CN106560986A - 一种斜率补偿电路及方法 - Google Patents

Abstract

一种斜率补偿电路及方法，用于对主功率电路进行斜率补偿；所述电路包括：主功率电路变化检测模块，用于检测所述主功率电路中以下任一个或任几个绕组的电压，获得与所检测到的电压变化一致的触发信号：主变压器绕组、主变压器绕组的辅助绕组、电感绕组、电感辅助绕组；主功率电路电流检测模块，用于检测所述主功率电路中的电流，获得电流信号；斜率补偿处理模块，用于根据所述触发信号在相应时间段产生斜率补偿信号；并根据所述电流信号和所述斜率补偿信号控制所述主功率电路的占空比。本发明能够解决现有斜率补偿产生方法导致主功率拓扑实际电流采样信号最大值信息无法反馈到环路中的问题。

Description

一种斜率补偿电路及方法

技术领域

本发明涉及电子技术领域，尤其涉及一种斜率补偿电路及方法。

背景技术

众所周知，在电流型控制中，需要采样主功率电路中的电流来比较产生占空比，将实时而准确反映主功率电路实际电流的信号送入PWM(Pulse Width Modulation，脉宽调制)控制IC(Integrated Circuit，集成电路)，PWM控制IC才能准确给出电路所需占空比，电路才能获得更好的性能；同时实时而准确反应主功率电路的电流信号送入PWM控制IC，才能在主功率电路出现异常，例如磁芯出现偏磁时，控制芯片根据主功率电路异常电流及时调整占空比，快速有效的纠正磁芯偏磁，保护电源不损坏，提高电源的可靠性。

应用电流型控制技术，存在一个问题，就是次谐波振荡，为了消除电路中的次谐波振荡，需要增加斜率补偿电路。目前业界工程上常用的斜率补偿电路，通常通过如图1、图2、图3所示的方式来获得。

图1是RT/CT斜率补偿电路，该电路中是PWM控制IC内部的RT(外部电阻)或CT(外部电容)对外产生三角波振荡信号，由主控IC内部时钟控制，三角波振荡信号的产生时刻以及关断时刻均与控制芯片发出以及关断占空比的时刻一致。利用该三角波振荡信号来产生斜率补偿信号，补偿信号与主功率电路实际采样获得的电流信号叠加，送入PWM控制IC的CS(Current Sense，电流检测)引脚来控制占空比，以抑制次谐波振荡。

图2是主流的PWM控制IC厂商给出的另一种电流型控制斜率补偿方法，主控IC的SLOPE引脚提供斜率补偿，具体是通过芯片的斜率补偿引脚SLOPE对外输出电流，由主控IC内部时钟控制，SLOPE引脚对外输出电流的产生以及关断时刻与主控IC产生以及关断占空比时刻一致。该电流为变化 电流，对CS引脚对地电容进行充电就可以获得斜率波形，采样得到的主功率电路电流信号与斜率波形叠加之后同时送入CS引脚，来控制占空比的产生，以抑制电路的次谐波振荡。

图3是驱动信号斜率补偿电路，当某些PWM控制IC没有对外直接可用的斜率补偿信号引脚时，此时通常通过图3所示的电路，利用PWM控制IC给出的占空比方波信号，通过RC充放电产生近似的三角波信号来获得斜率补偿波形，斜率补偿信号与实际主功率电路电流信号叠加，送入PWM控制IC的CS引脚用以产生占空比，以抑制次谐波振荡；在桥式电路中，图3中的方式通常衍变成图4所示的桥式电路中驱动信号斜率补偿电路的形式来获得斜率补偿信号。

以上都是模拟PWM控制IC电路中通常应用的斜率补偿方法，而数字PWM控制IC应用的方法是根据次谐波振荡产生的原理以及抑制次谐波振荡的方法，将电路所需的斜率补偿信息通过算法写入数字PWM控制IC中，作用到控制算法环路中，以影响PWM占空比的生成，来抑制电路的次谐波振荡。

目前发现，在实际应用过程中，上述斜率补偿方式都存在一个问题，实际采样的主功率电流波形与斜率补偿波形存在一个时间差t，以图4中斜率补偿产生电路为例进行说明。图5(a)所示为采用图4中电路实际产生斜率补偿波形的时序示意图。图5(a)中OUTA_IC、OUTB_IC分别是PWM控制芯片给出的PWM驱动信号，CSA、CSB分别为OUTA_IC、OUTB_IC根据图4所示的斜率补偿电路产生的斜率补偿近似三角波信号；OUTA_IC经过隔离芯片、驱动芯片、电路走线等，到达原边主功率MOS(metal-oxid-semiconductor，金属-氧化物-半导体)管的驱动信号为OUTA_MOS；同理，OUTB_IC对应的是OUTB_MOS。

由于隔离器、驱动器以及电路走线等存在延时，导致OUTA_IC/OUTB_IC与OUTA_MOS/OUTB_MOS均存在一个延迟时间t。主功率电路实际产生的电流跟随原边MOS管的开通、关断时刻，如图5(a)中C_SEN信号所示。根据图5(a)所示时序图，电路中实际电流C_SEN信号与CSA、CSB信号叠加之后，获得CS信号。从CS信号的波形可以看出，由于电路延迟时间t 的影响，主功率电路中实际电流C_SEN信号的最大值时刻不对应CS信号的最大值时刻。而PWM关断信号的下降沿取决于CS波形的最大值时刻，导致在CS最大值时刻以后的时间t内，主功率电路属于开环状态，主功率回路不可控，恶劣情况下，导致变压器出现偏磁，图5(b)为图5(a)中的时间差t导致的变压器偏磁实际电流波形，在某些极限条件下，这个偏磁可能恶化到导致MOS管损坏，严重影响电源的可靠性。

