CN106655093B - 用于电源线扰动和故障的热切换电路管理技术 - Google Patents

用于电源线扰动和故障的热切换电路管理技术 Download PDF

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Abstract

本公开涉及用于电源线扰动和故障的热切换电路管理技术。一种用于控制电源与负载之间的电子开关的装置包括感测电路和控制电路，其中感测电路测量至负载的电流，控制电路在电流超过电流极限的情况下控制电子开关的运行。控制电路包括正常电流电路和增流电路，其中正常电流电路向电子开关输出第一开关控制电流，增流电路向电子开关输出第二开关控制电流，第一开关控制电流高于第二开关控制电流。

Description

用于电源线扰动和故障的热切换电路管理技术
优先权声明
本申请要求2015年11月3日提交的Aldo Togneri等的名称为“DEVICE PROTECTIONUSING SAFE OPERATING AREA”的序列号为62/250,237的美国临时专利申请的优先权权益，该美国临时专利申请的全部内容通过引用并入本文中。
技术领域
本公开总体上涉及用于使得电力能够被供应到电负载的连接装置。
背景技术
存在期望将电负载连接到已经开启的电源的实例。因为负载的容性部件充电，这会引起大的涌入电流。这样的容性部件可以是实际的或寄生的部件。
这些涌入电流会干扰电源的运行，可能引起电源内部的保护措施的触发。而且，涌入电流可以在供应到其它连接到电源的负载的电力中引入干扰，并且这些干扰会影响那些电路的运行。另外，如果新引入的负载是故障的，其故障也可能影响电源和连接到该电源的其它负载或者电路的运行。
为了解决这些问题，已知的是提供“热切换”电路，该电路调节到新引入到电源的负载的电流流动。
发明内容
在一些示例中，本公开涉及用于控制电源与负载之间的电子开关的装置。该装置包括第一装置引脚，配置为连接到电子开关；感测电路，配置为测量到负载的电流；以及与感测电路和电子开关通信的控制电路，该控制电路配置为如果电流超过电流极限则控制电子开关的运行。控制电路包括配置为向电子开关输出第一开关控制电流的正常电流电路和配置为向电子开关输出第二开关控制电流的增流电路，第一开关控制电流高于第二开关控制电流，其中控制电路配置为，在响应于电流超过电流极限而禁用电子开关之后：启动增流电路以向电子开关输出第二开关控制电流，以及其中控制电路配置为，在启用增流电路之后：禁用增流电路，并启动正常电流电路以向电子开关输出第一开关控制电流。
在一些示例例中，本公开涉及用于控制电源与负载之间的电子开关的方法。该方法包括：测量到负载的电流，响应于超过电流极限的电流而禁用电子开关，启用增流电路以向电子开关输出第一开关控制电流，禁用增流电路，以及启用正常电流电路以向电子开关输出第二开关控制电流，其中第一开关控制电流高于第二开关控制电流。
本发明内容旨在提供本专利申请主题的概述。不旨在提供对本发明的排他的或详尽的解释。包括详细描述以提供关于本专利申请的进一步的信息。
附图说明
在不一定是按比例绘制的附图中，相似的附图标记可以描述不同视图中的相似部件。具有不同字母后缀的相似的附图标记可以代表相似部件的不同实例。总体上附图以示例的方式而非限制的方式例示出本文件中讨论的各种实施例。
图1是现有热切换电路的示例。
图2描绘使用传统热切换控制器系统的电源线扰动及响应的图。
图3是根据本公开的热切换控制器的框图的示例。
图4是描绘使用本公开中描述的解决方案的电源线扰动及响应的图。
图5是根据本公开的热切换控制器框图的另一个示例。
图6是根据本公开的用于在运行期间保护电子开关的方法的示例的流程图。
图7是根据一些实施例的可选的热切换系统的例示图。
图8是根据本公开的用于管理电源线扰动及故障的方法的示例的流程图。
具体实施方式
图1是现有的热切换电路的框图的示例。热切换电路10可以包括热切换控制器12(HSC)、电流感测元件14(Rs)、诸如MOSFET的电子开关16(Q)以及若干分立部件18(Z)。
热切换控制器12的主要功能可以是检测感测元件14中的电流并控制电子开关16以确保电流不超过系统极限和/或开关的安全运行极限。后者典型地使用定时器功能来实现，该定时器功能限制系统可以保持在电流极限的时间的量。在热切换电路10的输出处，通常存在大量的负载电容20(CLOAD)。
控制器12能够对电子开关16(例如FET 16的栅极(G))施加控制信号，以使电流能够流向负载22。控制器12能够监测跨电流感测电阻器14存在的电压，并且在闭合回路中能够控制电子开关16(例如FET 16的栅极电压)，使得电流的变化速率(dI/dt)被控制在目标值、电流的大小被控制在目标值或者输出电压斜坡被控制在目标值。这样能够防止由负载22引入过大的涌入电流。在不再可能使得电流增大速率或者电流达到目标值时，可以认为负载22被完全供电。
热切换电路10一般存在于系统的电力输入点处。其主要功能是保护电源、硬件部件(PCB、FET等)和整个系统在故障状况期间免遭损害和扰动。主要保护功能中的一些可以包括控制上电，例如，限制涌入电流、检测并中断过电流事件以及控制输出电压斜坡的dV/dt。
典型地有两个相关联的电流极限：正常电流极限一般称为断路器(ILIM)，还有称为严重过电流(ISOC)的快速动作较高电流极限。如果电流超过主要电流极限(ILIM)，则定时器功能能够运转并且一旦期满通常闭锁电子开关(例如，MOSFET、FET等)。如果过电流随着大电流需求非常突然地发生(例如，低阻抗短路)，则在较高电流极限阈值(ISOC)处的快速动作阈值能够触发电子开关(例如MOSFET、FET等)的立即切断。然而，这个功能通常不被锁定并且可以随后进行恢复尝试。这可以允许系统重获负载电流的控制并且尝试恢复。如果该故障仍然存在，则可能达到电流极限并且因而超时，由此切断电子开关，例如MOSFET。然而，如果该故障不再存在，则如果状况允许，系统可恢复并且供电回升。
热切换控制器通常被设计为保护电路的负载侧(输出)免遭故障等。然而，系统还是可能经历电源线扰动(输入)。这样的扰动的例子可能包括主电源线上的电压阶跃(voltage step)、瞬态电压毛刺(glitch)以及浪涌。在典型的热切换电路受到这些扰动时，输入电源电压的突然增大会导致大的涌入电流进入负载电容器20(CLOAD)。该电流会尝试流过感测元件14和电子开关16，例如，金属氧化物半导体场效应晶体管或“MOSFET”。然而，由于输入电压斜坡的快速转换速率，该涌入事件会表现为严重过电流(ISOC)故障并且迫使HSC立即切断电子开关。
接下来，热切换控制器12可以通过再次使到电子开关16的控制信号倾斜上升(例如，使MOSFET的栅极电压倾斜上升)，尝试恢复以重新启用到负载22的供应电流。这时候，会有系统负载仍然要求正常运行的电流，但是电子开关16被禁用。因此，保持系统被供电的能量正在从CLOAD被耗尽。系统可以试着尽快恢复电源电压以防止CLOAD上的电压下降至低于系统的运行电压。然而，很多系统使用由热切换控制器12用高阻抗驱动器来驱动的MOSFET，这经常会花费太长时间以至于不能充分地恢复栅极电压以允许MOSFET中的导通。如果允许此情况发生，则系统会重置，这是不期望的。
