CN106453176B - 一种频偏估计的方法、装置及系统 - Google Patents
一种频偏估计的方法、装置及系统 Download PDFInfo
- Publication number
- CN106453176B CN106453176B CN201611146428.2A CN201611146428A CN106453176B CN 106453176 B CN106453176 B CN 106453176B CN 201611146428 A CN201611146428 A CN 201611146428A CN 106453176 B CN106453176 B CN 106453176B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- training sequence
- sequence
- fft
- train
- receiving end
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 40
- 238000012549 training Methods 0.000 claims abstract description 132
- 230000007480 spreading Effects 0.000 claims abstract description 37
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 29
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 24
- 230000009466 transformation Effects 0.000 claims description 21
- 238000004148 unit process Methods 0.000 claims description 2
- 238000004891 communication Methods 0.000 abstract description 31
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 description 17
- 238000004422 calculation algorithm Methods 0.000 description 15
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 14
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000010287 polarization Effects 0.000 description 5
- 230000008859 change Effects 0.000 description 4
- 241000282994 Cervidae Species 0.000 description 3
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 3
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 3
- 230000008569 process Effects 0.000 description 3
- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 description 2
- 238000000802 evaporation-induced self-assembly Methods 0.000 description 2
- 230000006870 function Effects 0.000 description 2
- 230000002093 peripheral effect Effects 0.000 description 2
- 241000196324 Embryophyta Species 0.000 description 1
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 230000006399 behavior Effects 0.000 description 1
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 1
- 238000004590 computer program Methods 0.000 description 1
- 230000004069 differentiation Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 239000002360 explosive Substances 0.000 description 1