目前对于这个问题的解决方法，仅仅通过选择传输延迟时间短的器件，或者在出现变压器偏磁时，通过增大变压器的气隙来缓解，没有根本的解决之法。

发明内容

本发明为解决现有斜率补偿产生方法导致主功率拓扑实际电流采样信号最大值信息无法反馈到环路中的问题，提供一种新的斜率补偿方案。

为了解决上述问题，采用如下技术方案。

一种斜率补偿电路，用于对主功率电路进行斜率补偿，包括：

主功率电路变化检测模块，用于检测所述主功率电路中以下任一个或任几个绕组的电压，获得与所检测到的电压变化一致的触发信号：主变压器绕组、主变压器绕组的辅助绕组、电感绕组、电感辅助绕组；

主功率电路电流检测模块，用于检测所述主功率电路中的电流，获得电流信号；

斜率补偿处理模块，用于根据所述触发信号在相应时间段产生斜率补偿信号；并根据所述电流信号和所述斜率补偿信号控制所述主功率电路的占空比。

可选地，所述主功率电路变化检测模块包括：

二极管，正极连接所检测的绕组，负极输出所述触发信号；

或者包括：

多个二极管，所述多个二极管的正极分别连接不同绕组和/或相同绕组上 的不同位置；所述多个二极管的负极相连，输出所述触发信号；

或者包括：门电路；

所述门电路的输入端分别连接不同绕组和/或相同绕组上的不同检测位置；所述门电路的至少一个输出端输出所述触发信号。

可选地，所述斜率补偿处理模块包括：

斜率补偿发生单元，用于当所述触发信号高于第一预设阈值时产生斜率补偿信号，当所述触发信号低于第二预设阈值时停止产生所述斜率补偿信号；

信号处理单元，用于对所述电流信号和所述斜率补偿信号进行处理得到电流检测信号；

脉宽调制控制芯片，用于根据所述电流检测信号控制所述主功率电路的占空比。

可选地，所述斜率补偿发生单元包括：

直流电源、开关电路、第一电阻、电容；

所述直流电源与所述第一电阻的第一端相连；

所述电容的第一端与所述第一电阻的第二端相连，用于产生所述斜率补偿信号；第二端和接地端相连；

所述开关电路当所述触发信号高于第一预设阈值时断开所述电容的第一端与所述接地端，使所述电容充电；当所述触发信号低于第二预设阈值时导通所述电容的第一端与所述接地端，使所述电容放电。

可选地，所述信号处理单元包括：

第二电阻和第三电阻；所述第二电阻、第三电阻各包括第一端和第二端；

所述第二电阻的第一端连接所述电容的第一端，所述第三电阻的第一端连接所述主功率电路电流检测模块的输出端；所述第二电阻的第二端和所述第三电阻的第二端连接，输出所述电流检测信号。

可选地，所述斜率补偿处理模块包括：

第一采样单元，用于对所述触发信号进行采样，得到第一采样信号；

第二采样单元，用于对所述电流信号进行采样，得到第二采样信号；

数字控制单元，用于根据所述第一采样信号产生斜率补偿信号，根据所产生的斜率补偿信号及所述第二采样信号控制所述主功率电路的占空比。

可选地，所述第一采样单元包括：

第四电阻、第五电阻及第一模数转换电路；

所述第二采样单元包括：第六电阻及第二模数转换电路；

所述第四电阻、第五电阻、第六电阻各包括第一端和第二端；

所述第四电阻的第一端连接所述主功率电路变化检测模块的输出端；所述第五电阻的第二端与接地端相连；所述第四电阻的第二端连接所述第五电阻的第一端，并连接所述第一模数转换电路的输入端；

所述第六电阻的第一端连接所述主功率电路电流检测模块的输出端，第二端连接所述第二模数转换电路的输入端；

所述第一、第二模数转换电路的输出端连接到所述数字控制单元的不同输入端。

一种斜率补偿方法，用于对主功率电路进行斜率补偿，包括：

检测所述主功率电路中以下任一个或任几个绕组的电压，获得与所检测到的电压变化一致的触发信号：主变压器绕组、主变压器绕组的辅助绕组、电感绕组、电感辅助绕组；

检测所述主功率电路中的电流，获得电流信号；

根据所述触发信号在相应时间段产生斜率补偿信号；并根据所述电流信号和所述斜率补偿信号控制所述主功率电路的占空比。

可选地，所述根据所述触发信号在相应时间段产生斜率补偿信号包括：

当所述触发信号高于第一预设阈值时产生斜率补偿信号，当所述触发信号低于第二预设阈值时停止产生所述斜率补偿信号；

对所述电流信号和所述斜率补偿信号进行处理得到电流检测信号；

所述根据所述电流信号和所述斜率补偿信号控制所述主功率电路的占空比包括：

脉宽调制控制芯片根据所述电流检测信号控制所述主功率电路的占空比。

可选地，所述当所述触发信号高于第一预设阈值时产生斜率补偿信号，当所述触发信号低于第二预设阈值时停止产生所述斜率补偿信号包括：

将直流电源与第一电阻的第一端相连，将所述第一电阻的第二端与电容的第一端相连，输出斜率补偿信号，将所述电容与接地端相连；

当所述触发信号高于第一预设阈值时断开所述电容的第一端与所述接地端，使所述电容充电；当所述触发信号低于第二预设阈值时导通所述电容的第一端与所述接地端，使所述电容放电。

