部分。起始时，去测定接收信号中与发送信号已知部分相对应之部分的相位误差。然后调节各接收信号参数以消除此相位误，据此来补偿任何载频偏移。

本发明的首要优点是，能在信息信号序列估计之前提供偏移补偿。

本发明的另一优点是，能将不同的相位误差平均化，而得以提高采用了本发明之通信系统的精度与稳定性。

下面简释本发明的附图。

图1是采用正交型数字发送接受的数据传输系统框图;

图2示明了本发明的短脉冲群传输的数据结构;

图3如-TDMA接收机的框图，此接收机接收图2中的短脉冲群传输，同时应用本发明来补偿载频偏移;

图4如图3中之TDMA接收机采用了本发明另一种载频偏移补偿实施例时的框图;而

图5如采用了本发明又一种载频偏移补偿实施例之TDMA接收机的框图。

现在来详细描述有关的实施例。

图1中示明了一种射频系统100，它将一数据信号从发射机103输送至接收机（105-117）。在此最佳实施例中，采用高斯最小移位键控（GMSK）来提高信道的通过量，当然，也可采用其它正交型的信号装置，例如以下各种形式的信号装置：最小移位键控（MSK）;移相键控（PSK）、正交移相键控（QPSK）、偏移正交移相键控（OQPSK）以及多重移相键控（MPSK）等。除此，也可采用在大量用户中分配有限信道源的TSMA技术。

工作中，接收机（105-117）于一时隙中将接收来自-TDMA发射机103的，已接收在天线104上并作为一信号y（t）施加到正交解调器105的猝通信信号x（t）。此正交解调器105产生两个短脉冲群频变频信号x（t）。此正交解调器105产生两个短脉冲群频率频信号i（t）与q（t），它们分别不一复解调信号z（t）的实部与虚部。z（t）的振幅写作为：

$z\left(t\right)|=\sqrt{i^2\left(t\right)+q^2\left(t\right)}----\left(1\right)$

而z（t）的相位it作为：

tan^-1(q（t）)/(i（t）) （2）

这两个信号i（t）与q（t）加到通常的模数转换器107与109上，使之数字化，以便把此种已数字化的样本送给由信号处理机115构成的均衡电路111以及数据信号碳复电路117。i（t）与q（t）的数字化样本分别表示为I（n）与Q（n），其中n为这些数字化样本的指数。

熟悉本项技术的人当知，图1中由h（t）描述的无线电信道脉冲响应（CIR），会受到发射机103与接收机（105-117）之间相对运动所造成的多普勒频率变化的影响。这种多普勒效应将造成所发射之信号的载频变化。这种率变化也称之为载频偏移，会在解调的信号z（t）内引入时变相位误差。而当发射机的载频振荡器是在接收机的载频振荡器的不同频率下工作时，还可能引入另外的时变相位误。所合成的误差可以表示为发射信号x（t）与角调信号z（t）间的一个时变相位误差或频率误差。本发明之目的即在于测定此种相位误差并对之提供补偿。

在绝大多数无线电通信系统中，例如在GSM文件中GSM05.01“关于无线电波路径的物理层：概述”以及GSM05.02“关于无线电波路径的多路存取联接”所规定的用于欧洲的无线电活通信系统中，所发射的短脉冲群内的数据结构已然明确界定。图2示明了短脉冲群传输信号（200）中的数据结构。每一个传输信号包括148位，它们以270.833千位/秒的速率传送。这当位中的114个（210）适用于实承的数据舆，其余的则用于辅助此种短脉冲群的接收与波。在此短脉冲群中间称之为同步信号图象或同步信号字码（230）的一列，它为接收机（105-117）用来估计无线电信道脉冲响应（CIR）和使此接收机的作业同步。在此短脉冲群任一端部的三终端或三尾端的位（205与215）界定了此短脉冲群的开始和/或终结，并用来辅助此信号（200）的数据信息部分均衡化。最后，紧邻同步信号字（230）之前和之后的两个窃用标记（220）与（240）指明了原先归属于话务信道的短脉冲群已被“偷”用于信号装置。

