CN106549577B - 非隔离双向高增益dc/dc变换器及变频控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开的一种非隔离双向高增益DC/DC变换器及变频控制方法，属于电力电子领域的非隔离高频功率变换方向。本发明公开的一种非隔离双向高增益DC/DC变换器，包括主电路和控制电路。所述的主电路主要由低压端VL、高压端VH、两个电感(L1,L2)，n+2个MOS管(S1,S2,Q1～Qn)和n个电容(C1～Cn)组成。其中，n为级联数量。本发明还公开一种用于非隔离双向高增益DC/DC变换器的变频控制方法，利用上述的变频控制方法调节MOS管的开关频率，使得变换器主电路每个MOS管都在保证实现软开关的前提下，减小电流脉动和环流损耗。本发明可广泛用于蓄电池储能或新能源汽车电机驱动系统。

Description

非隔离双向高增益DC/DC变换器及变频控制方法
技术领域
本发明涉及一种非隔离双向功率流高增益DC/DC变换器及其变频控制方法，属于电力电子领域的非隔离高频功率变换方向。
背景技术
蓄电池如今广泛应用于各类工业和电子产品中，例如不间断电源(UPS)，交直流微电网的储能系统以及混合动力或电动汽车等。对于较大功率的应用，所需的直流电压一般较高，然而蓄电池单体电压却较低，为了得到高压，需要将电池大量的串联。但这样很难保证各电池电压均衡，长时间工作后可能会出现某些电池过充或过放问题，严重时甚至会出现起火爆炸等危险。因此一般需要采用均压电路保证每个电池电压均衡，但是这样做会使系统变得复杂，体积增大，效率降低。如果可将低压蓄电池直接升至高压即可避免这些问题。
对于双向隔离式拓扑，双有源桥式(DAB)变换器可以实现这个功能，然而对于电压源型DAB来说，为了实现软开关和高效率转换，其电压范围很难宽范围调节，并不适宜蓄电池这种应用。而对于电流源型DAB而言，尽管其工作电压范围宽，但是需要大量的磁性元件，降低了变换器的功率密度。
在很多应用场合中，非隔离变换器具有更优异的特性。由于没有变压器，效率和功率密度都有了很大的提高。理论上传统的Buck/Boost变换器可以实现双向高增益的电能转换，然而实际中由于电感寄生电阻的存在，很难将升压比提高到4倍以上。文献中提出了几种相关的非隔离双向高增益变换器拓扑：
方法一：IEEE Transactions on Power Electronics【电力电子期刊】于2016年发表的“Comparison of a Buck Converter and a Series Capacitor Buck Converter forHigh-Frequency,High-Conversion-Ratio Voltage Regulators”，采用了串联电容的方法将电压转换比升高至2/(1-D)，然而仍旧无法适用于需要更高比例的场合。
方法二：IEEE Transactions on Power Electronics【电力电子期刊】于2016年发表的“Interleaved High-Conversion-Ratio Bidirectional DC–DC Converter forDistributed Energy-Storage Systems—Circuit Generation,Analysis,and Design”【应用于分布式储能系统中的交错高电压转换比双向DC-DC变换器】采用了2n个MOS管，n个电感和电容，实现了n/(1-D)倍的升压比，但不能实现所有MOS管的软开关，降低了转换效率，而且电磁噪声较大。