可选地，所述对所述电流信号和所述斜率补偿信号进行处理得到电流检测信号包括：

将斜率补偿信号输入到第二电阻的第一端，将电流信号输入到第三电阻的第一端；将所述第二电阻的第二端和所述第三电阻的第二端连接，输出所述电流检测信号。

可选地，所述根据所述触发信号在相应时间段产生斜率补偿信号；并根据所述电流信号和所述斜率补偿信号控制所述主功率电路的占空比包括：

对所述触发信号进行采样，得到第一采样信号；

对所述电流信号进行采样，得到第二采样信号；

根据所述第一采样信号产生斜率补偿信号，根据所产生的斜率补偿信号及所述第二采样信号控制所述主功率电路的占空比。

可选地，所述对所述触发信号进行采样，得到第一采样信号包括：

将触发信号输入第四电阻的第一端；将所述第四电阻的第二端和第五电阻的第一端，并连接到第一模数转换电路的输入端；将所述第五电阻的第二端接地；

将电流信号输入到第六电阻的第一端，将所述第六电阻的第二端连接到第二模数转换电路的输入端；

将所述第一、第二模数转换电路的输出端连接到数字控制单元的不同输入端。

本发明根据主功率电路中实际电流产生与消失时刻对应于主功率电路中原边MOS管的开通、关断时刻，而变压器绕组、变压器附加绕组、电感或电感附加绕组上的电压变化与主功率电路中原边MOS管开通、关断时刻对应，且变化迅速、幅值大，易于采样的特点，通过检测变压器绕组、变压器附加绕组、电感或电感附加绕组上与主功率电路电流产生/消失时刻一致的电压变化来触发斜率补偿信号的产生，该斜率补偿信号与主功率电路中实际电流产生与消失时刻一致，消除了因为电路走线以及器件等延时带来的主功率电路中实际电流与斜率补偿信号之间的时间差，消除了原有斜率补偿方式中电路延迟时间导致主功率拓扑实际电流采样信号最大值信息无法反馈到环路中的问题；改善了电路的控制性能，提高了电路的可靠性。

本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在说明书、权利要求书以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。

附图说明

附图用来提供对本发明技术方案的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本申请的实施例一起用于解释本发明的技术方案，并不构成对本发明技术方案的限制。

图1为RT/CT斜率补偿电路的示意图；

图2为控制芯片SLOPE引脚提供斜率补偿的示意图

图3为驱动信号斜率补偿电路的示意图；

图4为桥式电路中驱动信号斜率补偿电路的示意图；

图5(a)为采用图4所示电路获得的斜率补偿信号的时序示意图；

图5(b)为图5(a)中时间差t导致的变压器偏磁实际电流波形；

图6为实施例一的斜率补偿电路的示意图；

图7(a)为实施例一的优选实施方式之一的示意图；图7(b)为实施例一的优选实施方式之二的示意图；

图8为实施示例一的示意图；

图9为实施示例一的时序图；

图10是CS信号产生电路示意图之一；

图11是CS信号产生电路示意图之二；

图12为实施示例二示意图；

图13为实施示例三的示意图；

图14为实施示例四示意图；

图15为实施示例五的示意图；

图16为实施例二的斜率补偿方法的流程示意图。

具体实施方式

下面将结合附图及实施例对本发明的技术方案进行更详细的说明。

需要说明的是，如果不冲突，本发明实施例以及实施例中的各个特征可以相互结合，均在本发明的保护范围之内。另外，虽然在流程图中示出了逻辑顺序，但是在某些情况下，可以以不同于此处的顺序执行所示出或描述的步骤。

实施例一、一种斜率补偿电路，用于对主功率电路进行斜率补偿，如图6所示，包括：

主功率电路变化检测模块61，用于检测所述主功率电路中以下任一个或任几个绕组的电压，获得与所检测到的电压变化一致的触发信号：主变压器绕组、主变压器绕组的辅助绕组、电感绕组、电感辅助绕组；

主功率电路电流检测模块62，用于检测所述主功率电路中的电流，获得电流信号；

斜率补偿处理模块63，用于根据所述触发信号在相应时间段产生斜率补 偿信号；并根据所述电流信号和所述斜率补偿信号控制所述主功率电路的占空比。

可选地，所述主功率电路变化检测模块61包括但不限于二极管，正极连接所检测的绕组，负极输出所述触发信号。

本可选方案中，当所检测的主功率电路绕组的电压为高电平时，所述二极管负极输出的触发信号也为高电平(即大于第一预设阈值)；当所检测的主功率电路绕组的电压为低电平时，所述二极管负极输出的触发信号也为低电平(即小于第二预设阈值)。

本文中所述的高电平/低电平的含义和电子领域/电路领域中的含义相同；比如低电平也包括电压为0的情况；再比如在数字电路中高电平代表“1”，低电平代表“0”。

本可选方案的一种实施方式中，所述主功率电路变化检测模块61可以包括多个二极管，所述多个二极管的正极分别连接不同绕组和/或相同绕组上的不同位置；所述多个二极管的负极相连；当任一二极管的正极检测到的电压为高电平时，所述触发信号为高电平；当所述多个二极管的正极检测到的电压均为低电平时，所述触发信号为低电平。

可选地，所述主功率电路变化检测模块61包括门电路；

所述门电路的多个输入端分别连接不同绕组和/或相同绕组上的不同检测位置；所述门电路的至少一个输出端输出所述触发信号。

可选地，所述斜率补偿处理模块63包括：

斜率补偿发生单元，用于当所述触发信号高于第一预设阈值时产生斜率补偿信号，当所述触发信号低于第二预设阈值时停止产生所述斜率补偿信号；

信号处理单元，用于对所述电流信号和所述斜率补偿信号进行处理得到CS信号；

PWM控制芯片，用于根据所述CS信号控制所述主功率电路的占空比。

其中，所述PWM控制芯片是封装好的，实际应用时也可以采用未封装的、自己用元件连接而成的PWM控制电路等能实现相应功能的形式代替。 本可选方案的一种实施方式中，所述斜率补偿发生单元包括：直流电源、开关电路、第一电阻、电容；

所述直流电源与所述第一电阻的第一端相连；

所述电容的第一端与所述第一电阻的第二端相连，用于产生所述斜率补偿信号；第二端和接地端相连；

所述开关电路当所述触发信号高于第一预设阈值时断开所述电容的第一端与所述接地端，使所述电容充电；当所述触发信号低于第二预设阈值时导通所述电容的第一端与所述接地端，使所述电容放电。

本实施方式中，随着充电时间的增加，电容的第一端所产生的斜率补偿信号将不断增大，因此可产生近似三角波的振荡信号。

本可选方案的一种实施方式中，所述信号处理单元包括：第二电阻和第三电阻；所述第二电阻、第三电阻各包括第一端和第二端(即电阻的两端)；

所述第二电阻的第一端连接所述电容的第一端，所述第三电阻的第一端连接所述主功率电路电流检测模块62的输出端；所述第二电阻的第二端和所述第三电阻的第二端连接，输出所述CS信号。