根据这一最佳实施例，本发明利用了所传输的短脉冲群（200）的尾端位部作为基准，而得以相对于它作出载频偏移补偿。每一尾端的位包括有已知的从短脉冲群至短脉冲群保持不变的信息。这样就能在所接收到的对应于已知尾端位之短脉冲群的那些部分，测定出感生相位误差的载频偏移。于是，在短脉冲群紧邻短脉冲群的基础上，对所接对到的信号进行调节，得以分辨相位误，由此补偿载频偏移。

图3为一接收机框图，此种接收机可用来恢复正交型的调制计划，例如GMSK调制的数据。这样的接收机也可利用本发明来补偿载频偏移。值得注意的是，本发明可用于采用TDMA的无线电极传输的数字式无线电通信系统，这里CIR的变化率低于时隙的持续时间。

根据本发明一最佳实施例，来自模数变换器107与109的数字化样本I（n）与Q（n）是分别存储于I与Q的缓冲寄存器317与319中的。然后把这些数字化样本用于复相关电路313中。在这一电路中，正如本项技术中所周知的，在样本I（n）与Q（n）之间实现复相关，而同步信号图案的复拷贝收存储于存储装置321（同步信号存储器中）。

两个复数间的复相关定义为：

上述方程可以用取样输入I（n）与Q（n）写成它的取样形式：

φ（m）＝R_r（m）+jR_i（m） （5）

式中，r_r（n）与r_i（n）是存储之复数的取样实部与虚部，m是输入信号与该存储存复数间的相对样本位移，而n是样本指数。应知这种相关性的计算会产生一载有振幅与相位信息两者的复数结果在接收到各个短脉冲群信号时来计算的，并将用来提供信道脉冲响应的估计与同步。

为了实现同步，相关性的大小依据下式计算：

然后通过将同步信号图形定位于各接收到的短脉冲群内的同步电路323。由于每个数据符号的单一样本足以用于检测，每个同步信号字即由若干个I（n）与Q（n）样本组成。于是希望能采集每个同步信号字的最佳样本。根据此最佳实施例，这一希望可以通过求的峰值大小来实现。由于在存储器存储的只是每个符号一个非零值，因而与这一非零值相应的I（n）与Q（n）样本就为样本组的进一步处理提供了依据。拟采用的样本是在一符号间隔内选自同步的样本基准的y并且构成了序列I′（n）与Q′（n），它们乃是I（n）与Q（n）的子集。

当同步信号图形定位后，便由CIR概算机作出CIR的估计。DIR的估计是根据前述的Ungerboeck法进行的。

在图3所示实施例中，是将一最大似然序列估计（MLSE）均衡器用来恢复数据信号的。这里提出的MLSE均衡器包括一匹配滤波器327、-Viterbi处理机以及一个位变换器329。工作时，I与Q的信道数据信号分别经同步电路323与相位校正器，从缓冲寄存器317与319至匹配滤波器327。

上述匹配滤波器327如前Vugerboeck参参考文献所披露的，与-Viterbi处理机耦连。在匹配滤波器327的输出可进一步处理之前，必须通过复数一实数换算过程由复数变换为实数。在此最佳实施例中，采用了GMSK调制。这一数据符号输入流为前述GSM05.02所建议的，首先要进行微分编码。然后通过一译码过程（未示明）随即完成到实数的翻译，这一译码过程根据匹配滤波器的输出对每个符号交替地取实与虚的样值，这是本项技术中所周知的。之后，与常规情形相同，Viterbi处理机能通过一格子结构，据匹配滤波器327供给的输入信号来估计可能的数据序列。之后，位变换器329将Viterbi处理的输出（包括逻辑1与逻辑0）变换为由算术正值与负值（+1，-1）组成扫硬判定信号，而这些正值与负值则表示所接收到的输入信号中信息信号部分的一种估计。根据这一最佳实施例，此MLSE均衡器是通过体现于数字含量处理机（DSP）（例如Motorola）公司出售的56001或56116DSP）中的软件算法来实现的。自然，这里提出的MLSE均衡器也可由硬件实现。