电源线扰动或故障事件的热切换控制器管理中的四个具体阶段可能带来恢复问题。下面参照图2描述这四个阶段。系统重置可能潜在地发生在阶段2-4中的任何一个阶段期间。
图2是描绘使用传统的热切换控制器系统的电源线扰动及响应的图。阶段1可以包括严重过电流(SOC)检测和中断。在发生扰动时，涌入电流可能快速增加并且触发(trip)热切换控制器12的SOC，这会导致MOSFET栅极迅速放电并且因此禁用MOSFET。这可消除至负载22的高电流需求，并且能量可由输入线路处的外部保护电路吸收。然而，负载22仍然可能要求负载电流。因此，在CLOAD被充分用尽而导致系统重置之前，热切换控制器需要恢复它的输入供应。
阶段2可以包括重建通过电子开关的导通，例如，0安培至最小电流流动。在MOSFET关断(“FET禁用”)之后，热切换控制器12可立即试着使栅极电压倾斜回升。典型地，MOSFET可由使用高阻抗跨导放大器输出的热切换控制器12来驱动，该输出通常以数十微安的量级来供给，例如，25微安。MOSFET的栅极可以具有寄生电容，并且在一些情况下，可以加入额外的外部电容来控制输出电压转换速率。
MOSFET VGS阈值(VTH)可确定电流将在何时流入MOSFET。利用这个信息，对于MOSFET来说要再次开始导通电流将花费的时间可由t＝C.V/I来确定，其中，C＝总Cgate，V＝VTH，I＝Igate(25uA)，Cgate为栅极电容，Igate为栅极电流。使用典型的电路部件，该时间一般为毫秒级，这一般会导致重置。在电子开关(诸如MOSFET)被重新启用之前的这段时间期间，CLOAD供应负载电流。这导致VOUT下降。因为VOUT通常馈入电力转换器装置，负载电流要求会随着VOUT减小而增大，这会使得对快速恢复更加期望。由于VOUT欠电压，系统在阶段2单独重置常常是可能的。
阶段3可包括将导通增大至电流极限，例如，从最小电流流动到电流极限。假设MOSFET栅极电压达到VTH并且电流开始流过MOSFET，则热切换控制器12可继续进一步驱动栅极以允许电流达到电流极限。在负载仍然要求电流的情况下，如果被允许穿过MOSFET的电流超过负载要求，则输出可开始恢复。这是有效假设，因为电流极限(ILIM)会典型地大于最大期望负载电流。所延续的栅极斜坡也会受到MOSFET栅极节点上的任何额外的外部电容的抑制。这会导致不必要地放慢栅极电压转换，要为MOSFET中的漏极电流提供足够的跨导以达到电流极限可能需要该栅极电压转换。
阶段4可以包括在VOUT恢复时以电子开关(例如，MOSFET)的电流极限运转该电子开关(例如，输入电流＝电流极限＝I_CLOAD+I_LOAD)。在阶段4，目标是在以线性模式运行MOSFET的时候恢复输出电压，因为MOSFET调节处于极限的电流。在该模式中时，输出处的系统可以继续要求电流I_LOAD。在满负荷配置中，可以有较小比例的电流极限可用来将CLOAD处的电压恢复到当前的供应电压。TIMER(定时器)功能可设计为限制MOSFET保持在电流极限的时间，以保护MOSFET的安全运行区域(SOA)。这通常被设置为表示最坏情况故障条件和MOSFET SOA限制的时间。这就意味着可用于恢复输出电压的时间也会受限于这个最大故障定时器。如果涌入电流接通时间大于热切换控制器12的故障定时器允许的时间，则会导致系统停机。
本发明人已经确定针对这个恢复问题的解决方案可以包括：短时间地提供显著较高的开关控制电流(例如栅极驱动电流)，用于将电压(例如栅极电压)增大至开关的阈值电压(Vth)以开启通过电子开关(例如MOSFET)的导通。应该注意的是，术语MOSFET和FET在本公开全文中可互换使用。但是，本公开的技术不限于MOSFET和FET。本公开中描述的技术可以与其它电子开关(包括其它晶体管)一起使用。
使用本公开中的如下文详细描述的各种技术，其中，热切换控制器其中可以包括增流电路，该增流电路可以在热切换控制器已经响应于超过电流极限的电流而禁用电子开关之后被启用，这可以允许电子开关处的电压(例如栅极电压)以快的多的速率倾斜上升。在满足条件之后，例如检测到电压超过预设电压和/或确定时间超过预设时间，可以禁用增流电路并且可以启用正常电流电路以向电子开关供给开关控制电流。使用这些技术，恢复时间的延迟可以被显著减少，例如，从延迟2毫秒减少到延迟50微秒。以下参考图3和4描述对恢复问题的解决方案。
图3是根据本公开的各种技术的用于控制电源与负载之间的电子开关的热切换控制器的示例的框图的示例。图3的热切换电路30可以包括热切换控制器32(或装置32)、电流感测元件34、连接到负载38的电子开关36，例如MOSFET。在热切换电路30的输出处，通常有大量的负载电容40。
装置32可以包括感测电路42，配置为基于跨电流感测元件34的压降测量到负载38的电流，该压降经由装置引脚44、46(S+和S-)接收。可以使用电压放大器48来放大跨电流感测元件34的感测电压。与基准电压50(VREF)一起，经放大的感测电压52可以被输入进控制电路54中，该控制电路54可以包括放大器56，例如，跨导(gm)放大器。放大器56的输出58可以连接到装置引脚60，装置引脚60可以连接到电子开关36，例如连接到MOSFET的栅极。放大器56可以使用所测量的跨电流感测元件34的电压来调节MOSFET的栅极电压。以这种方式，与感测电路42和电子开关36通信的控制电路54可以配置为如果电流超过电流极限则控制电子开关36的运行。
控制电路54可以包括正常电流电路62，正常电流电路62配置为向电子开关36输出第一开关控制电流，例如栅极控制电流。正常电流电路62可以包括电荷泵电路64，电荷泵电路64可经由装置引脚60向电子开关36(例如，向MOSFET的栅极)递送第一电流(在图3中示出为“i_gate_up_cp”)。
如上所述，本发明人已经确定对恢复问题的解决方案可以包括提供增流电路66，在热切换控制器32已经响应于电流超过电流极限而禁用电子开关36之后增流电路66被启用，这可允许电子开关36处的电压(例如，栅极电压)以快的多的速率倾斜上升。增流电路66可以包括线性斜坡生成器，在一些示例中，线性斜坡生成器可以是电流受限的(在图3中示出为“i_gate_boost”)。在示例实现中，斜坡可以设置为大约0.5伏特/微秒。增流电路66可以经由装置引脚60将可以比正常电流电路的第一电流高的第二电流递送到电子开关36，例如，到MOSFET的栅极。
在示例实现中，增流电路66可以经由装置引脚70连接到存储或储存电容器68(例如，大约1微法)，或者在一些示例中，增流电路66可以经由内部连接来连接到存储或储存电容器68。存储电容器68可以向电子开关36供应增大的电流。
在运行中，在响应于由感测电路42测量的超过电流极限的电流而禁用电子开关36之后，控制电路54可以启用增流电路66以将增大的控制电流经由装置引脚60输出到电子开关36，例如到MOSFET的栅极。接下来，在满足一个或多个条件之后，控制电流54可禁用增流电路66并启用正常电流电路62以向电子开关供给较低的开关控制电流。
示例条件包括在电子开关处检测到电压超过预设电压，检测到电流已经开始流过感测元件34，和/或确定时间超过了允许电子开关开始导通的预设时间。使用这些技术，可以显著减少恢复时间的延迟，例如从2毫秒的延迟减少到50微秒的延迟。另外，以下参考图4描述了热切换控制器32的运行细节。