- 239000000835 fiber Substances 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000000750 progressive effect Effects 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 239000007787 solid Substances 0.000 description 1
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 1
- 238000006467 substitution reaction Methods 0.000 description 1
- 239000013589 supplement Substances 0.000 description 1
- 238000012360 testing method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/60—Receivers
- H04B10/61—Coherent receivers
- H04B10/616—Details of the electronic signal processing in coherent optical receivers
- H04B10/6164—Estimation or correction of the frequency offset between the received optical signal and the optical local oscillator
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2657—Carrier synchronisation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/3845—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier
- H04L27/3854—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier using a non - coherent carrier, including systems with baseband correction for phase or frequency offset
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
- H04L2027/0026—Correction of carrier offset
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Abstract
本发明涉及光通信技术领域，尤其涉及一种频偏估计的方法、装置及系统。为了解决现有技术中存在的频偏估计不准确的问题而发明。其中，本发明提供的频偏估计的方法，应用于发送端，该方法包括：发送端生成长度为Ntrain的Zadoff‑Chu序列，并在Zadoff‑Chu序列的两端对称加零，得到长度为NFFT的扩展序列，其中，所述NFFT＝M*Ntrain，所述Ntrain、M和NFFT为正整数；发送端将所述长度为NFFT的扩展序列进行傅里叶逆变换，得到时域上的训练序列，并向接收端发送所述时域上的训练序列。本发明应用在通信系统中进行频偏估计的过程中。
Description
技术领域
本发明涉及光通信技术领域，尤其涉及一种频偏估计的方法、装置及系统。
背景技术
随着社会信息化程度的不断提高，数据业务的爆炸式增长，相干光通信迅猛发展。相干光通信极大的提高了信号的传输带宽，但存在着信号光与本振光频率偏差的问题，这样在解调时就会造成基带信号带有一个附加的频偏，对传输的性能产生干扰。
这种频偏所造成的影响在多载波系统中尤为重要。此频偏的大小取决于信号光与本振光频率的相对偏差。但是高稳定性的激光器造价十分昂贵，目前通常的做法是在相干接收端的数字信号处理(DSP)环节对信号的频偏进行估计、纠正，以消除频偏对信号性能所产生的影响。
目前，常用的频偏估计方法为基于已知训练序列的频偏估计方法，现有的基于已知训练序列的频偏估计方法可以划分为大频偏估计以及细频偏估计。以相干光正交频分复用(CO-OFDM)系统为例，一般以能够估计的频偏是否达到OFDM子载波间距的整数倍来划分大频偏估计以及细频偏估计。大频偏估计是用来估计整数个子载波间距，而细频偏估计是用来估计小数倍子载波间距。现有的频偏估计算法包括Moose算法、Schmidl&Cox算法和Nogami算法。