正如前面讨论到的，当发送的信号受到多普勒频移和/或不同的发射机与机收机之本机震荡器频率之类的影响时，合成的载频偏移将会于MLSE的序列估计中引致误差。因此，本发明之直接目的便是在硬判定信号发生之前，测定这种载频偏移并对之作出补偿。这样就能降低在MLSE输出时所观察到的误差率。

根据第一个实施例，本发明利用了已知的尾端位的信息，结合上估计的CIR来构制一组无频率误差的样本。然后将这些样本同对应于所接收到的短脉冲群之尾端位部分的衬承接收样本比较，以便测定相角差（相位误差）。由于上述尾端的位部分包括有不随短脉冲主短脉冲而变化的已知信息，这种比较是可能的。然后用此构制之样本组与接收到的样本组之间的相角差，在MLSE序列估计之前来调节所接收之信号中的信息信号部分。

参看图3一位变换器329从存储装置338（基准存储器）接收存储装置的输入信息。根据设计，存储装置328含有与传送之信号尾端位部相对应的信息（工基准字与Q基准字）。然后将这种信息变换为算术等价物传递到一信号重物电路331。此信号重构电路331是设计用来，通过对位变换器329的输出与由CIR概算机325测定估计的信道脉冲响应作卷积处理，以产生所接收之尾位部分的复制件而无任何相位误差。此复制件信号的表示式得自以下方程：

$r\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{L1}{\mathrm{\Σ}}}c\left(i\right)d(n-i)----\left(7\right)$

式中的r（n）表示复制件信号，C（i）表示取样的CIR估计值，d（n）表示硬判定信号序列，而L为所估计的CIR在所接收之符号时间中的变化范围。由于CIR为一复数，此复制件信号亦为复数并且有相位。如前所述，此复制件信号是通过相位误差概算机333与所接收的对应于尾端位的信号样本进行比较，用以测定相角差（相位误差）。

为了简化相位误差的计算，常须将复制件信号样本转过一角度，这一角度是作为据先前之短脉冲信号概算出的载频偏移量的函数而确定的。PLL电路335在相位误差估计之前为相位误差概算机333提供了这一转动角度。通常，这种修正的相位误差要小于未作预转动时所测得的结果。正如下面将讨论到的，当这上位误差的量值很小时，可以大大简化相位误差的计算。

另一种测定相位误差的方法要求在存储装置338的内容与输入相号样本I（n）与Q（n）之间实现方程（3）的复相关，以提供第二组复CIR估计。此第二组CIR估计值涉及到趋向所接收到的短脉冲群外边缘的那此数据位经受的相位误差。

其次，将第一组CIR估计值（产生于同步过程中且储存于标明之存储装置中的）与此第二组CIR估计值比较，用以确定合成相角差（相位误差）。

计算两复数间相角差φ一种方法是，实承上去计算此相角差的正弦sinφ，然后再解出φ。用于这一计算目的之公式由下述方程给出：

这里的φ是相角差，i₁与i₂为两个复数的虚部，r₁与r₂为两个复数的实部。

另一种用来计算φ的方法是，当φ很小时，取定

SINφ＝φ  （9）

由于一个接收到的短脉冲群只有很短的持续时间，本发明可利用上述近似以再次测定两复数间的相角差。

由于方程（6）有助于使此短脉冲群中心的任何相位误差最小化，因而可知φ乃是在接收的短脉冲群任一端的近似相位误差。

由TDMA信号的短脉冲性质，输入信号样本可从同步信号字（23）的中间解调。鉴于是用存在于一短脉冲群外边沿尾端位样本来测定φ的，φ便表示在一短脉冲群任一端的误差。因而从此短脉冲群的一端至另一端到另一端的相位误可近似于2φ。