可选地，所述斜率补偿处理模块63包括：第一采样单元，用于对所述触发信号进行采样，得到第一采样信号；

第二采样单元，用于对所述电流信号进行采样，得到第二采样信号；

数字控制单元，用于根据所述第一采样信号产生斜率补偿信号，根据所产生的斜率补偿信号及所述第二采样信号控制所述主功率电路的占空比。

其中，所述第一采样单元可以包括：第四电阻、第五电阻及第一模数转换电路；所述第二采样单元可以包括第六电阻及第二模数转换电路；所述第四电阻、第五电阻、第六电阻各包括第一端和第二端(即电阻的两端)；

所述第四电阻的第一端连接所述主功率电路变化检测模块61的输出端；所述第五电阻的第二端与接地端相连；所述第四电阻的第二端连接所述第五电阻的第一端，并连接所述第一模数转换电路的输入端；

所述第六电阻的第一端连接所述主功率电路电流检测模块62的输出端， 第二端连接所述第二模数转换电路的输入端；

所述第一、第二模数转换电路的输出端连接到所述数字控制单元的不同输入端。

其中，所述第一、第二模数转换电路可以是自己用元件连接而成的电路，也可以是封装好的芯片或模数转换器，还可以是其它任何实现形式。

本实施例的优选实施方式一，主功率电路中变压器的原边采用全桥、或移相全桥、或推挽拓扑，副边采用全桥整流或全波整流，PWM控制芯片放置在变压器副边，整流方式包含同步整流、半同步整流以及二极管整流方式。

本优选方式如图7(a)所示，包含：主功率电路变化检测模块101、斜率补偿发生单元102、主功率电路电流检测模块103、信号处理单元104、PWM控制芯片105。

主功率电路变化检测模块101，用于通过检测主变压器绕组、主变压器绕组的辅助绕组、电感绕组、电感辅助绕组中一个或多个上的电压变化，得到触发信号；所述触发与所检测到的电压变化一致，比如当所述电压变为高电平时，所述触发信号为高电平，所述电压变为低电平时，所述触发信号为低电平。

主功率电路变化检测模块101可以但不限于直接通过二极管检测。

斜率补偿发生单元102，用于根据所述触发信号产生斜率补偿信号；具体来说可以根据触发信号来控制对于电容的充放电操作，从而在电容上产生斜率补偿信号。

主功率电路变化检测模块101获得的与主功率电路电压变化一致的触发信号可以用于控制单元102产生斜率补偿信号的开始和停止时刻。

斜率补偿发生单元102产生的斜率补偿信号与主功率电路电流检测模块103信号经信号处理单元104后，作用到PWM控制芯片105上，影响占空比的输出，以抑制次谐波振荡。

本实施例的优选实施方式二，主功率电路中变压器的原边采用全桥、移相全桥、推挽拓扑，副边采用全桥整流或全波整流，PWM控制芯片放置在 变压器副边，整流包含同步整流、半同步整流以及二极管整流方式。

本优选方式如图7(b)所示，包括：主功率电路变化检测模块201、第一采样单元202、主功率电路电流检测模块203、第二采样单元204、数字控制单元205(可以但不限于为数字控制方式的PWM控制芯片)。

主功率电路变化检测模块201可以通过检测主变压器绕组、主变压器绕组的辅助绕组、电感绕组、电感辅助绕组中一个或多个上的电压变化作为触发信号。

主功率电路变化检测模块201可以但不限于直接通过二极管检测。

主功率电路变化检测模块201获得的触发信号经第一采样单元202采样之后，送入数字控制单元205；

主功率电路电流检测模块203用来检测主功率电路电流信号，经第二采样单元204采样之后，送入数字控制单元205；

主功率电路变化检测模块201产生的触发信号经第一采样单元202采样之后，送入数字控制单元205的信号，用于触发电路所需斜率补偿信号的产生，该斜率补偿信号和第二采样单元204采样的信号经过算法处理后，作用到占空比的输出上，以抑制次谐波振荡。

下面用五个实施示例进一步说明本实施例的方案。

实施示例一：

在原边全桥，副边全桥整流的电路中，如图8所示，变压器T11中的原边MOS管Q11和Q13的漏极连接高电平VIN+，MOS管Q12和Q14的源极与接地端GND相连，VIN+和GND之间连接有电容C_VIN。副边整流管Q15和Q17的漏极连接电感Lout的一端，Lout的另一端和电容Cout一端连接，Cout的另一端接地；整流管Q16和Q18的源极接地。当PWM控制芯片放置在变压器T11的副边时，从PWM控制芯片出来的驱动信号OUTA_IC、OUTB_IC经过隔离芯片、驱动芯片以及电路走线等之后，到达原边MOS管。假定原边MOS管Q11和Q14对应的驱动信号为OUTA_MOS，原边MOS管Q12和Q13对应的驱动信号为OUTB_MOS，副边使用同步整流，原边MOS管Q11和Q14开通时(OUTA_MOS为高)，副边整流管Q15和Q18 开通(SRA为高电平)，副边整流管Q16和Q17必然是关断的(SRB为低电平)，VDS_A为变压器T11副边绕组一端的电压，同时也是副边下管Q18的VDS(漏极和源极)电压；同理，当原边Q12和Q13导通时(OUTB_MOS为高电平)，副边Q16和Q17导通(SRB为高电平)，而副边Q15和Q18必然是关断的(SRA为低电平)，VDS_B为变压器T11副边绕组另一端的电压，同时也是副边下管Q16的VDS电压。这个时序如图9所示，可以看出Q16的VDS电压为高时，也就是VDS_B为高时，刚好对应OUTA_MOS为高，所以时序图中VDS_B用OUTA_MOS的时序表示；同理，VDS_A用OUTB_MOS的时序表示。