其中，Moose算法，构造了完全相同的两个训练序列，然后利用相同的训练序列间的时域相关性得到频偏估计，估计的范围在±1/2个子载波间距之内。Schmidl&Cox算法采用一个由前后两个相同重复模块组成的训练序列，再利用两个训练序列的差分关系来估计频偏，估计的范围在±1个子载波间距之内。Moose算法和Schmidl&Cox算法属于细频偏估计。
Nogami算法首先在频域构造一个特殊的训练序列。这个训练序列在一些有选择的频点插入导频，而其他频点置零。在接收端通过这个训练序列的副本与接收到的信号的圆周移位做相关运算，根据相关峰的位置来估计频偏，属于大频偏估计。
在相干光通信中，残留的载波频偏是两个激光之间的频率偏差，远大于无线信道中的频偏范围，因此，细频偏估计算法所能纠正的频偏范围有限。光纤信道的情况与无线通信不同，信道响应一般是缓变的，而信号的相位变化比较快速。Nogami算法虽然能够纠正大频偏，但是其易受相位变化影响；且Nogami算法的训练序列并不适合在相干光通信系统中使用，易受定时误差的影响。
发明内容
本发明实施例提供一种频偏估计的方法、装置及系统，能够提高相干光通信中频偏估计的准确性。
为达到上述目的，本发明实施例采用如下技术方案：
第一方面，本发明实施例提供一种频偏估计的方法，所述方法应用于发送端，所述方法包括：
所述发送端生成长度为Ntrain的Zadoff-Chu序列，并在所述Zadoff-Chu序列的两端对称加零，得到长度为NFFT的扩展序列，其中，所述NFFT＝M*Ntrain，所述Ntrain、M和NFFT为正整数；
所述发送端将所述长度为NFFT的扩展序列进行傅里叶逆变换，得到时域上的训练序列，并向接收端发送所述时域上的训练序列。
第二方面，本发明实施例提供一种频偏估计的方法，所述方法应用于接收端，所述方法包括：
所述接收端接收发送端发送的时域上的训练序列，所述时域上的训练序列为将长度为Ntrain的Zadoff-Chu序列扩展后，得到的长度为NFFT的扩展序列；其中，所述NFFT＝M*Ntrain，所述Ntrain、M和NFFT为正整数；
所述接收端将所述时域上的训练序列进行傅里叶变换，得到频域上的训练序列；
所述接收端将所述频域上的训练序列与本地训练序列进行互相关操作，确定相关值；
当所述相关值大于预设阈值时，所述接收端确定所述相关值为相关峰值；
所述接收端根据所述相关峰值确定频偏。
第三方面，本发明实施例提供一种频偏估计的装置，其特征在于，所述装置应用于发送端，所述装置包括：
处理单元，用于生成长度为Ntrain的Zadoff-Chu序列，并在所述Zadoff-Chu序列的两端对称加零，得到长度为NFFT的扩展序列，其中，所述NFFT＝M*Ntrain，所述Ntrain、M和NFFT为正整数；
所述处理单元，还用于将所述长度为NFFT的扩展序列进行傅里叶逆变换，得到时域上的训练序列；
发送单元，用于向接收端发送所述处理单元处理后得到的时域上的训练序列。
第四方面，本发明实施例提供一种频偏估计的装置，所述装置应用于接收端，所述装置包括：接收单元，用于接收发送端发送的时域上的训练序列，所述时域上的训练序列为将长度为Ntrain的Zadoff-Chu序列扩展后，得到的长度为NFFT的扩展序列；其中，所述NFFT＝M*Ntrain，所述Ntrain、M和NFFT为正整数；
处理单元，用于将所述接收单元接收的所述时域上的训练序列进行傅里叶变换，得到频域上的训练序列；
所述处理单元，还用于将所述频域上的训练序列与本地训练序列进行互相关操作，确定相关值；当所述相关值大于预设阈值时，确定所述相关值为相关峰值；并根据所述相关峰值确定频偏。
第五方面，本发明实施例提供一种频偏估计的系统，包括发送端和接收端，所述发送端包括如第三方面所述的频偏估计的装置；所述接收端包括如第四方面所述的频偏估计装置。
本发明实施例提供的频偏估计的方法、装置及系统，发送端将长度为Ntrain的Zadoff-Chu序列进行扩展得到长度为M*Ntrain的扩展序列，并将该扩展序列进行傅里叶变换后得到时域上的训练序列，发送端将该时域上的训练序列发送至接收端；接收端将该时域上的训练序列进行傅里叶变换，得到频域上的训练序列；并将该频域上的训练序列与本地训练序列进行互相关操作，确定相关值；当相关值大于预设阈值时，将该相关值确定为相关峰值并根据该相关峰值确定频偏。与现有技术相比，本发明实施例中，由于将Zadoff-Chu序列应用于相干光通信系统中的频偏估计中，能够有效估计大范围的频偏，可以估计几倍甚至几十倍的子载波间距的频偏，并且可以根据需要进行动态调整：当频偏估计较大的情况下，可以增大M，进而扩大频偏估计范围；当频偏较小的情况下，可以减小M，相应的Zadoff-Chu序列的发射功率也就得到了提高，进而接收端频偏的估计可以更加精准。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。
图1为本发明实施例提供的一种频偏估计的方法的流程图；