另外对于类似Buck/Boost的非隔离双向变换器，处于同步整流的开关管总能实现软开通，而主开关管却不能。如果要使主开关管也实现软开关，则电感值需设计的较小，使得电感电流脉动足够大，保证即使在满载的情况下也有反向的电流为开关管的结电容放电。因此在轻载下会有很大的反向电感电流，导致较大的环流损耗，降低了效率。为了解决轻载下环流损耗大的问题，有文献提出相关方法。IEEE Transactions on PowerElectronics【电力电子期刊】于2016年发表的“DCM-Based Zero-Voltage SwitchingControl of a Bidirectional DC–DC Converter With Variable Switching Frequency”【基于DCM的双向DC-DC软开关的变频控制】采用改变开关频率的方法减小传统Buck/Boost变换器轻载下的电流脉动的和环流损耗，然而该方法需要同时采样低压端和高压端电压以及低压端总电流进行数字变频控制，成本高，计算较复杂，且精度较低，动态响应慢。
发明内容
针对传统非隔离双向Buck/Boost变换器低压端和高压端电压转换比例有限以及无法实现软开关的技术问题，本发明公开一种非隔离双向高增益DC/DC变换器，还公开一种用于非隔离双向高增益DC/DC变换器的变频控制方法，要解决的技术问题是实现对非隔离双向高增益DC/DC变换器的软开关控制，减小轻载下的电流脉动和环流损耗，提高转换效率。
本发明的核心思想是提出一种非隔离双向高增益DC/DC变换器，通过合理选择参数，使得所有MOS管实现全范围软开关。同时提出一种用于非隔离双向高增益DC/DC变换器的变频控制方法，通过调节开关频率使得负载无论如何变化，反向电流均能保持在刚好实现所有MOS管软开通的水平，提高轻载下变换器的效率。
本发明的目的是通过下述技术方案实现的。
本发明公开的一种非隔离双向高增益DC/DC变换器，包括主电路和控制电路。所述的主电路主要由低压端VL、高压端VH、两个电感(L1,L2)，n+2个MOS管(S1,S2,Q1～Qn)和n个电容(C1～Cn)组成。其中，n为级联数量。两个电感(L1,L2)和两个MOS管S1,S2构成交错并联结构。n个电容(C1～Cn)和n个MOS管(Q1～Qn)组成开关电容倍压电路，用于进一步提高高压端电压VH。
主电路的连接关系为：低压端的正极通过两个电感(L1,L2)分别在A点和B点与MOS管S1和S2的漏极相连，MOS管S1和S2的源极与低压端负极和高压端负极均连在一起。电容Cn与高压端并联。除了电容Cn以外，编号为奇数的电容(C1,C3,…,C2k-1)(k＝1,2,…)的负极均与A点相连，而编号为偶数的电容(C2,C4,…,C2k)的负极与B点相连。MOS管(Q1,Q2…Qn)依次串联，即MOS管Q1的漏极与MOS管Q2的源极相连，MOS管Q2的漏极与MOS管Q3的源极相连，以此类推。而MOS管Q1的源极与B点相连，MOS管Qn的漏极与高压端的正极相连。电容C1的正极与MOS管Q1的漏极相连，电容C2的正极与MOS管Q2的漏极相连，以此类推，电容Cn的正极与MOS管Qn的漏极相连。所述的MOS管(S1,S2,Qn)的耐压应高于VH/n，MOS管(Q1,Q2…Qn-1)耐压应高于2VH/n。电容(C1,C2…Cn)稳态工作时的电压为VCk＝kVH/n。所述的两个电感(L1,L2)的电感值相同。
所述的控制电路主要由控制器和驱动电路构成。控制器采用数字控制，通过传感器对高压端电压VL和低压端总电流Iavg进行采样，并依据电压电流双闭环的方法调节调制波。将调制波与载波进行比较得到占空比信号D，范围需限制在0.5～0.8，并通过逻辑转换得到所有n+2个MOS管(S1,S2,Q1～Qn)的占空比信号，经过驱动电路放大，控制所有MOS管的开通和关断，进而调节主电路的高压端VH与低压端VL的比例。
所述的对占空比信号D的逻辑转换是指设置MOS管S1和S2的占空比为D，S1与S2之间移相180°，MOS管Q1～Qn的占空比为1-D，S1与Q2k互补，S2与Q2k-1互补。
所述的级联数量n根据低压端电压VL和高压端电压VH的电压范围确定，即级联数量n需使得低压端电压VL和高压端电压VH的电压范围满足公式VH/4VL＜n＜VH/2VL，变换器的增益为VH/VL＝n/(1-D)。当级联数量n为偶数时，两个电感(L1,L2)平均电流相同，当级联数量n为奇数时，两个电感电流比例为(n+1)/(n-1)，故所述的级联数量n优选为偶数。