本实施示例中，所述斜率补偿电路包括PWM控制芯片、主功率电路电流检测电路、主功率电路变化检测电路、斜率补偿发生单元及信号处理单元；在本实施示例中，将主功率电路变化检测电路、斜率补偿发生单元及信号处理单元如图8中框A里的电路所示。

图8中框A所示电路中，二极管D11和D12可视为所述主功率电路变化检测模块；电阻R13和R1s可视为信号处理单元；电流信号C_SEN由主功率电路电流检测模块(图中未画出)获得；其余部分可视为斜率补偿发生单元。

如图8中框A中的电路所示，D11和D12的正极分别接收所述VDS_A和VDS_B。

所述斜率补偿发生电路包括：MOS管Qc11和Qc12、电阻R11和R12、电容C11、直流电压源(图中未画出，用于提供高电平VCC)；所述Qc11的栅极连接D11和D12的负极，源极接地，漏极连接Qc12的栅极；Qc12的源极接地，漏极连接C11的第一端；C11的第二端接地；直流电压源的输出端通过电阻R11连接Qc11的漏极，通过电阻R12连接Qc12的漏极。

R13的第一端连接电容C11的第一端，R1s的第一端从主功率电路电流检测模块的输出端接收C_SEN，R13的第二端和R1s的第二端相连，输出CS信号至PWM控制芯片。

VDS_A、VDS_B通过二极管D11、D12采样。当VDS_A以及VDS_B 同时为低电平时，采样电路中的MOS管Qc11关断，恒定的电压VCC通过R11，加在MOS管Qc12的栅极(Qc12源极接地)，使Qc12导通，电容C11进行放电，使得斜率补偿信号CSA+CSB信号为低；当VDS_A或者VDS_B至少一个信号为高时，触发MOS管Qc11导通，拉低MOS管Qc12的栅极和源极之间的电压，Qc12关断，恒定电压VCC通过R12给C11进行充电，得到需要的斜率补偿信号CSA+CSB。具体时序如图9所示。VDS_A和/或VDS_B为高电平时，对应斜率补偿信号CSA+CSB为高电平；VDS_A以及VDS_B为低电平时，对应CSA+CSB为低电平。如图9所示，斜率补偿信号CSA+CSB通过R13后与通过R1s的实际采样电流C_SEN叠加，获得用于产生占空比的CS信号，送入PWM控制芯片，CS信号的最大值对应电路中实际电流C_SEN的最大值。消除了使用OUTA_IC以及OUTB_IC信号产生斜率补偿信号所带来的与实际电路中电流的时间差t的影响，使电路获得更好的环路控制性能，可靠性也得到显著提高。

图8中框A所示电路还可以通过图10实现，图10所示电路中，或门/或非门可视为所述主功率电路变化检测模块，其中或门输出的为触发信号，或非门输出的为触发信号取反后的信号；电阻R72和R7s可视为信号处理单元；电流信号C_SEN由主功率电路电流检测模块(图中未画出)获得；其余部分可视为斜率补偿发生单元。

如图10所示，或门的两个输入端以及或非门的两个输入端分别接收所述VDS_A和VDS_B。

所述斜率补偿发生电路包括：MOS管Qc13、电阻R71和R72、电容C71、直流电压源(图中未画出，用于提供高电平VCC)；所述Qc13的栅极连接或非门的输出端，源极接地，漏极连接C71的第一端；C71的第二端接地；直流电压源给或门、或非门供电；或门的输出端通过电阻R71连接Qc13的漏极。

R72的第一端连接电容C71的第一端，R7s的第一端从主功率电路电流检测模块的输出端接收C_SEN，R73的第二端和R7s的第二端相连，输出CS信号至PWM控制芯片。

VDS_A以及VDS_B信号分别送入或门的两个输入端以及或非门的两个 输入端，得到两路输出，图10中引脚1为或门的输出，引脚2为或非门的输出。当VDS_A和/或VDS_B为高电平时，或门(引脚1)输出为高电平，通过电阻R71给电容C71进行充电；当VDS_A以及VDA_B同时为低电平时，或非门(引脚2)输出为高电平，MOS管Qc71导通，C71进行放电；得到需要的斜率补偿信号CSA+CSB，通过R72后与通过R7s的主功率采得的实际电流信号C_SEN进行叠加，得到如图9所示的CS信号，送入PWM控制芯片，以获得电路所需的占空比。

图8中框A所示电路还可以通过图11实现，图11所示电路中，二极管D81以及D82可视为所述主功率电路变化检测模块；电阻R82和R8s可视为信号处理单元；电流信号C_SEN由主功率电路电流检测模块(图中未画出)获得；其余部分可视为斜率补偿发生单元。

如图11所示，D81及D82的正极分别接收所述VDS_B和VDS_A。

所述斜率补偿发生电路包括：运算放大器、电阻R81和R82、电容C81、直流电压源(图中未画出，用于提供高电平VCC)、二极管D83和D84；所述运算放大器的正输入端连接所述D81及D82的负极，负输入端连接参考信号；输出端连接D83的正极以及D84的负极；D83的负极连接R81的第一端；R81的第二端连接C81的第一端及D84的正极，C81的第二端接地；直流电压源给所述运算放大器供电。

R82的第一端连接电容C81的第一端，R8s的第一端从主功率电路电流检测模块的输出端接收C_SEN，R82的第二端和R8s的第二端相连，输出CS信号至PWM控制芯片。

VDS_A以及VDS_B信号直接或者通过电阻分压之后，通过二极管D81、D82采样后送入运算放大器的正输入端，运算放大器的负输入端为设定的基准电压REF，当VDS_A或者VDS_B其中任何一路信号高于REF电压值时，运算放大器输出高电平VCC，高电平通过二极管D83、电阻R81对电容C81进行充电；当VDS_A以及VDS_B同时为低电平时，运算放大器输出为低电平，电容C81通过D84进行放电；从而获得所需的如图9所示的斜率补偿信号CSA+CSB，经过电阻R82与经过电阻R8s的电路实际采样的电流信号C_SEN叠加，获得CS信号，送入PWM控制芯片，以获得需要的占空比波 形。