在一些示例实现中，控制电路54可以包括多个开关S1-S4。在示例配置中，开关S1-S4可以是开关驱动器。如图3所示，开关S1可以在位置S1A和S1B之间切换。在位置S1A(例如，源电流为25微安)时，开关S1可以将正常电流电路62连接到装置引脚60(连接到电子开关36)，而在位置S1B(例如，吸收电流为50微安)时，开关S1可以将正常电流电路62从装置引脚60断开。开关S2可以将增流电路66连接到装置引脚60(连接到电子开关36)。
在响应于电流超过电流极限而禁用电子开关36之后，控制电路54可以输出第一信号以控制开关S2将增流电路66连接到装置引脚60并且控制开关S1将正常电流电路62从第一装置引脚60断开。然后，在启用增流电路后满足一个或多个条件以后，控制电路可以输出第二信号以控制开关S2断开并控制开关S1闭合，由此禁用增流电路66并且启用正常电流电路62。
控制电路54可以包括开关S3，开关S3可将例如连接到电子开关36的栅极的装置引脚60连接到连接VOUT的装置引脚72。开关S3可以是主要关断开关，该主要关断开关允许电子开关36上的电压(例如MOSFET的栅极上的电压)快速放电并且禁用电子开关36。
热切换控制器可以包括装置引脚，该装置引脚配置为连接到一个或多个外部部件，该外部部件包括电容76，电容76配置为设置电子开关36处的电压斜坡时间(dV/dt)。在现有设计中，dV/dt电容可以连接到装置引脚60，装置引脚60连接到电子开关36，例如MOSFET的栅极。
本发明人已经意识到连接到MOSFET的栅极的dV/dt电容76可以直接影响栅极恢复所花费的时间。本发明人已经确定解决方案可以包括添加单独的dV/dt电容76可以连接到的装置引脚74以及开关S4，其中开关S4可将dV/dt电容76连接到装置引脚60以及将dV/dt电容切换至装置引脚72，其中装置引脚60可以在启动时连接到电子开关36(例如，MOSFET的栅极)，在恢复之前装置引脚72在启动时连接到VOUT(如以下参考图4所描述的阶段3)。由此控制电路54可以在不需要时将dV/dt电容76从MOSFET的栅极断开并消除不必要的延迟。
图4是描绘使用本公开中描述的解决方案的电源线扰动与响应的图。将参考图3的电路描述图4。
图4的阶段1类似于图2的阶段1，为了简明，将不再详细描述。简要地，阶段1可以包括严重过电流(SOC)检测和中断。
阶段2可以包括在电子开关36内重建导通，例如，0安培(A)至最小电流流动。由于一般可以由热切换控制器32使用高阻抗驱动器来驱动电子开关36(例如，MOSFET)，这简直会花费太长时间以至于不能充分恢复栅极电压以允许MOSFET内的导通。
如上文中参考图3所描述的，本发明人已经确定，解决方案是更短时间的提供显著较高的开关控制电流(例如，栅极驱动电流(i_gate_boost))以将栅极电压增大到Vth。在SOC切断事件之后，可以启用图3的增流电路66(例如，闭合开关S2并启用斜坡发生器电路)，允许栅极电压以由具体的斜坡基准设置的快的多的速率倾斜上升。在一些示例实现中，出于保护的原因，增流电路66可以具有与其相关联的电流极限。
在感测电路42通过基准Vref测量所检测的一些电流流动时，控制电路54可以确定电子开关36(例如，MOSFET)再一次开始导通，此时，控制电路54可以禁用增流电路66(例如，断开S2)并且开关控制电流(例如，栅极驱动电流)可以返回到正常电平(i_gate_up_cp)。利用增流电路可以使得该模式(0A至最小电流流动)中的延迟减少。发明人已经发现改善的典型示例是2毫秒的延迟减少到50微秒的延迟。以CLOAD＝lmF、负载电流(Iload)＝20A为例，延迟的改善可以是40V的VOUT下降与1V的VOUT下降的差异，其中40V的下降几乎确定会引起系统重置。
阶段3可以包括将导通增大至电流极限，例如，将最小电流流动增大至电流极限。由于MOSFET栅极上的电容可以直接影响栅极斜升所花费的时间，因此解决方案可以包括添加用于启动的电容(dV/dt电容)至另一个引脚，这样，在不需要时，热切换控制器可以(通过图3的开关S4)将该容性负载从栅极断开。由于大的附加的栅极电容器，这可以消除恢复中的任何不必要的延迟。
阶段4可以包括在VOUT正在恢复时以电流极限运转。解决方案可以包括使用如下方案：允许接通时间(on-time)由运转中的系统的MOSFET Vds动态地控制和限定。以下参考图5示出并描述这样的解决方案的示例。
在示例中，最坏情况短路(short circuit)可能将接通时间(或能量)限制为比具有大约5V Vds差的线阶跃(line step)小的多的时间。示例实施可以使用具有给定增益的跨FET Vds的跨导放大器，反馈在新定时器功能引脚上被驱动的输出电流，在图4中标识为E_SOA。可将部件网络放置于该引脚以允许该引脚上的电压对MOSFET的结温度建模。这样，在低VDS故障情况下(如果SOA指示)，接通时间会显著长于VDS非常高的情况下的接通时间。另一个实施例可以涉及MOSFET SOA的数字映射，使得热切换控制器32可以确定给定条件下需要的接通时间(或者能量水平)。
在VOUT正在恢复期间以电流极限运行的问题是，在涌入控制周期期间MOSFET 36中可能消耗大量的电能。在此背景下可以看出，在负载被完全供电时，尽管流经MOSFET 36的电流可以非常高，跨MOSFET 36的电压仍然很小。因此，消耗在MOSFET 36中的能量非常低。事实上，对于现代开关场效应晶体管，漏源接通电阻可以是仅仅几毫欧姆的量级。因而，如I2R所给出的电能消耗保持为低。类似地，可以看到，如果晶体管全部关断，则尽管跨晶体管的电压可能非常高，通过它的电流会是零并且因而不会存在消耗。然而，在晶体管正在执行涌入电流限制的周期期间，通过MOSFET 36的电流可能非常高，并且跨晶体管的电压可能非常显著。在这样的情况下，晶体管内部的电能消耗可以足够高而使装置发热，从而其变得受到热压。热压压力是晶体管内被消耗的电能的量与消耗该电能量的时间的乘积。
例如功率FET的电子功率装置具有定义其运行参数的几个运行特性。一个通常由晶体管制造商发布的这样的特性是晶体管的安全运行区。如果晶体管(例如FET)被暴露于超过其安全运行区(SOA)的压力之下，该晶体管会受到损坏。SOA可以定义多个区域，例如两个SOA区域，诸如装置能够承受的绝对最大电压和电流，以及“线性”区域，在该区域，超过电压、电流和脉冲时间的结合，损坏就可能发生。线性SOA区域内的主要失效机制是过热。安全运行区特性的示例示出在Togneri等的美国专利公布No.2012/0313687的图2和3中，其全部内容通过引用并入本文。
现有的热切换控制器可以包括用户可编程定时器，该定时器在FET电流控制回路正在运转时运转并且如果定时器时间到则关断FET。然而，这些现有的设计常常不监测FET的漏极-源极电压，由此可能不能有效地使用FET的SOA。不过，使用本公开的技术，FET的漏极-源极电压可以用两个不同的已知的恒定电流水平(例如，启动模式电流水平和启动后电流水平)中的一个来监测，因而允许控制器更有效地使用FET的SOA。