图2为本发明实施例提供的一种频偏估计的装置作为发送端的结构示意图；
图3为本发明实施例提供的另一种频偏估计的装置作为发送端的结构示意图；
图4为本发明实施例提供的一种频偏估计的装置作为接收端的结构示意图；
图5为本发明实施例提供的另一种频偏估计的装置作为接收端的结构示意图；
图6为本发明实施例提供的一种频偏估计的系统的结构示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明实施例提供的频偏估计算法可应用于无线通信系统，如正交频分复用系统(Orthogonal Frequency Division Multiple，OFDM)；也可应用于光通信系统中，如相干光正交频分复用(Coherent Optical Orthogonal Frequency Division Multiple,CO-OFDM)系统中。
在相干通信系统中，不论是无线系统还是光通信系统，都不能保证本地的振荡器与发射信号的载频(光通信就是收发的激光器)完全对上，总会存在着一定的偏差。这个偏差就是接收下来信号中残存的频偏。尤其是在光通信系统中，由于光通信系统的频偏是由于信号光与本振光的激光器之前的频差所引起，因此光通信系统中的频偏会更大些。
Zadoff-Chu序列是恒包络零自相关序列(Constant Amplitude Zero AutoCorrelation，CAZAC)的一种，具有理想的周期自相关特性，即圆周移位n位后，当n不是序列的周期的整倍数时，移位后的序列与原序列不相关。另外，此序列在时域和频域都是恒包络的，因此抵抗噪声的能力很强。由于Zadoff-Chu序列具有这些良好的特性，本发明实施例将Zadoff-Chu序列经过处理后应用于频域以进行大频偏的估计。
本发明实施例提供一种基于Zadoff-Chu序列的频偏估计方法，如图1所示，该方法包括：
步骤101、发送端生成长度为Ntrain的Zadoff-Chu序列，并在所述Zadoff-Chu序列的两端对称加零，得到长度为NFFT的扩展序列。
其中，该Zadoff-Chu序列可以为：x[n]＝exp(-jπun(n+1)/Ntrain)，其中，x[n]为本发明实施例所指的Zadoff-Chu序列，u为与Ntrain互质的参数，n＝0,1,2……Ntrain-1，该参数u为预先设定的整数，可选的，u的取值为1。
在本步骤的具体实现过程中，可以将该Zadoff-Chu序列的首尾两端对称加零进行扩充，扩展到长度为NFFT，所述NFFT＝M*Ntrain，所述Ntrain、M和NFFT为正整数。
示例性的，当Zadoff-Chu序列的具体实现方式为x[n]＝exp(-jπun(n+1)/Ntrain)时，该扩展序列可以为：x′[n]＝[0 ... 0 x[n] 0 ... 0]，其中，x′[n]表示扩展序列。
需要说明的是，NFFT就是指通信系统中所用到的傅里叶(Fast FourierTransformation，FFT)窗口长度，一旦系统确定了，NFFT的取值就确定下来了，不同系统对应的NFFT的取值不同。一般NFFT(FFT长度)都是2的整数次幂，如128、256、…、1024之类的。对于光通信系统中的OFDM系统而言，NFFT的取值可以为128、256等；对于无线系统对应的NFFT的取值更大，一般可以为1024、2048等。Zadoff-Chu序列的长度Ntrain一般也为2的整数次幂，如32、64等，只要保证NFFT是Ntrain的整数倍。
还需要说明的是，本步骤进行插零操作实际上就是为了在接收端进行频偏估计同步的时候留出足够的范围。这样在传输带宽与NFFT不变的情况下，即子载波间距不变时，可以根据需要改变Ntrain的长度，也就改变了NFFT与Ntrain之间的倍数关系M。这样，当需要大频偏的情况下，适当增大M，可以扩大估计范围。当频偏较小时，可以减小M，相应的Zadoff-Chu序列的发射功率也就得到了提高，意味着接收端频偏的估计可以更加精准。
步骤102、发送端将长度为NFFT的扩展序列进行傅里叶逆变换，得到时域上的训练序列，并向接收端发送所述时域上的训练序列。
在本步骤的具体实现中，扩展序列x′[n]为频域上的训练序列，需要将扩展序列x′[n]进行傅里叶逆变换，如快速傅里叶逆变换(Inverse Fast Fourier Transformation，IFFT)后，得到时域上的训练序列。具体为：x[n]train＝IFFT(x′[n])，其中，x[n]train为进行傅里叶逆变换后得到的时域上的训练序列。
在通信系统中，一般都是以帧的格式来发送数据；且需要首先通过同步序列来确定一帧的起始位置，进而才能正确接收后面的数据。因此，需要先发送同步序列，然后才发送需要传输的未知数据。因此，在本步骤的一种实现方式中，发送端可以将训练序列加入到同步序列中，然后在发送同步序列时同时将该训练序列发送至接收端。
步骤103、接收端接收发送端发送的时域上的训练序列。