图8中副边的整流管Q15、Q16、Q17、Q18可以全部都是MOS管，也可以全部都是二极管，或者可以是二极管与MOS管的组合，这些情况均落入本文保护范围。

上述列举了本实施例的斜率补偿电路的三个具体例子，具体应用时不限于此；图8中框A、图10、图11以及通过简单的变换、替换等得到的电路均属于本文保护范围；符合本实施例描述的电路也均属于本文的保护范围。

实施示例二：

如图12所示，变压器T21中的原边MOS管Q21和Q23的漏极连接高电平VIN+，MOS管Q22和Q24的源极与接地端GND相连，VIN+和GND之间连接有电容C_VIN。副边整流管Q25和Q27的漏极连接电感Lout的一端，Lout的另一端和电容Cout一端连接，Cout的另一端接地；整流管Q26和Q28的源极接地。PWM控制芯片放置在变压器T21的原边，从PWM控制芯片出来的驱动信号OUTA_IC、OUTB_IC经过隔离芯片、驱动芯片以及电路走线等之后，到达原边MOS管。可以采样变压器原边绕组上的电压变化来触发产生斜率补偿信号。采样原边MOS管Q22和Q24两端的电压变化作为触发信号。Q22两端的电压变化时序与OUTA_MOS时序一致；Q24两端的电压变化时序与OUTB_MOS时序一致。Q22和Q24两端的电压变化可以通过图12中框A、图10、图11中所示电路或其它实现方式处理而获得所需的CS信号，时序如图9所示。

图12中框A的电路包括：主功率电路变化检测模块的二极管D21和D22，正极分别连接所述Q24和Q22两端；斜率补偿发生单元的：MOS管Qc21和Qc22、电阻R21和R22、电容C21；信号处理单元的电阻R23和R2s。连接关系同图8框A所示电路。

图12中副边的整流管Q25、Q26、Q27、Q28可以全部都是MOS管，也可以全部都是二极管，或者可以是二极管与MOS管的组合，这些情况均落入本文保护范围。

实施示例三：

在原边全桥，副边全波整流的电路中，如图13所示，变压器T32中的原边MOS管Q31和Q33的漏极连接高电平VIN+，MOS管Q32和Q34的源极与接地端GND相连，VIN+和GND之间连接有电容C_VIN。副边两个绕组的连接点通过电感Lout和电容Cout接地。当PWM控制芯片放置在变压器T32的副边时，从PWM控制芯片出来的驱动信号OUTA_IC、OUTB_IC经过隔离芯片、驱动芯片以及电路走线等之后，到达原边MOS管。假定原边MOS管Q31和Q34对应的驱动信号为OUTA_MOS，原边MOS管Q32和Q33对应的驱动信号为OUTB_MOS，副边使用全波整流，原边MOS管Q31和Q34开通时(OUTA_MOS为高电平)，副边整流管Q36开通(SRA为高电平)，副边整流管Q35必然是关断的(SRB为低电平)，VDS_B为变压器T32副边绕组一端的电压，同时也是副边下管Q35的VDS电压；同理，当原边Q32和Q33导通时(OUTB_MOS为高)，副边Q35导通(SRB为高)，而副边Q36必然是关断的(SRA为低)，VDS_A为变压器T32副边绕组另一端的电压，同时也是副边下管Q36的VDS电压。这个时序如图9所示，可以看出副边Q35的VDS为高时，也就是VDS_B为高时，刚好对应OUTA_MOS为高，所以时序图VDS_B用OUTA_MOS的时序表示；同理，VDS_A用OUTB_MOS的时序表示。

变压器绕组的电压变化同样可以通过图13中框A、图10、图11或其它实现方式来采样以触发获得电路所需的消除了信号延时的CS信号，送入PWM控制芯片，以获得电路所需的占空比，抑制次谐波振荡。

图13中框A的电路包括：主功率电路变化检测模块的二极管D31和D32，正极分别接收VDS_B和VDS_A；斜率补偿发生单元的：MOS管Qc31和Qc32、电阻R31和R32、电容C31；信号处理单元的电阻R33和R3s。连接关系同图8框A所示电路。

图13中副边的整流管Q35、Q36可以全部都是MOS管，也可以全部都是二极管，或者可以是二极管与MOS管的组合，这些情况均落入本文保护范围。

实施示例四：

如图14所示，变压器T42中的原边MOS管Q41和Q43的漏极连接高电平VIN+，MOS管Q42和Q44的源极与接地端GND相连，VIN+和GND之间连接有电容C_VIN。副边两个绕组的连接点通过电感Lout和电容Cout接地。本实施示例是PWM控制芯片放置在变压器T42原边的应用方式，从PWM控制芯片出来的驱动信号OUTA_IC、OUTB_IC经过隔离芯片、驱动芯片以及电路走线等之后，到达原边MOS管。本实施示例可以采样变压器T42原边绕组上的电压变化来触发产生斜率补偿信号。采样点可以为原边MOS管Q42和Q44两端的电压变化。变压器T42原边绕组上的电压变化可以通过图14中框A、图10、图11中所示电路或其它实现方式采样获得所需的CS信号。

图14中框A的电路包括：主功率电路变化检测模块的二极管D41和D42，正极分别连接所述Q44和Q42两端；斜率补偿发生单元的：MOS管Qc41和Qc42、电阻R41和R42、电容C41；信号处理单元的电阻R43和R4s。连接关系同图8框A所示电路。

图14中副边的整流管Q45、Q46可以全部都是MOS管，也可以全部都是二极管，或者可以是二极管与MOS管的组合，这些情况均落入本文保护范围。

上述实施示例中，图8、图12、图13、图14的框A、图10、图11以及通过简单变换、替换等得到的电路，可以封装到控制芯片中，以提高集成度、可应用性，改善控制芯片性能。