正如下文中详细描述的，本公开中描述的各种技术可以通过使用装置(诸如功率FET)的热模型并且利用装置正在经历的实际电压力驱动该模型来预测装置的温度。可以从该模型中提取装置温度并且将装置温度用于调整装置的运行条件以防止损坏。FET功率可以被建模为引脚电流，FET温度可以被建模为引脚电压。FET热特性可以由连接到引脚的部件网络(例如外部部件网络)建模。以这种方式，可以使用预测的内部温度而非一些其它特定运行条件来保护装置。
图5是根据本公开的各种技术的热切换电路的框图的另一个示例。应当注意的是，如上所述，在一些示例实现中，图3的热切换控制器32可以包括参考图5示出并描述的各种特征中的一些或全部。然而，为了防止混淆以及为了清楚的目的，分别呈现并描述图3和5中的特征。在一些示例配置中，参考图3和5描述的各种技术可以是独立的特征，使得热切换控制器可以包括来自图3或图5两者之一的特征。
图5的热切换电路130可以将电源连接到电负载或者激励电负载。图5的热切换电路130可以包括电子开关132，例如功率控制FET(例如N-沟道金属氧化物半导体场效应晶体管或者“MOSFET”)，或者其它电可控制电流流动装置、电流感测电阻器134和热切换控制器136。FET 132可以控制从电源138流向负载140的负载电流。
FET 132可以由热切换控制器136控制。具体地，热切换电路130的热切换控制器136可以通过测量跨电流感测电阻器134的压降(“感测电压”)来监测负载电流。因此，感测电压和负载电流可以被维持在预设的最大值以下。随着压降的增大，热切换控制器136可以确定通过FET 132的负载电流也增大并且控制栅极控制电路164以调节FET 132的栅极电压。
用户可以选择连接到相应的装置引脚(即，EFAULT引脚144和ESTART引脚146)的一个或多个部件(例如，电阻器和电容器)的值。在一些示例配置中，部件(例如外部连接或内部集成的部件)可以形成电阻器和电容器网络(或者“RC网络”)。在一些示例配置中，EFAULT引脚144和ESTART引脚146两者都可以连接到相应的RC网络。在其它示例配置中，部件可以是电容器而非电阻器，如下文中更详细描述的。与FET 132的功率相关的电流可以被供给进EFAULT引脚144和/或ESTART引脚146中并且这些部件(例如电阻器和/或电容器)可以将该电流转换为与FET 132的温度相关的电压。
在启动模式期间，电流可以处于非常低的水平，而在启动后模式期间的故障状况下，电流可以高的多。因此，在启动模式和启动后模式(例如正常运行)期间，可以关注FET132的SOA曲线的不同区域或区。如上所述以及根据本公开，(一个或多个)外部部件(例如，每个RC网络)可以以两种不同的用户可配置电流水平(即，启动模式电流水平和启动后电流水平(例如正常运行模式电流水平))对FET 132的SOA曲线建模。如图5总可看到的，第一RC网络148可以包括电阻器150、电阻器152和电容器154，第二RC网络156可以包括电阻器158、电阻器160和电容器162。
除了配置用于启动和启动后状况的电流水平，设计人可以通过将第一RC网络148(或例如电容器)连接到ESTART引脚146以及将第二RC网络156(或例如电容器)连接到EFAULT引脚144来设置用于启动和启动后状况的不同极限，其中，第一RC网络包括电阻器和/或电容器，这些电阻器和/或电容器具有与第二RC网络的电阻器和/或电容器不同的值。第一RC网络148可以接近FET 132的SOA曲线(或只是本公开中的“SOA”)的第一部分或区域，以及第二RC网络156可以接近FET 132的SOA曲线(或仅是本公开中的“SOA”)的第二部分或区域。
可以使用两个引脚，即ESTART引脚146和EFAULT引脚144，这是因为可以根据FET132调节电流来选择第一RC网络148和第二RC网络156的部件，其中FET 132调节电流在启动模式(或者热切换模式)和启动后模式(例如，正常运行模式)期间可以是不同的。在不同的电流水平也可以存在显著不同的SOA性能。例如，当FET 132正以低栅极-源极电压(“VGS”)运行时，热不稳定机制(例如“热点(hot spot)”)可以显著降低FET 132的SOA。根据本公开，两个单独的RC网络148、156可以允许这些热效应。
应该注意的是，在一些实现中，由RC网络148、156建模的SOA曲线的第一和第二部分可以额外或可替代地被数字化映射并存储在存储器中，使得热切换控制器可以确定给定故障状况所需要的接通时间(或者能量水平)。
图5的热切换控制器136可以生成与跨FET 132的漏极-源极电压(“VDS”)成比例的电流，并且将电流供给进EFAULT/ESTART引脚144、146中，从而控制允许多少能量被输送进FET 132中。以这种方式，图5的热切换控制器136可以确保FET 132保持在SOA极限以内。
当存在显著的跨FET 132的VDS时，它的漏极电流ID可以保持恒定(基于用户可配置电流水平)。因此，FET功率(P＝V＊I)可以与VDS成比例。FET功率可以被建模为供给进EFAULT/ESTART引脚144、146中的电流(其与跨FET 132的VDS成比例)，FET温度被建模为EFAULT/ESTART引脚144、146上的电压，其中，连接到EFAULT/ESTART引脚144、146的外部部件可以在启动或正常运行期间对FET 132热特性建模。使用本公开的技术，控制器136可以将与VDS成比例的电流注入进连接到EFAULT/ESTART引脚144、146和地的外部部件(例如，RC网络)中，并且例如如果引脚两者之一上的电压达到1伏特，则关断FET 132(例如，就在SOA被违反之前)。例如，当达到1伏特，控制器136可确定FET 132正在变得过热并且可切断FET。
本公开的技术与尝试对FET的热行为建模的现有技术形成对比，例如如Tuozzolo等的美国专利No.8,299,767中所描述的现有技术。在美国专利No.8,299,767中，由FET消耗的瞬时功率由瞬时电流和瞬时电压(VDS)的乘积表示。本公开的技术不利用瞬时电流。相反的，该电流可以是基于控制器136是处于启动模式还是处于正常运行模式的两个不同的用户可设置电平中的一个。基于模式，与VDS成比例的电流可以被供给到激活的引脚上，例如EFAULT/ESTART引脚144、146。与美国专利No.8,299,767中公开的技术相对比，本公开的技术可以在低电流下对FET的热特性更精确地建模。
图5的热切换控制器136可以以至少两种模式运行：启动模式(或热切换模式)和启动后模式，例如正常运行模式。例如，用户可以设置启动模式负载电流值和正常运行负载电流值两者，并且将这些负载电流值存储在SOA保护电路166中。栅极控制电路164可以确定跨感测电阻器的电压(并且因此确定负载电流)、将负载电流与用户设置的值相比较然后控制FET 132的栅极电压，使得负载电流大约等于用户设置的值。在启动模式中，栅极控制电路164可以将负载电流与所存储的启动模式负载电流值相比较，而在正常运行模式中，栅极控制电路164可以将负载电流与存储的正常运行负载电流值相比较。