为保证变换器在最大功率时满足MOS管软开关条件，必须使电感(L1,L2)电流脉动足够大、存在反向电流。实现MOS管软开关的最小反向电感电流IZVS根据所选取的MOS管结电容确定。优选的最小反向电感电流IZVS设为2A，则电感值可根据以下公式计算。其中VL,min为最低低压端电压，Dmax为最大占空比，fs,min为最低频率，Pmax为最大功率。
为控制所述的电容(C1,C2,…,Cn)稳态工作时的电压脉动，当电容(C1,C2,…,Cn)电压脉动为x％时，电容值Ck的选取一般可根据以下公式计算。
为了减小变换器轻载环流损耗，本发明公开的一种用于非隔离双向高增益DC/DC变换器的变频控制方法，包括如下步骤：
步骤一、采用数字控制器，采样低压端总电流平均值Iavg以及高压端电压VH或低压端电压VL；
步骤二、通过引入占空比D的信息，调节MOS管开关频率，保证电感(L1,L2)电流在升压/放电模式下的最小值恒为-IZVS(或降压/充电模式下的最大值恒为IZVS)恒定，使得反向的电感电流大小刚好满足每个MOS管软开关实现条件，则频率计算公式为
fs＝VLD/L(2IZVS+|Iavg|)或fs＝VHD(1-D)/nL(2IZVS+|Iavg|)
步骤三、在数字控制器中调节载波频率为fs，使载波频率fs满足步骤二的计算值，即可实现对非隔离双向高增益DC/DC变换器的变频控制。
利用上述的一种用于非隔离双向高增益DC/DC变换器的变频控制方法调节MOS管的开关频率，使得变换器主电路每个MOS管都在保证实现软开关的前提下，减小电流脉动和环流损耗。
所述的一种用于非隔离双向高增益DC/DC变换器的变频控制方法不仅适用于所述的一种非隔离双向高增益DC/DC变换器，也可推广应用于其他非隔离双向变换器的变频控制。
有益效果：
1、本发明公开一种非隔离双向高增益DC/DC变换器，能够解决传统Buck/Boost电路电压转换比较低的问题，仅仅采用n+2个低压的MOS管，2个电感和n个电容就可以实现n/(1-D)倍的升压比，功率密度高。而且可以通过设计实现所有MOS管的全范围软开通，大大提高了效率，减小了电磁干扰。而且两个电感电流交错并联，降低了总电流脉动，非常适合低压蓄电池与高压母线进行能量交互的应用。
2、本发明公开的一种用于非隔离双向高增益DC/DC变换器的变频控制方法，针对非隔离双向拓扑采用数字控制改变开关频率地调节方法，能够降低轻载下的电流脉动和环流损耗，进一步提高效率。而且通过引入占空比D的信息，最少只需采样低压端总电流平均值和高压端电压实现变频控制，不仅可适用于上述非隔离双向高增益DC/DC变换器，也可广泛应用于其他类似Buck/Boost变换器的非隔离双向DC/DC变换器。
附图说明
图1为n级的主电路拓扑结构。
图2为4级(n＝4)的主电路拓扑结构。
图3为4级变换器工作时的主要波形。
图4为本发明公开的变频控制方法框图。
具体实施方式
下面将结合附图和实施例对本发明加以详细说明。同时也叙述了本发明技术方案解决的技术问题及有益效果，需要指出的是，所描述的实施例仅旨在便于对本发明的理解，而对其不起任何限定作用。
实施例：
本实施例公开一种将低压24V蓄电池(VL＝20～30V直流)，升压至VH＝270V直流，额定功率Pmax＝500W的双向非隔离DC/DC变换器，设定最低开关频率fs,min为100kHz。可用于微电网储能系统或轻度混合动力汽车电机的起停或再生制动系统中。
本实施例公开的一种非隔离双向高增益DC/DC变换器，包括主电路和控制电路两部分。