在本步骤的具体实现过程中，当训练序列插在同步序列中发送时，接收端首先根据每帧最前发射的已知的同步序列来确定好每帧的起始位置；确定好位置后，将接收到的数据中对应的同步序列剔除掉，再向后截取NFFT长度的数据，这些截取的数据则为发送端发送的用于频偏纠正的训练序列。
步骤104、接收端将所述时域上的训练序列进行傅里叶变换，得到频域上的训练序列。
由于需要根据频域上的训练序列进行频偏估计，因此，本发明实施例中，接收端在提取时域上的训练序列后，还需要将该时域上的训练序列进行傅里叶变换，如快速傅里叶变换(Fast Fourier Transformation，FFT)以得到频域上的训练序列。具体为：
y[n]＝FFT(x′[n]train)，其中，y[n]即为进行傅里叶变换后得到的频域上的训练序列。
步骤105、接收端将所述频域上的训练序列与本地训练序列进行互相关操作，确定相关值。
其中，本地训练序列为接收端预先存储的长度为Ntrain的Zadoff-Chu序列。在同一个系统中，如前文所述，NFFT为与系统相关的固定值、u为预先设定的，Ntrain在NFFT和u取值固定的情况下，Ntrain的取值也是确定的，且这三个参数的取值，对接收端而言是已知的。接收端会根据这些参数同样生成一个长度为Ntrain的Zadoff-Chu序列并本地保存。该Zadoff-Chu序列同前文所述，可以为x[n]＝exp(-jπun(n+1)/Ntrain)，为了描述上的区分，本发明实施例中将接收端本地生成的长度为Ntrain的Zadoff-Chu序列记为y(n)。
在本步骤的具体实现中，通过每次选取频域上的训练序列的Ntrain个互相相邻的取值，得到长度为Ntrain的滑动窗口；然后将该长度为Ntrain的滑动窗口与接收端保存的本地训练序列进行互相关操作，得到相关值。具体为：
其中，r(k)为进行互相关操作后得到的相关值。k表示取相关值时，该长度为Ntrain的滑动窗口的起始位置。即从第k位开始向后选取Ntrain个点与本地保存的训练序列做互相关操作。比如：计算第一个相关值时，k＝1，按公式得到相关值r(1)，然后判断r(1)是否大于预设阈值，如果大于预设阈值则表明找到峰值；如果小于预设阈值，则滑动窗口向后移位，k＝2，计算下一个相关值r(2)。
这个过程一直延续到相关值r(k)超过预设阈值或者k>NFFT-Ntrain+1，其中，k＝NFFT-Ntrain+1表明滑动窗口已经滑动到了最后也没有找到相关峰值，表明预设阈值设置的过高，所以k的取值范围为1至NFFT-Ntrain+1的正整数。
这样，通过滑动窗口每次选取y[n]中的Ntrain个数据点与本地训练序列进行互相关操作就会产生一系列的相关值。
步骤106、当所述相关值大于预设阈值时，接收端确定所述相关值为相关峰值。
根据Zadoff-Chu序列的周期自相关特性，只有当本地训练序列与发送端发送的频域的训练序列对上时，才会产生一个极大的相关峰值，而在其他频点只有很低的相关值。根据这一特性，我们只要预先设定好一个合适的阈值。随着滑动窗口的移动，同时检测相关值。如果相关值低于预设阈值，则认为还没有找到相关峰值，而当相关值大于预设阈值时，则认为已经找到了相关峰值。这时记录下相关峰值的位置k。
需要说明的是，在本地训练序列与滑动窗口没对上时，计算得到的相关值的取值很小，基本接近0。而在对上的时候会有十分明显的跳变，相关值急速增大。所以从直观上来看十分容易辨别互相关峰值的出现。因此，在选取阈值时，该阈值只要远远大于0并且小于相关峰值的大小即可。这样，只要相关值超过了阈值，则认为该相关值为相关峰值。而该相关峰值的大小跟信道，接收端中放大器对信号的放大倍数，Ntrain的选取都会有关系。
在选取预设阈值的一种实现方式中，可以在通信系统初始化的时候发送一次用于测试的训练序列，接收端计算互相关峰值，并根据在互相关峰值设定阈值。当该通信系统不发生变化时，该预设阈值一般也不需要进行调整。
步骤107、接收端根据所述相关峰值确定频偏。
理论上，由于发射端在构造训练序列时，是在Zadoff-Chu序列前后对称插零，且NFFT＝M*Ntrain。所以在零频偏的情况下，相关峰的位置应该是在则当通过步骤106确定的相关峰所在的位置为k时，实际的频偏与通信系统子载波间距的倍数关系可以为：
其中，所述F表示频偏，所述F的绝对值表示频偏大小，所述F的正负表示频偏的方向。需要说明的是，频偏F为整数，其绝对值代表了频偏的大小，其正负则代表了频偏的方向性。其次，在CO-OFDM系统中，频偏F的绝对值代表了频偏是整数倍的子载波间距。在单载波传输系统中，可以认为整个传输带宽B被划分为NFFT点个频段，每个频段的大小可以等效看成CO-OFDM系统中的子载波间距，那么实际的频偏则为