当首先将电能施加到图5的热切换控制器136时，控制器136可以处于启动模式中。因为电阻器168被驱动至几乎与FET的VDS相同的电压，SOA保护电路166可以监测FET 132的VDS。在启动模式中，SOA保护电路166可以输出“模式”信号到内部开关170，例如双刀双掷开关，内部开关170可以将电阻器168连接到ESTART引脚146(启动模式中的激活的引脚)并且允许将通过电阻器168的电流施加到ESTART引脚146并且由此施加到RC网络148。ESTART引脚146上的电压可以随着电流被施加而增大，并且以基于RC网络148的RC时间常数的速率增大。如下所述，在一个示例中，在热切换调节回路临近调节时，电流可以被施加到ESTART引脚146。
可以通过放大器172将未被使用的引脚(例如，启动模式中的EFAULT引脚144或者正常运行模式中的ESTART引脚146)驱动到与激活的引脚的电压相同的电压。放大器172可以充当缓冲器，例如单位增益缓冲放大器，缓冲器可以允许热切换控制器136“记住”在模式切换(例如从启动模式切换为正常运行模式)时FET 132有多热(由于EFAULT/ESTART引脚144、146上的电压与FET 132的表面温度有关)，如下所述。
通过示例的方式，假设包括热切换电路130的网卡被插进背板中。热切换控制器136可以以启动模式开始并且涌入电流可能引起FET 132的表面温度升温。假设在启动期间，FET 132的SOA的仅一半被使用并且ESTART引脚146被驱动至0.5伏特。然后，热切换控制器136可以改变为正常运行模式。在没有放大器172的情况下，热切换控制器136可以切换到正常运行模式并且使用ESTART引脚144作为激活的引脚，该引脚处于0伏特。然而，如果ESTART引脚144处于0伏特，热切换控制器136会认为若发生故障FET 132的整个SOA都是可用的。热切换控制器136可能不知道，由于涌入电流，FET 132已经处于增大的温度，这减少了可用的SOA。如果故障几乎在从启动模式改变到正常运行模式之后立即发生，FET 132可能被损坏，因为热切换控制器136会认为整个FET SOA可用。
然而，如上所述，使用本公开的各技术，放大器172可允许热切换控制器136“记住”在控制器136切换模式(例如从启动模式切换为正常运行模式)时FET 132有多热。未被使用的引脚(例如，启动模式中的EFAULT引脚144)可以被放大器173驱动到与激活的引脚相同的电压。在以上示例中，在热切换控制器136从启动模式改变为正常运行模式时，EFAULT引脚144将处于0.5伏特，这会精确反映FET 132的热状态。在改变为正常运行模式之后，假设没有故障状况发生，没有额外的电流将被驱动进ESTART引脚144中，RC网络148将最终放电。因此，一旦FET 132已经冷却下来，热切换控制器136将具有可用的完整的SOA。
继续描述启动模式，可将ESTART引脚146上的电压施加到比较器174的输入，比较器174可以比较ESTART引脚电压与电压基准，例如1伏特的基准。如果ESTART引脚146上的电压达到基准电压(例如1伏特)，则比较器可以向SOA保护电路166输出“soa_breach”信号。作为响应，为保护FET 132免受损害，SOA保护电路166可以向栅极控制电路164输出信号，栅极控制电路164通过关断栅极电压来关断FET 132。如上所述，在一个示例中，在热切换调节回路临近调节时(例如在ESTART引脚146上的电压接近例如1伏特的基准电压时)，可将电流施加到ESTART引脚146。在一些示例实现中，可以在感测电压达到距目标电平大约1mV以内时做出。作为一个示例，对于正常(或者启动后)模式，目标电压可以在大约10mV与大约30mV之间，对于启动模式，目标电压可以在大约2.5mV与大约30mV之间。
在启动模式中时，栅极控制电路164可以连续驱动FET 132的栅极并且将涌入电流限制至启动模式负载电流值(例如，2安培)，直到ESTART引脚146达到基准电压(例如，1伏特)。以这种方式，栅极控制电路164与SOA保护电路166可以形成电流控制回路，该电流控制回路试图在存在跨FET 132的显著压降(VDS)的同时保持通过FET 132的电流恒定。
随着FET 132的输出电压接近负载供应(supply)138的输入供应电压，FET132的VDS是小的，所以栅极控制电路164可以继续增大栅极电压以实现启动模式负载电流值，例如2安培。最终，栅极控制电路164已经增大栅极上的电压使得FET 132的栅极被完全增强，例如，栅极上大约10伏特。SOA保护电路166可以监测栅极控制电路164并且可以从已施加的栅极电压确定栅极被完全增强并且因此完全导通。一旦FET 132的栅极被完全导通，则启动模式结束。热切换控制器136可以经由装置引脚(未绘出)向其它负载输出外部信号，该外部信号会指示电源良好，使得其它负载可以开启。
一旦SOA保护电路166确定栅极被完全增强，则热切换控制器136可以从启动模式改变为正常运行模式。在正常运行模式中，SOA保护电路66可以向开关170输出“模式”信号，开关170可以将放大器172的输出连接到ESTART引脚144。另外，在正常运行模式中，栅极控制电路164可以将负载电流与所存储的正常运行负载电流值比较。
像是在启动模式中，可以通过将电阻器168驱动至几乎与FET的VDS相同的电压来监测FET 132的VDS。将通过电阻器168的电流施加到EFAULT引脚144并且由此施加到RC网络156。EFAULT引脚144上的电压随着电流被施加而增大，并且基于RC网络156的RC时间常数增大。
将EFAULT引脚144上的电压施加到比较器174的输入，比较器174可以比较EFAULT引脚电压与电压基准，例如1伏特基准。如果EFAULT引脚144上的电压达到基准电压，例如1伏特，则比较器174可以向SOA保护电路166输出“soa_breach”信号。作为响应，SOA保护电路166可以向栅极控制电路164输出信号，栅极控制电路164通过关断栅极电压来关断FET 132以保护FET 132免遭损坏。
图5的热切换控制器136还可以包括下拉电流源176，例如500纳安培的电流源。例如，如果用户不关注SOA，则用户可能将电容器连接到EFAULT引脚144和ESTART引脚146中的一个或两个，而不是连接RC网络148，156，这可以紧密地近似SOA曲线。通过包括下拉电流源176，电阻器被有效地置入热切换控制器136中，从而允许一些SOA运行。然而，下拉电流源176可能不能准确地反映SOA曲线。SOA保护电路166可以输出下拉使能信号“pd_en”，该信号闭合开关78并连接下拉电流源176。在一些示例配置中，SOA保护电路166可以使用“临近调节”状态来控制辅助下拉和上拉电流。在临近调节时，上拉使能信号激活，而在未临近调节时，下拉使能信号激活。
图5的热切换控制器136还可以包括上拉电流源180，例如1微安培的电流源。在电流临近调节(例如，用户配置的电流极限)时，SOA保护电路可以输出上拉使能信号“pu_en”，该信号闭合开关182并连接上拉电流源180。上拉电流源180可以执行2个功能：1)补偿VDS到电流转换中的误差，以及2)即使只有极小的VDS，也可以运转EFAULT/ESTART引脚电流，从而，如果该情况持续延长的时间(例如，故障负载吸收恰好低于用户配置的电流极限的负载电流)，则允许系统关机。