所述的主电路需要先确定级联数量n。为了使低压端VL和高压端VH的电压范围满足公式VH/4VL＜n＜VH/2VL，即选取n为4级。则可确定主电路由低压端VL、高压端VH、两个电感(L1,L2)，6个MOS管(S1,S2,Q1～Q4)和4个电容(C1～C4)组成。如图2所示。两个电感(L1,L2)和两个MOS管(S1,S2)构成交错并联结构。4个电容(C1～C4)和4个MOS管(Q1～Q4)组成开关电容倍压电路，用于进一步提升高压端电压VH。
主电路的连接关系为：低压端的正极通过两个电感(L1,L2)分别在A点和B点与MOS管S1和S2的漏极相连，MOS管S1和S2的源极与低压端负极和高压端负极均连在一起。电容C4与高压端VH并联。电容(C1,C3)的负极均与A点相连，而电容(C2,C4)的负极与B点相连。MOS管(Q1,Q2…Q4)依次串联，即MOS管Q1的漏极与MOS管Q2的源极相连，MOS管Q2的漏极与MOS管Q3的源极相连，以此类推。而MOS管Q1的源极与B点相连，MOS管Q4的漏极与高压端的正极相连。电容C1的正极与MOS管Q1的漏极相连，电容C2的正极与MOS管Q2的漏极相连，电容C3的正极与MOS管Q3的漏极相连。
所述的MOS管(S1,S2,Q4)的耐压应高于VH/4＝67.5V，MOS管(Q1,Q2,Q3)耐压应高于VH/2＝135V。电容(C1,C2,C3,C4)稳态工作时的电压分别为67.5V、135V、202.5V和270V。主电路的增益为VH/VL＝4/(1-D)。
所述的两个电感(L1,L2)感值相同，在降压/充电模式下，平均电流为负，在升压/放电模式下，平均电流为正，如图3所示。但是为了实现所有MOS管的软开关，需要使电感电流反向，在MOS管开通前的死区时间内，使结电容电压放电至零。所需的反向电流大小IZVS取为2A，根据公式(1)，实际选取电感值为4.5μH。
电容值的选取可根据公式(2)按在低压端最低电压VL,min和最大功率Pmax下的电压脉动为平均值的2％计算。实际中所有电容(C1,C2,C3,C4)均选为20μF。
所述的控制电路主要由控制器和驱动电路构成。控制器采用DSP TMS320F28335，通过采样高压端电压VL和低压端总电流信号Iavg进行转换，并依据传统电压电流双闭环方法调节占空比D，范围需限制在0.5～0.8，并通过逻辑转换得到所有MOS管(S1,S2,Q1～Q4)的占空比信号，S1与S2的占空比为D，S1与S2之间移相180°，S1与Q2,Q4互补，S2与Q1,Q3互补。经过驱动电路放大，控制所有MOS管的开通和关断，进而调节主电路的高压端与低压端的比例。
控制方法框图如图4所示，在DSP中完成计算和控制。其中调制波的控制与传统电压电流双闭环控制方法相同。通过引入占空比D的信息，调节MOS管开关频率，保证电感(L1,L2)电流在升压/放电模式下的最小值保持为-IZVS＝-2A(或降压/充电模式下的最大值)保持IZVS＝2A恒定，使得反向的电感电流大小刚好满足每个MOS管软开关实现条件。在本例中由于无需采样低压端电压VL，则载波的频率计算公式为
fs＝VHD(1-D)/(72+18|Iavg|)[MHz]
通过实时改变PWM模块的载波周期值，使得载波频率与上述计算值一致，即可实现变频功能，从而减小轻载下的环流损耗，提高效率。
以上所述的具体描述，对发明的目的、技术方案和有益效果进行进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种非隔离双向高增益DC/DC变换器，其特征在于：包括主电路和控制电路；所述的主电路主要由低压端VL、高压端VH、两个电感L1,L2，n+2个MOS管S1,S2,Q1～Qn和n个电容C1～Cn组成；其中，n为级联数量；两个电感L1,L2和两个MOS管S1,S2构成交错并联结构；n个电容C1～Cn和n个MOS管Q1～Qn组成开关电容倍压电路，用于进一步提高高压端电压VH；