这样，存在有许多实行频率偏移补偿的方法。根据此最佳实施例，用-PLL电路335来驱动相位校正电路337，后者在为匹配滤波器327滤波之前，调节着I′（n）与Q′（n）输入信号样本的相位角。这种相位校准代表着一种企图，即通过它对由多普勒频移和/或不同的本机震荡器频率引入之不希望有的时变相位误差作出补偿。由于TDMA信号的短脉冲性质，相位校准电路337再次使这些样本从同步信号字（230）的中间解调。因此，各个样本的解调角将根据至同步信号字（230）中心的距离，与抽样时间成正比地增加。为了提供偏移补偿，这些样本是相位旋转的，各旋转量则因至同步信号字中央的距离和从方程（8）或（9）估算出的相位误差量φ而异。

为提供偏移补偿所需的相位旋转量由下述方程确定：

α（n）＝φ[ (2n)/(（M-1）) ] （10）

式中的2（n）是对第n对样本相位校准，φ是上面估算出的相角差，而M是每个短脉冲的位数。依据方程910）校准了输入信号样本后，由于在MLSE序列估值之前消除了因载频偏移产生的时变相位误差，本发明就能用来改进MLSE输出中观察到的错误率。

根据又另一个实施例，为图4中以虚线所示，当PLL电路335的输出由数-模（D/A）变换器410变换为一模拟电压Vc（t）后，就能提供频偏补偿。此模似电压Vc（t）驱动正交型解调器105的电压控制震荡器（vco）110，用以在发送之信号x（t）与VCO  110之频率间从实质上消除所有的频偏。通过调节VCO  110的频率，图4的实施例由于在MLSE序列估计之前消除了载频偏移，就能有效地改进MLSE输出中观察到的错误率。

图4所表现的实施例，可用于由相位误差在成串短脉冲基础上有徐缓变化所表征的那些环境。另一方面，为了使此系统能在实时基础上响应，可能需要超量的处理功率。图4中的接收机400在其它所有方面的根据图3对接收机300的描述进行工作的。

为了改进上述频偏补偿技术的精度与稳定性，最好是从先前的短脉冲群，以电流相位误差估计值来平均化相位误差的估计值。根据图3与4所表述的实施例，采用了PLL电路来提供这种平均化。根据这一最佳实施例，PLL电呼335具是等于6个短脉冲周期的时间常数。

参看图5，其中给出了采用另一种载频偏移补偿方案之TDMA接收机500的框图。按照这一实施例，除取消了PLL电路335、信号重构器331与位变换器329外，接收机500的工作是与图3中对接收机300的叙述一致。C＝R概算机325的输出即在相应的位置上传递到相位差概算机333与Viterbi处理机328。

假定在复制信号产生过程中只用到单一的一个CIR样本，则方程（7）可以改定为：

r（n）＝c（j）d（n-j）  （11）

然后，所接收的具有相位误差φ的一个尾端位部输入信号样本（I（n）+jΩ（n））能够写作为旋转过一角度φ且通过CIR项C（j）处理过的原始发送符号。这样一个信号的表示式被描述为

I（n）+jQ（n）＝a_ne^jφc（j） （12）

式中，a_n为此发送的信号，φ为实际的相位误差，而C（j）为为CIR项。

至此，熟悉本项技术的人当知，相位误差的计算变得相当简单了。据此，本实施例的相位误差概算机333接收方程（12）的输入信号样本I（n）+jQ（n），通过隔离同步过程中产生之最大振幅匹配滤波器的抽头增益而确定了最有效的CIR分量C（j），用发送信号已知部分的复共轭1/a_n去乘尾端位输入信号样本，同时除去复抽头C（j），通过相除来计算相位误差φ。这一过程由以下方程描述：