图6是根据本公开的用于在运行期间保护电子开关的方法的示例的流程图。控制电路(例如，图5的控制器136)可以控制进入装置的第一装置引脚和装置的第二装置引脚中的一个中的表示跨电子开关(例如，诸如图5的FET132的晶体管)的电压(例如VDS)的电流的供给(框200)。控制电路可以基于装置是处于第一运行模式还是处于第二运行模式来控制电流的供给，其中第一运行模式具有通过电子开关的第一恒定电流水平，例如启动模式电流水平，而第二运行模式具有通过电子开关的第二恒定电流水平，例如启动后模式电流。第一装置引脚可以配置为连接到至少一个第一外部部件，例如图5的第一RC网络148，其中至少一个第一外部部件是电子开关的SOA的第一区域的模型。第二装置引脚可以配置为连接到至少一个第二外部部件，例如图5的第二RC网络156，其中，至少一个第二外部部件是电子开关的SOA的第二区域的模型。
如果第一装置引脚或第二装置引脚两者之一上的电压超过阈值电压，控制电路可以接收SOA违反信号(框202)。控制电路(例如，图5的控制器136)可以响应于接收SOA违反信号，向例如栅极控制电路输出信号以关断电子开关(框204)。
图7是根据一些实施例的可选的热切换系统的例示图。在热切换期间，设置在输入节点302处的输入电压VIN为设置在输出节点304处的输出电压充电。跨FET电路设置充电电压和电流。FET的安全运行区(SOA)极限可以依据功率和时间被量化。由于SOA的限制，涉及热切换的电压和电流(例如12V，33A)太高以至于不能安全地使用单一FET。解决方案可以是在多个并联的FET之间分配电流，以降低每个FET的IV暴露，从而确保FET在其SOA内。多个并联的FET的问题可能是，每个FET可能具有轻微不同的VT，导致一些FET比其他FET更快地导通，并且因此导致在这些FET导通而其它FET关断的时间帧期间SOA故障的风险。
图7是例示图，示出了被共享的电流总线306，其中电流总线用于在多个FET 308之间分配电流，以及示出了每个FET一个的单独的热切换控制器310，其中控制器310用以调节通过FET的电压和电流。每个FET 308可以串联地与Rsense电阻器耦合，并且每个FET 308及其对应的Rsense电阻器可以耦合在Vin节点302和输出节点304之间。控制器310可以使用Rsense电阻器来测量跨对应的FET 308的负载。目标可以是实现给定时间内每个FET的适当的功率消耗以保持在安全SOA内。对于并联连接的每个FET，由于输出节点304充电，跨FET的电压可能降低，这意味着电流会增加以维持跨FET的固定功率。每个单独的控制器310的角色是维护每个FET 308的安全运行区。
多个单独的热切换控制器310可以具有公共电流共享总线连接312以利用系统内的MOSFET 308中的两个或更多MOSFET的SOA来实现用于上电以及故障保护的更健壮有效的MOSFET使用。可以采用公共共享总线来散布公共信号、模拟信号或数字信号。该信号可以允许每个控制器310将负载电流调节至适当的电平以确保电流在每个电流路径之间均等地共享。因此，传统地在单个MOSFET中消耗的总功率可以在其它并联的MOSFET 308间共享。该共享可以减少每个MOSFET 308需要的SOA规格。
图8是根据本公开的用于控制电源与负载之间的电子开关的方法的示例的流程图。在图8中示出的方法400中，热切换控制器(例如，图3的热切换控制器32)可以使用电流感测电路(例如，图3的感测电路42)来测量至负载的电流(框402)。热切换控制器可以包括与感测电路和电子开关通信的控制电路，例如图3的控制电路54。
控制电路可以被配置为，如果电流超过电流极限，则控制电子开关(例如，图3的电子开关36)的运行。控制电路可以包括正常电流电路以及增流电路(boost currentcircuit)，其中正常电流电路配置为向电子开关输出第一开关控制电流(例如，图3的正常电流电路62)，增流电路配置为向电子开关输出第二开关控制电流(例如，图3的增流电路66)，其中，第一开关控制电流高于第二开关控制电流。
响应于电流超过电流极限，方法400可以包括(例如，使用图3的控制电路54)禁用电子开关(框404)。在框406，方法400可以包括启用增流电路以向电子开关(例如FET)输出第一开关控制电流。控制电路可以禁用增流电路(框408)并且启用正常电流电路以向电子开关输出第二开关控制电流(框410)。
在一些示例中，响应于检测到电流、检测到电压超过预设电压以及确定时间超过预设时间中的至少一个，控制电路可以禁用增流电路并且启用正常电流电路以向电子开关输出第二开关控制电流。
在一些可选实现中，控制电路可以控制开关(例如，图3的开关S4)以将开关定位于第一位置从而将一个或多个部件(例如，图3的dV/dt电容器76)连接至第一装置引脚(例如，FET的栅极端子)，以及控制第三开关以将第三开关定位于第二位置从而将一个或多个部件连接至第二装置引脚(例如VOUT)，其中，一个或多个部件可以包括电容，该电容配置为设置电子开关处的电压斜坡时间。
在一些示例实现中，参考图3、5、6和8描述的各技术可以结合。如上文参考图4所述的，阶段4可以包括在VOUT正在恢复时以电流极限运转。解决方案可以包括使用参考图5描述的方案，该方案允许由运转中的系统的MOSFET Vds来动态地控制并限定接通时间(on-time)。部件网络可以被放置在该引脚上以允许该引脚上的电压对MOSFET结温度建模。这样，在低VDS故障情况下(如果SOA指示)，接通时间会显著长于VDS非常高的情况下的接通时间。
因此，图8的方法可以可选地包括用于保护电子开关免于超过其安全运行区(SOA)的技术。基于装置是处于第一运行模式还是处于第二运行模式，控制电路可以控制进入装置的第一装置引脚和装置的第二装置引脚中的一个中的表示跨电子开关的电压的电流的供给，其中第一运行模式具有通过电子开关的第一恒定电流水平，第二运行模式具有通过电子开关的第二恒定电流水平，其中，第一装置引脚配置为连接到至少一个第一部件，其中至少一个第一部件是电子开关的SOA的第一区域的模型，以及其中第二装置引脚配置为连接到至少一个第二部件，至少一个第二部件是电子开关的SOA的第二区域的模型；如果第一装置引脚或第二装置引脚二者之一上的电压超过阈值电压，则接收SOA违反信号。控制电路可以响应于接收SOA违反信号向控制电路输出信号以关断电子开关。
应当注意的是，上文描述的技术不限于控制单个的电子开关(例如FET)，而是可以用于控制多于一个的电子开关(例如，两个或更多的FET)。通过具体的、非限制性的示例，3个FET可以被配置为使得它们的3个漏极连接在一起、它们的3个源极连接在一起以及3个栅极中的每一个可以各自连接到相应的电阻器，然后所述相应的电阻器连接到热切换控制器，例如图3的热切换控制器32。
各种示例及注释