低压端的正极通过两个电感L1,L2分别在A点和B点与MOS管S1和S2的漏极相连，MOS管S1和S2的源极与低压端负极和高压端负极均连在一起；电容Cn与高压端并联；除了电容Cn以外，编号为奇数的电容C1,C3,…,C2k-1，k＝1,2,…的负极均与A点相连，而编号为偶数的电容C2,C4,…,C2k的负极与B点相连；MOS管Q1,Q2…Qn依次串联，即MOS管Q1的漏极与MOS管Q2的源极相连，MOS管Q2的漏极与MOS管Q3的源极相连，以此类推；而MOS管Q1的源极与B点相连，MOS管Qn的漏极与高压端的正极相连；电容C1的正极与MOS管Q1的漏极相连，电容C2的正极与MOS管Q2的漏极相连，以此类推，电容Cn的正极与MOS管Qn的漏极相连；所述的MOS管S1,S2,Qn的耐压应高于VH/n，MOS管Q1,Q2…Qn-1耐压应高于2VH/n；电容C1,C2…Cn稳态工作时的电压为VCk＝kVH/n；所述的两个电感L1,L2的电感值相同；
所述的控制电路主要由控制器和驱动电路构成；控制器采用数字控制，通过传感器对低压端总电流Iavg以及高压端电压VH或低压端电压VL进行采样，并依据电压电流双闭环的方法调节调制波；将调制波与载波进行比较得到占空比信号D，范围需限制在0.5～0.8，并通过逻辑转换得到所有n+2个MOS管S1,S2,Q1～Qn的占空比信号，经过驱动电路放大，控制所有MOS管的开通和关断，进而调节主电路的高压端VH与低压端VL的比例；
为保证变换器在最大功率时满足MOS管软开关条件，必须使电感L1,L2电流脉动足够大、存在反向电流；实现MOS管软开关的最小反向电感电流IZVS根据所选取的MOS管结电容确定；当最小反向电感电流IZVS设为2A条件下，则电感值可根据以下公式计算，其中VL,min为最低低压端电压，Dmax为最大占空比，fs,min为最低频率，Pmax为最大功率；
2.根据权利要求1所述的一种非隔离双向高增益DC/DC变换器，其特征在于：所述的对占空比信号D的逻辑转换是指设置MOS管S1和S2的占空比为D，S1与S2之间移相180°，MOS管Q1～Qn的占空比为1-D，S1与Q2k互补，S2与Q2k-1互补。
3.根据权利要求1或2所述的一种非隔离双向高增益DC/DC变换器，其特征在于：所述的级联数量n根据低压端电压VL和高压端电压VH的电压范围确定，即级联数量n需使得低压端电压VL和高压端电压VH的电压范围满足公式VH/(4VL)＜n＜VH/(2VL )，变换器的增益为VH/VL＝n/(1-D)；当级联数量n为偶数时，两个电感L1,L2平均电流相同，当级联数量n为奇数时，电感L1与电感L2的电流比例为(n+1)/(n-1)。
4.根据权利要求3所述的一种非隔离双向高增益DC/DC变换器，其特征在于：所述的级联数量n为偶数。
5.根据权利要求1或2所述的一种非隔离双向高增益DC/DC变换器，其特征在于：为控制所述的电容C1,C2,…,Cn稳态工作时的电压脉动，当电容C1,C2,…,Cn电压脉动为x％时，电容值Ck的选取根据以下公式计算：
6.一种用于如权利要求1或2或4中任意一项所述的非隔离双向高增益DC/DC变换器的变频控制方法，其特征在于：包括如下步骤，
步骤一、采用数字控制器，采样低压端总电流平均值Iavg以及高压端电压VH或低压端电压VL；
步骤二、通过引入占空比D的信息，调节MOS管开关频率，保证电感L1,L2电流在升压/放电模式下的最小值恒为-IZVS或降压/充电模式下的最大值恒为IZVS，使得反向的电感电流大小刚好满足每个MOS管软开关实现条件，则频率计算公式为
fs＝VLD/(L(2IZVS+|Iavg|))或fs＝VHD(1-D)/(nL(2IZVS+|Iavg|))
步骤三、在数字控制器中调节载波频率为fs，使载波频率fs满足步骤二的计算值，即可实现对非隔离双向高增益DC/DC变换器的变频控制。
7.根据权利要求6所述的变频控制方法，其特征在于：利用上述的变频控制方法调节MOS管的开关频率，使得变换器主电路每个MOS管都在保证实现软开关的前提下，减小电流脉动和环流损耗。
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