实施示例五

图15所示为数字控制方式的斜率补偿。变压器T62中的原边MOS管Q51和Q63的漏极连接高电平VIN+，MOS管Q62和Q64的源极与接地端GND相连，VIN+和GND之间连接有电容C_VIN。副边两个绕组的连接点连接电感Lout的一端，Lout的另一端和电容Cout的一端连接，Cout的另一 端接地。PWM控制芯片放置在变压器T62的副边，原边为全桥，副边为全波整流；从PWM控制芯片出来的驱动信号OUTA_IC、OUTB_IC经过隔离芯片、驱动芯片以及电路走线等之后，到达原边MOS管。通过框B中的续流管D61、D62采样与原边主功率电路电流产生/消失时刻一致的触发信号，通过模数转换模块AD1采样到主控芯片中作为触发信号，触发产生时刻对应的斜率补偿数据。同时主回路中的电流信号C_SEN通过模数转换模块AD2采样到主控芯片中。通过预定算法将获得的斜率补偿数据与采样得到的主功率电路的电流信号作用到环路中，以获得电路所需的占空比信息。这里的数据处理可以是逐个周期影响占空比信息，也可以是去平均或者延迟一定时间来影响电路的占空比信息。

图15中的PWM控制芯片还可以放置在变压器原边，这里不再赘述。

图15中的拓扑还可以是原边全桥、移相全桥、推挽等拓扑，副边的续流管Q65和Q66可以是MOS管、也可以是二极管、或者MOS管以及二极管的组合方式。

图15框B中，AD1采样进去的触发信号，还可以作用在输出电压采样得到的反馈信号上，再作用到环路中，影响占空比的调整。

图15框B中，AD1采样进去的触发信号，还可以作为触发图2中所示控制芯片内部SLOPE引脚上电流的产生以及关断时刻，从而获得所需的消除延时的斜率补偿信号。

图15框B所示电路中，二极管D61和D62可视为所述主功率电路变化检测模块；AD1和R61、R62可视为第一采样单元；AD2和R6s可视为第二采样单元；C_SEN由主功率电路电流检测模块(图中未画出)获得；PWM控制芯片可视为所述数字控制单元。

D61和D62的正极接收VDS_B和VDS_A；R61的第一端连接D61和D62的负极；第二端和R62的第一端相连，并连接至AD1的输入端；R62的第二端接地；R6s的第一端接收电流信号C_SEN，第二端连接至AD2的输入端；AD1和AD2的输出端连接至PWM控制芯片的不同输入端。

实施例二、一种斜率补偿方法，用于对主功率电路进行斜率补偿，如图16所示，包括：

S110、检测所述主功率电路中以下任一个或任几个绕组的电压，获得与所检测到的电压变化一致的触发信号：主变压器绕组、主变压器绕组的辅助绕组、电感绕组、电感辅助绕组；

S120、检测所述主功率电路中的电流，获得电流信号；

S130、根据所述触发信号在相应时间段产生斜率补偿信号；并根据所述电流信号和所述斜率补偿信号控制所述主功率电路的占空比。

可选地，所述根据所述触发信号在相应时间段产生斜率补偿信号包括：

当所述触发信号高于第一预设阈值时产生斜率补偿信号，当所述触发信号低于第二预设阈值时停止产生所述斜率补偿信号；

对所述电流信号和所述斜率补偿信号进行处理得到电流检测信号；

所述根据所述电流信号和所述斜率补偿信号控制所述主功率电路的占空比包括：

脉宽调制控制芯片根据所述电流检测信号控制所述主功率电路的占空比。

可选地，所述当所述触发信号高于第一预设阈值时产生斜率补偿信号，当所述触发信号低于第二预设阈值时停止产生所述斜率补偿信号包括：

将直流电源与第一电阻的第一端相连，将所述第一电阻的第二端与电容的第一端相连，输出斜率补偿信号，将所述电容与接地端相连；

当所述触发信号高于第一预设阈值时断开所述电容的第一端与所述接地端，使所述电容充电；当所述触发信号低于第二预设阈值时导通所述电容的第一端与所述接地端，使所述电容放电。

可选地，所述对所述电流信号和所述斜率补偿信号进行处理得到电流检测信号包括：

将斜率补偿信号输入到第二电阻的第一端，将电流信号输入到第三电阻的第一端；将所述第二电阻的第二端和所述第三电阻的第二端连接，输出所述电流检测信号。

可选地，所述根据所述触发信号在相应时间段产生斜率补偿信号；并根据所述电流信号和所述斜率补偿信号控制所述主功率电路的占空比包括：

对所述触发信号进行采样，得到第一采样信号；

对所述电流信号进行采样，得到第二采样信号；

根据所述第一采样信号产生斜率补偿信号，根据所产生的斜率补偿信号及所述第二采样信号控制所述主功率电路的占空比。

可选地，所述对所述触发信号进行采样，得到第一采样信号包括：

将触发信号输入第四电阻的第一端；将所述第四电阻的第二端和第五电阻的第一端，并连接到第一模数转换电路的输入端；将所述第五电阻的第二端接地；

将电流信号输入到第六电阻的第一端，将所述第六电阻的第二端连接到第二模数转换电路的输入端；

将所述第一、第二模数转换电路的输出端连接到数字控制单元的不同输入端。

虽然本发明所揭露的实施方式如上，但所述的内容仅为便于理解本发明而采用的实施方式，并非用以限定本发明。任何本发明所属领域内的技术人员，在不脱离本发明所揭露的精神和范围的前提下，可以在实施的形式及细节上进行任何的修改与变化，但本发明的专利保护范围，仍须以所附的权利要求书所界定的范围为准。

Claims (13)

1.一种斜率补偿电路，用于对主功率电路进行斜率补偿，其特征在于，包括：

主功率电路变化检测模块，用于检测所述主功率电路中以下任一个或任几个绕组的电压，获得与所检测到的电压变化一致的触发信号：主变压器绕组、主变压器绕组的辅助绕组、电感绕组、电感辅助绕组；