示例1包括用于控制电源与负载之间的电子开关的主题(例如装置、电路、设备或机器)：该装置包括：第一装置引脚，配置为连接到所述电子开关；感测电路，配置为测量至所述负载的电流；控制电路，与所述感测电路和所述电子开关通信，所述控制电路配置为，如果所述电流超过电流极限，则控制所述电子开关的运行，所述控制电路包括：正常电流电路，配置为向所述电子开关输出第一开关控制电流；增流电路，配置为向所述电子开关输出第二开关控制电流，所述第一开关控制电流高于所述第二开关控制电流；其中，所述控制电路配置为，在响应于所述电流超过所述电流极限而禁用所述电子开关之后：启用所述增流电路以向所述电子开关输出所述第二开关控制电流；以及其中，所述控制电路配置为，在启用所述增流电路之后：禁用所述增流电路；以及启用所述正常电流电路以向所述电子开关输出所述第一开关控制电流。
在示例2中，示例1的主题可以选择性地包括第一开关，配置为将所述增流电路连接到所述第一装置引脚；第二开关，配置为将所述正常电流电路连接到所述第一装置引脚，其中，所述控制电路配置为，在响应于所述所述电流超过所述电流极限而禁用所述电子开关之后：输出至少一个第一信号以控制所述第一开关将所述增流电路连接到所述第一装置引脚以及控制所述第二开关将所述正常电流电路从所述第一装置引脚断开；以及其中，所述控制电路配置为，在启用所述增流电路之后：输出至少一个第二信号以控制所述第一开关断开以及控制所述第二开关闭合。
在示例3中，示例1到2中的一个或多个的主题可以选择性地包括，其中，所述电子开关包括多个电子开关。
在示例4中，示例1到3中的一个或多个的主题可以选择性地包括，第三开关，具有第一位置和第二位置，所述第三开关配置为连接到至少一个第一部件，其中，所述至少一个第一部件包括配置为设置所述电子开关处的电压斜坡时间的电容，其中，所述控制电路配置为将所述第三开关定位在所述第一位置内以将所述至少一个第一部件连接到所述第一装置引脚，以及其中所述控制电路配置为将所述第三开关定位在所述第二位置内以将所述至少一个第一部件连接到所述第二装置引脚。
在示例5中，示例1到4中的一个或多个的主题可以选择性地包括，其中所述增流电路包括线性电压斜坡生成器电路。
在示例6中，示例1到5中的任意一个或多个的主题可以选择性地包括，其中所述电子开关是场效应晶体管(FET)。
在示例7中，示例1到6中的一个或多个的主题可以选择性地包括，其中配置为连接到所述电子开关的所述第一装置引脚被配置为连接到所述FET的栅极。
在示例8中，示例1到7中的一个或多个的主题可以选择性地包括，其中所述装置具有第一运行模式和第二运行模式，所述装置包括：第三装置引脚，配置为连接到至少一个第二部件，其中所述至少一个第二部件是所述电子开关的安全运行区(SOA)的第一区域的模型；第四装置引脚，配置为连接到至少一个第三部件，其中所述至少一个第三部件是所述电子开关的所述SOA的第二区域的模型；以及SOA保护电路配置为：在处于所述第一运行模式时响应于所述SOA的第一区域的违反(breach)关断所述电子开关，以及在处于所述第二运行模式时响应于所述SOA的第二区域的违反关断所述电子开关。
在示例9中，示例1到8中的一个或多个的主题可以选择性地包括，第五装置引脚，配置为连接到至少一个第四部件，其中所述至少一个第四部件包括配置为向所述电子开关供给所述第二开关控制电流的电容。
在示例10中，示例1到9中的一个或多个的主题可以选择性地包括，其中禁用所述增流电路以及启用所述正常电流电路以向所述电子开关输出所述第一开关控制电流是响应于检测到所述电流、检测到电压超过预设电压以及确定时间超过预设时间中的至少一个。
示例11包括用于控制电源与负载之间的电子开关的主题(例如，用于执行动作的方法、装置，包括在由机器执行时使得机器执行动作的指令的机器可读介质，或者配置为执行的设备)，所述方法包括：测量至所述负载的电流；响应于电流超过电流极限而禁用所述电子开关；启用增流电路以向所述电子开关输出第一开关控制电流；禁用所述增流电路；以及启用正常电流电路以向所述电子开关输出第二开关控制电流，其中所述第一开关控制电流高于所述第二开关控制电流。
在示例12中，示例11的主题可以选择性地包括，其中启用增流电路以向所述电子开关输出第一开关控制电流包括控制第一开关以将所述增流电路连接到所述电子开关的第一装置引脚；以及其中启用正常电流电路以向所述电子开关输出第二开关控制电流包括控制第二开关以将所述正常电流电路连接到所述第一装置引脚。
在示例13中，示例11和12中的一个或多个的主题可以选择性地包括，其中所述电子开关包括多个电子开关。
在示例14中，示例11到13中的一个或多个的主题可以选择性地包括，控制第三开关以将所述第三开关定位在第一位置内以将至少一个第一部件连接到第一装置引脚；以及控制所述第三开关以将所述第三开关定位在第二位置内以将所述至少一个第一部件连接到第二装置引脚，其中所述至少一个第一部件包括配置为设置所述电子开关处的电压斜坡时间的电容。
在示例15中，示例11到14中的一个或多个的主题可以选择性地包括，其中启用增流电路以向所述电子开关输出第一开关控制电流包括启用线性电压斜坡生成器电路。
在示例16中，示例11到15中的任意一个或多个的主题可以选择性地包括，其中所述电子开关是场效应晶体管(FET)。
在示例17中，示例11到16中的一个或多个的主题可以选择性地包括，其中启用增流电路以向所述电子开关输出第一开关控制电流包括启用增流电路以向所述FET的栅极输出第一开关控制电流。
在示例18中，示例11到17中的一个或多个的主题可以选择性地包括，将第三装置引脚控制为连接到至少一个第二部件，其中所述至少一个第二部件是所述电子开关的安全运行区(SOA)的第一区域的模型；将第四装置引脚控制为连接到至少一个第三部件，其中所述至少一个第三部件是所述电子开关的所述SOA的第二区域的模型；以及SOA保护电路配置为：在处于所述第一运行模式时响应于所述SOA的第一区域的关断所述电子开关，以及在处于所述第二运行模式时响应于所述SOA的第二区域的违反关断所述电子开关。
在示例19中，示例11到18中的一个或多个的主题可以选择性地包括，控制第五装置引脚以将其连接到至少一个第四部件，其中所述至少一个第四部件包括配置为向所述电子开关供给所述第二开关控制电流的电容。
在示例20中，示例11到18中的一个或多个的主题可以选择性地包括，其中禁用所述增流电路以及启用所述正常电流电路以向所述电子开关输出所述第一开关控制电流是响应于检测到所述电流、检测到电压超过预没电压以及确定时间超过预设时间中的至少一个。
上述详细描述包括对附图的参考，附图形成详细描述的部分。附图以例示的方式示出了可以实践本发明的具体实施例。这些实施例在本文中也称为“示例”。这样的示例可以包括除了那些已示出或已描述的元件以外的元件。不过，本发明人也考虑了其中仅设置那些已示出或已描述的元件的示例。另外，本发明人还考虑了使用了那些已示出或已描述的元件(或其一个或多个方面)的任意组合或排序的示例，或者关于特定示例(或者其一个或多个方面)，或者关于本文已示出或已描述的其它示例(或者其一个或多个方面)。
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本文中描述的方法示例可以至少部分地是机器或计算机实现的。一些示例可以包括用指令编码的计算机可读介质或机器可读介质，所述指令可运行地配置电子装置以实现上面的示例中描述的方法。这样的方法的实现可以包括代码，例如微码、汇编语言代码、高级语言代码等。这样的代码可以包括用于执行各种方法的计算机可读指令。该代码可以形成计算机程序产品的部分。进一步的，在示例中，该代码可以被有形地存储在一个或多个易失的、非暂时的或非易失的有形的计算机可读介质上，例如在执行期间或在其它时间。这些有形计算机可读介质的示例可以包括，但环限于，硬盘、可移除磁盘、可移除光盘(例如，压缩光盘和数字视频光盘)、磁带、记忆卡或棒、随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)等。