本发明实施例提供的频偏估计的方法，发送端将长度为Ntrain的Zadoff-Chu序列进行扩展得到长度为M*Ntrain的扩展序列，并将该扩展序列进行傅里叶变换后得到时域上的训练序列，发送端将该时域上的训练序列发送至接收端；接收端将该时域上的训练序列进行傅里叶变换，得到频域上的训练序列；并将该频域上的训练序列与本地训练序列进行互相关操作，确定相关值；当相关值大于预设阈值时，将该相关值确定为相关峰值并根据该相关峰值确定频偏。与现有技术相比，本发明实施例中，由于将Zadoff-Chu序列应用于相干光通信系统中的频偏估计中，能够有效估计大范围的频偏，可以估计几倍甚至几十倍的子载波间距的频偏，并且可以根据需要进行动态调整：当频偏估计较大的情况下，可以增大M，进而扩大频偏估计范围；当频偏较小的情况下，可以减小M，相应的Zadoff-Chu序列的发射功率也就得到了提高，进而接收端频偏的估计可以更加精准。
需要说明的是，在相干光通信系统中，一般采用偏振复用技术来提高频谱利用率，采用偏振复用技术具体是指，在x偏振上传输一路信号，在正交的y偏振上传输另一路信号。两路信号在接收端可以通过算法分离出来，消除彼此之间的串扰。在这种场景下，本发明实施例提供的频偏估计方法，可以利用Zadoff-Chu序列的特性，在两个偏振方向上传输由不同参数u生成的训练序列。这样在接收端可以在两个偏振方向上分别利用不同的训练序列计算频偏，并对结果加以平均，可进一步提高算法对传输过程中各类损伤的容忍度。示例性的，为了简单起见，分别生成两个Zadoff-Chu序列，其中一个Zadoff-Chu序列为x[n]＝exp(-jπun(n+1)/Ntrain)，其中，u＝1；另一个Zadoff-Chu序列为x[n]＝exp(-jπun(n+1)/Ntrain)，其中，u＝-1。此外，可以将u＝1对应的Zadoff-Chu序列按照本发明实施例提供的方法进行处理后得到扩展序列，并将该扩展序列在x偏振传输；将u＝-1对应的Zadoff-Chu序列按照本发明实施例提供的方法进行处理后得到扩展序列，并将该扩展序列在y偏振传输。这样接收端分别在两个偏振方向独立计算与各自的本地副本计算相关值，进而分别得到频偏F1与F2；则可选取该相干光通信系统的频偏与通信系统子载波间距的倍数关系可以为根据该倍数关系得到相干光通信系统的实际频偏为
作为补充，本发明实施例提供的频偏估计方法也可以应用于采用了多输入多输出(Multiple-Input Multiple-Output，MIMO)技术的无线系统中。在这种应用场景下，也可以设定u的不同取值进而生成多个不同的训练序列，进而参照上述方法计算频偏。
本发明实施例还提供一种频偏估计的装置，所述装置应用于发送端，用于执行步骤101和步骤102所述的方法，如图2所示，所述装置包括：
处理单元201，用于生成长度为Ntrain的Zadoff-Chu序列，并在所述Zadoff-Chu序列的两端对称加零，得到长度为NFFT的扩展序列，其中，所述NFFT＝M*Ntrain，所述Ntrain、M和NFFT为正整数。
所述处理单元201，还用于将所述长度为NFFT的扩展序列进行傅里叶逆变换，得到时域上的训练序列。
发送单元202，用于向接收端发送所述处理单元201处理后得到的时域上的训练序列。
此外，该频偏估计的装置作为发送端还可以包括存储单元，用于存储频偏估计装置的程序代码和数据。
本发明实施例提供的频偏估计的装置，发送端通过处理单元将长度为Ntrain的Zadoff-Chu序列进行扩展得到长度为M*Ntrain的扩展序列，并将该扩展序列进行傅里叶变换后得到时域上的训练序列，再通过发送单元将该时域上的训练序列发送至接收端；以便于接收端根据该训练序列确定频偏。与现有技术相比，本发明实施例中，由于将Zadoff-Chu序列应用于相干光通信系统中的频偏估计中，能够有效估计大范围的频偏，可以估计几倍甚至几十倍的子载波间距的频偏，并且可以根据需要进行动态调整：当频偏估计较大的情况下，可以增大M，进而扩大频偏估计范围；当频偏较小的情况下，可以减小M，相应的Zadoff-Chu序列的发射功率也就得到了提高，进而接收端频偏的估计可以更加精准。
其中，处理单元201可以是处理器或控制器，例如可以是中央处理器(CentralProcessing Unit，CPU)，通用处理器，数字信号处理器(Digital Signal Processor，DSP)，专用集成电路(Application-Specific Integrated Circuit，ASIC)，现场可编程门阵列(Field Programmable Gate Array，FPGA)或者其他可编程逻辑器件、晶体管逻辑器件、硬件部件或者其任意组合。其可以实现或执行结合本发明公开内容所描述的各种示例性的逻辑方框，模块和电路。所述处理器也可以是实现计算功能的组合，例如包含一个或多个微处理器组合，DSP和微处理器的组合等等。发送单元202可以是收发器、收发电路或通信接口等。存储单元可以是存储器。所述存储器可以是一个存储装置，也可以是多个存储元件的统称，且用于存储可执行程序代码等。且存储器可以包括随机存储器(RAM)，也可以包括非易失性存储器(non-volatile memory)，例如磁盘存储器，闪存(Flash)等。