对若干个短脉冲将方法（12）所产生之φ的继后的估计值平均化，用来依据方程（10）使输入之短脉冲群的输入信号样本作相位旋转。此相位误差概算机333能了解所用端部符号的事实，使得不再需要图4与5中的信号重构电路。部分地由于这种流线，本实施例简化了计算负荷大大减小了对系统处理源的要求。

值得注意的是，迪里所公开的载频偏移补偿技术，由于能在硬判定信号产生之前提供补偿，就可避免出现先有技术中与延迟序列估计有关的种种问题。

自然，在不脱离本发明精神的前提下，是可以对已描述的那些实施例作出进一步之改进的。例如，虽然这里所公开的用于载频偏移补偿的方法与设备是在MLSE型均衡的含义下描述的，但熟悉本项技术的人当知，各种均衡设计都可从本发明所提供的优点中获益。

Claims (10)

1、一种用于时分多路存取方式(TDMA)通信系统中提供载频偏移补偿的方法，它包括以下步骤：

在-TDMA时隙中经由发送信道接收一发送信号，些信号包括一同步信号图形，至少一已知部分以及一信息信号部分；

测定接收信号中与发送信号已知部分相对应之部分的相位误差；同时

调节各接收信号参数以消除上述相位误差，并对各种载频偏移作出补偿。

2、为权利要求1所述的方法，其中所说发送信号的信息信号部分是配置在上述发送信号的同步信号图形和其至少一已知部分之间。

3、为权利要求1所述的方法，其中的测定相位误差的步骤还包括以下各步：

对所接收的信号抽样，以提供第一组输入信号样本;

在此第一组输入信号样本和所存储的同步的信号图象样本复制件之间实现复相关;

根据上述相关性来计算传输信道脉冲响应（CIR）;

通过隔离此复相关过程中产生的最大CIR值来测定最有效的CIR分量;

根据此发送信号已知部分的复共轭和对应于此发送信号已知部分的至少一个输入信号样本，测定出它们的乘积;同时

除去CIR分量，由此测定相位误差。

4、为权利要求1所述的方法，其中测定相位误差原步骤还包括以下各步：

构制接收信号一个与发送信号至少一已知部分相应部分的复制信号，此复制信号没有频率误差;同时

将此复制信号与接收信号中同该发送信号至少一已知部分相应的部分加以比较，以测定相位误差。

5、为权利要求1所述的方法，其中测定相位误差的步骤还包括以下各步：

在所接收之信号的同步信号部分上测定第一种传输信道脉冲响应（CIR）;

在所接收信号的与发送信号至少一已知部分相应的部分上测定至少一个第二种传输信道脉冲响应（CIR）;同时

将此第一种CIR与该至少一个第二种CIR比较，以测定相位误差。

6、为权利要求1所述方法，其中调节接收信号参数的步骤包括至少以下一个步骤：

作为相位误差函数，改变接收信号之抽样频率;和

作为相位误差函数，相位旋转接收信号的信息信号部分。

7、为权利要求6所述的方法，其中相位旋转接收信号之信息部分的步骤还包括下述步骤：

调制各信息信号样本，使之根据之同步信号图形中心的距离和在接收信号已知部分上估计的相位误差量，各相差一定的量。

8、如为权利要求1所述的方法，其中调节输入信号参数的步骤实现的时间是，在信息信号序列会计之前，而在据一批TDMA时隙来平均化一批相位误差会计值之后。

9、为权利要求1所述的方法，其中的接收信号中从同步信号图形中心主接收信号已知部分解调。

10、于一时分多趾联接方式（TDMA）通信系统中提供载频偏移补偿的设备，它由下各装置组成：

用来接收一发送信号的装置，此发送信号包括在-TDMA时隙内，经过一传输信道的同步信号图形，至少一已知部分和一信息信号部分;

与上述接收装耦连的一种装置，用来在接收信号中与此发送信号至少一已知部分相应的部分上来测定一相应误差;以及

与上述测定装置耦连的一种装置，用来调节接收信号参数，用以消除相位误差和补偿载频偏移。

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