上面的描述旨在是例示性的，而非限制性的。例如，上述示例(或者其一个或多个方面)可以彼此组合使用。其它实施例可以由例如本领域技术人员在查阅上面的描述时使用。提供摘要以允许读者快速弄清本技术公开的实质。摘要按以下理解提交：它将不用于解释或限制权利要求的范围或意思。另外，在上面的具体实施方式中，可以将各种特征组合在一起以简化本公开。这不应当被解释为意指末要求的已公开的特征对任意权利更求是必要的。相反的，发明的主题可以基于少于具体公开的实施例的全部特征。因此，下面的权利要求并入具体实施方式中，作为示例或实施例，每项权利要求支持其自身作为单独的实施例，并且可以设想这样的实施例以各种组合或排列的彼此结合。本发明的范围应当由所附的权利要求以及权利要求所享有的等同物的全部范围来确定。

Claims (20)

1.一种用于控制电源与负载之间的电子开关的装置，该装置包括：
第一装置引脚，配置为连接到所述电子开关；
感测电路，配置为测量至所述负载的电流；
控制电路，与所述感测电路和所述电子开关通信，所述控制电路配置为，如果所述电流超过电流极限，则控制所述电子开关的运行，所述控制电路包括：
正常电流电路，配置为向所述电子开关输出第一开关控制电流；
增流电路，配置为向所述电子开关输出第二开关控制电流，所述第一开关控制电流高于所述第二开关控制电流；
其中，所述控制电路配置为，在响应于所述电流超过所述电流极限而禁用所述电子开关之后：
启用所述增流电路以向所述电子开关输出所述第二开关控制电流；以及
其中，所述控制电路配置为，在启用所述增流电路以向所述电子开关输出所述第二开关控制电流之后：
禁用所述增流电路；以及
启用所述正常电流电路以向所述电子开关输出所述第一开关控制电流。
2.根据权利要求1所述的装置，包括：
第一开关，配置为将所述增流电路连接到所述第一装置引脚；
第二开关，配置为将所述正常电流电路连接到所述第一装置引脚，
其中，所述控制电路配置为，在响应于所述电流超过所述电流极限而禁用所述电子开关之后：
输出至少一个第一信号以控制所述第一开关将所述增流电路连接到所述第一装置引脚以及控制所述第二开关将所述正常电流电路从所述第一装置引脚断开；以及
其中，所述控制电路配置为，在启用所述增流电路之后：
输出至少一个第二信号以控制所述第一开关断开以及控制所述第二开关闭合。
3.根据权利要求1所述的装置，其中，所述电子开关包括多个电子开关。
4.根据权利要求1所述的装置，包括：
第三开关，具有第一位置和第二位置，所述第三开关配置为连接到至少一个第一部件，其中，所述至少一个第一部件包括配置为设置所述电子开关处的电压斜坡时间的电容，
其中，所述控制电路配置为将所述第三开关定位在所述第一位置内以将所述至少一个第一部件连接到所述第一装置引脚，以及
其中所述控制电路配置为将所述第三开关定位在所述第二位置内以将所述至少一个第一部件连接到第二装置引脚。
5.根据权利要求1所述的装置，其中所述增流电路包括线性电压斜坡生成器电路。
6.根据权利要求1所述的装置，其中所述电子开关是场效应晶体管(FET)。
7.根据权利要求6所述的装置，其中配置为连接到所述电子开关的所述第一装置引脚被配置为连接到所述FET的栅极。
8.根据权利要求1所述的装置，其中所述装置具有第一运行模式和第二运行模式，所述装置包括：
第三装置引脚，配置为连接到至少一个第二部件，其中所述至少一个第二部件是所述电子开关的安全运行区SOA的第一区域的模型；
第四装置引脚，配置为连接到至少一个第三部件，其中所述至少一个第三部件是所述电子开关的所述SOA的第二区域的模型；以及
SOA保护电路，配置为：
在处于所述第一运行模式时响应于所述SOA的第一区域的违反而关断所述电子开关，以及在处于所述第二运行模式时响应于所述SOA的第二区域的违反而关断所述电子开关。
9.根据权利要求1所述的装置，包括：
第五装置引脚，配置为连接到至少一个第四部件，其中所述至少一个第四部件包括配置为向所述电子开关供给所述第二开关控制电流的电容。
10.根据权利要求1所述的装置，其中禁用所述增流电路以及启用所述正常电流电路以向所述电子开关输出所述第一开关控制电流是响应于检测到所述电流、检测到电压超过预设电压以及确定时间超过预设时间中的至少一个。
11.一种用于控制电源与负载之间的电子开关的方法，所述方法包括：
测量至所述负载的电流；
响应于电流超过电流极限而禁用所述电子开关；
启用增流电路以向所述电子开关输出第一开关控制电流；
禁用所述增流电路；以及
启用正常电流电路以向所述电子开关输出第二开关控制电流，
其中所述第一开关控制电流高于所述第二开关控制电流。
12.根据权利要求11所述的方法，
其中启用增流电路以向所述电子开关输出第一开关控制电流包括：控制第一开关以将所述增流电路连接到所述电子开关的第一装置引脚；以及
其中启用正常电流电路以向所述电子开关输出第二开关控制电流包括：控制第二开关以将所述正常电流电路连接到所述第一装置引脚。
13.根据权利要求11所述的方法，其中所述电子开关包括多个电子开关。
14.根据权利要求11所述的方法，包括：
控制第三开关以将所述第三开关定位在第一位置内以将至少一个第一部件连接到第一装置引脚；以及
控制所述第三开关以将所述第三开关定位在第二位置内以将所述至少一个第一部件连接到第二装置引脚，
其中所述至少一个第一部件包括配置为设置所述电子开关处的电压斜坡时间的电容。
15.根据权利要求11所述的方法，其中启用增流电路以向所述电子开关输出第一开关控制电流包括：启用线性电压斜坡生成器电路。
16.根据权利要求11所述的方法，其中所述电子开关是场效应晶体管FET。
17.根据权利要求16所述的方法，其中启用增流电路以向所述电子开关输出第一开关控制电流包括：启用增流电路以向所述FET的栅极输出第一开关控制电流。
18.根据权利要求11所述的方法，
将第三装置引脚控制为连接到至少一个第二部件，其中所述至少一个第二部件是所述电子开关的安全运行区SOA的第一区域的模型；
将第四装置引脚控制为连接到至少一个第三部件，其中所述至少一个第三部件是所述电子开关的所述SOA的第二区域的模型；以及
SOA保护电路配置为：
在处于第一运行模式时响应于所述SOA的第一区域的违反而关断所述电子开关，以及在处于第二运行模式时响应于所述SOA的第二区域的违反而关断所述电子开关。
19.根据权利要求11所述的方法，包括：
控制第五装置引脚以将其连接到至少一个第四部件，其中所述至少一个第四部件包括：配置为向所述电子开关供给所述第二开关控制电流的电容。
20.根据权利要求11所述的方法，其中禁用所述增流电路以及启用所述正常电流电路以向所述电子开关输出所述第一开关控制电流是响应于检测到所述电流、检测到电压超过预设电压以及确定时间超过预设时间中的至少一个。
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