主功率电路电流检测模块，用于检测所述主功率电路中的电流，获得电流信号；

斜率补偿处理模块，用于根据所述触发信号在相应时间段产生斜率补偿信号；并根据所述电流信号和所述斜率补偿信号控制所述主功率电路的占空比。

2.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述主功率电路变化检测模块包括：

二极管，正极连接所检测的绕组，负极输出所述触发信号；

或者包括：多个二极管，所述多个二极管的正极分别连接不同绕组和/或相同绕组上的不同位置；所述多个二极管的负极相连，输出所述触发信号；

或者包括：门电路；

所述门电路的输入端分别连接不同绕组和/或相同绕组上的不同检测位置；所述门电路的至少一个输出端输出所述触发信号。

3.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述斜率补偿处理模块包括：

斜率补偿发生单元，用于当所述触发信号高于第一预设阈值时产生斜率补偿信号，当所述触发信号低于第二预设阈值时停止产生所述斜率补偿信号；

信号处理单元，用于对所述电流信号和所述斜率补偿信号进行处理得到电流检测信号；

脉宽调制控制芯片，用于根据所述电流检测信号控制所述主功率电路的占空比。

4.如权利要求3所述的电路，其特征在于，所述斜率补偿发生单元包括：直流电源、开关电路、第一电阻、电容；

所述直流电源与所述第一电阻的第一端相连；

所述电容的第一端与所述第一电阻的第二端相连，用于产生所述斜率补偿信号；第二端和接地端相连；

所述开关电路当所述触发信号高于第一预设阈值时断开所述电容的第一端与所述接地端，使所述电容充电；当所述触发信号低于第二预设阈值时导通所述电容的第一端与所述接地端，使所述电容放电。

5.如权利要求4所述的电路，其特征在于，所述信号处理单元包括：

第二电阻和第三电阻；所述第二电阻、第三电阻各包括第一端和第二端；

所述第二电阻的第一端连接所述电容的第一端，所述第三电阻的第一端连接所述主功率电路电流检测模块的输出端；所述第二电阻的第二端和所述第三电阻的第二端连接，输出所述电流检测信号。

6.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述斜率补偿处理模块包括：

第一采样单元，用于对所述触发信号进行采样，得到第一采样信号；

第二采样单元，用于对所述电流信号进行采样，得到第二采样信号；

数字控制单元，用于根据所述第一采样信号产生斜率补偿信号，根据所产生的斜率补偿信号及所述第二采样信号控制所述主功率电路的占空比。

7.如权利要求6所述的电路，其特征在于，所述第一采样单元包括：

第四电阻、第五电阻及第一模数转换电路；

所述第二采样单元包括：第六电阻及第二模数转换电路；

所述第四电阻、第五电阻、第六电阻各包括第一端和第二端；

所述第四电阻的第一端连接所述主功率电路变化检测模块的输出端；所述第五电阻的第二端与接地端相连；所述第四电阻的第二端连接所述第五电阻的第一端，并连接所述第一模数转换电路的输入端；

所述第六电阻的第一端连接所述主功率电路电流检测模块的输出端，第二端连接所述第二模数转换电路的输入端；

所述第一、第二模数转换电路的输出端连接到所述数字控制单元的不同输入端。

8.一种斜率补偿方法，用于对主功率电路进行斜率补偿，其特征在于，包括：

检测所述主功率电路中以下任一个或任几个绕组的电压，获得与所检测到的电压变化一致的触发信号：主变压器绕组、主变压器绕组的辅助绕组、电感绕组、电感辅助绕组；

检测所述主功率电路中的电流，获得电流信号；

根据所述触发信号在相应时间段产生斜率补偿信号；并根据所述电流信号和所述斜率补偿信号控制所述主功率电路的占空比。

9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述根据所述触发信号在相应时间段产生斜率补偿信号包括：

当所述触发信号高于第一预设阈值时产生斜率补偿信号，当所述触发信号低于第二预设阈值时停止产生所述斜率补偿信号；

对所述电流信号和所述斜率补偿信号进行处理得到电流检测信号；

所述根据所述电流信号和所述斜率补偿信号控制所述主功率电路的占空比包括：

脉宽调制控制芯片根据所述电流检测信号控制所述主功率电路的占空比。

10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述当所述触发信号高于第一预设阈值时产生斜率补偿信号，当所述触发信号低于第二预设阈值时停止产生所述斜率补偿信号包括：

将直流电源与第一电阻的第一端相连，将所述第一电阻的第二端与电容的第一端相连，输出斜率补偿信号，将所述电容与接地端相连；

当所述触发信号高于第一预设阈值时断开所述电容的第一端与所述接地端，使所述电容充电；当所述触发信号低于第二预设阈值时导通所述电容的第一端与所述接地端，使所述电容放电。

11.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述对所述电流信号和所述斜率补偿信号进行处理得到电流检测信号包括：

将斜率补偿信号输入到第二电阻的第一端，将电流信号输入到第三电阻的第一端；将所述第二电阻的第二端和所述第三电阻的第二端连接，输出所述电流检测信号。

12.如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述根据所述触发信号在相应时间段产生斜率补偿信号；并根据所述电流信号和所述斜率补偿信号控制所述主功率电路的占空比包括：

对所述触发信号进行采样，得到第一采样信号；

对所述电流信号进行采样，得到第二采样信号；

根据所述第一采样信号产生斜率补偿信号，根据所产生的斜率补偿信号及所述第二采样信号控制所述主功率电路的占空比。

13.如权利要求12所述的方法，其特征在于，所述对所述触发信号进行采样，得到第一采样信号包括：

将触发信号输入第四电阻的第一端；将所述第四电阻的第二端和第五电阻的第一端，并连接到第一模数转换电路的输入端；将所述第五电阻的第二端接地；

将电流信号输入到第六电阻的第一端，将所述第六电阻的第二端连接到第二模数转换电路的输入端；

将所述第一、第二模数转换电路的输出端连接到数字控制单元的不同输入端。