当处理单元201为处理器，发送单元202为收发器，存储单元为存储器时，本发明实施例所涉及的频偏估计的装置作为发送端可以为图3所示的发送端。
如图3所示，该发送端300包括：处理器301、收发器302、存储器303以及总线304。其中，收发器302、处理器301以及存储器303通过总线304相互连接；总线304可以是外设部件互连标准(Peripheral Component Interconnect，PCI)总线或扩展工业标准结构(Extended Industry Standard Architecture，EISA)总线等。所述总线可以分为地址总线、数据总线、控制总线等。为便于表示，图3中仅用一条粗线表示，但并不表示仅有一根总线或一种类型的总线。
本发明实施例还提供一种频偏估计的装置，所述装置应用于接收端，如图4所示，所述装置包括：
接收单元401，用于接收发送端发送的时域上的训练序列，所述时域上的训练序列为将长度为Ntrain的Zadoff-Chu序列扩展后，得到的长度为NFFT的扩展序列；其中，所述NFFT＝M*Ntrain，所述Ntrain、M和NFFT为正整数。
处理单元402，用于将所述接收单元401接收的所述时域上的训练序列进行傅里叶变换，得到频域上的训练序列。
所述处理单元402，还用于将所述频域上的训练序列与本地训练序列进行互相关操作，确定相关值；当所述相关值大于预设阈值时，确定所述相关值为相关峰值；并根据所述相关峰值确定频偏。
进一步的，所述处理单元402，具体用于每次选取所述频域上的训练序列的Ntrain个互相相邻的取值，得到长度为Ntrain的滑动窗口；将所述长度为Ntrain的滑动窗口与所述本地训练序列进行互相关操作，得到相关值。
进一步的，所述处理单元402，具体用于确定所述相关峰值在频域上的位置k；根据公式确定频偏，其中，所述F表示频偏，所述F的绝对值表示频偏大小，所述F的正负表示频偏的方向。
此外，该频偏估计的装置作为接收端还可以包括存储单元，用于存储频偏估计装置的程序代码和数据。
本发明实施例提供的频偏估计的装置，接收端通过接收单元接收的所述时域上的训练序列，该时域上的训练序列为将长度为Ntrain的Zadoff-Chu序列扩展后，得到的长度为NFFT的扩展序列，并将该长度为NFFT的扩展序列进行傅里叶逆变换后得到的时域上的训练序列；处理单元将该时域上的训练序列进行傅里叶变换，得到频域上的训练序列；并将该频域上的训练序列与本地训练序列进行互相关操作，确定相关值；当相关值大于预设阈值时，将该相关值确定为相关峰值并根据该相关峰值确定频偏。与现有技术相比，本发明实施例中，由于将Zadoff-Chu序列应用于相干光通信系统中的频偏估计中，能够有效估计大范围的频偏，可以估计几倍甚至几十倍的子载波间距的频偏，并且可以根据需要进行动态调整：当频偏估计较大的情况下，可以增大M，进而扩大频偏估计范围；当频偏较小的情况下，可以减小M，相应的Zadoff-Chu序列的发射功率也就得到了提高，进而接收端频偏的估计可以更加精准。
其中，接收单元401可以是收发器、收发电路或通信接口等。处理单元402可以是处理器或控制器，例如可以是中央处理器(Central Processing Unit，CPU)，通用处理器，数字信号处理器(Digital Signal Processor，DSP)，专用集成电路(Application-SpecificIntegrated Circuit，ASIC)，现场可编程门阵列(Field Programmable Gate Array，FPGA)或者其他可编程逻辑器件、晶体管逻辑器件、硬件部件或者其任意组合。其可以实现或执行结合本发明公开内容所描述的各种示例性的逻辑方框，模块和电路。所述处理器也可以是实现计算功能的组合，例如包含一个或多个微处理器组合，DSP和微处理器的组合等等。存储单元可以是存储器。所述存储器可以是一个存储装置，也可以是多个存储元件的统称，且用于存储可执行程序代码等。且存储器可以包括随机存储器(RAM)，也可以包括非易失性存储器(non-volatile memory)，例如磁盘存储器，闪存(Flash)等。
当接收单元401为收发器，处理单元402为处理器，存储单元为存储器时，本发明实施例所涉及的频偏估计的装置作为发送端可以为图5所示的发送端。
如图5所示，该接收端500包括：处理器501、收发器502、存储器503以及总线504。其中，收发器502、处理器501以及存储器503通过总线504相互连接；总线504可以是外设部件互连标准(Peripheral Component Interconnect，PCI)总线或扩展工业标准结构(Extended Industry Standard Architecture，EISA)总线等。所述总线可以分为地址总线、数据总线、控制总线等。为便于表示，图5中仅用一条粗线表示，但并不表示仅有一根总线或一种类型的总线。
本发明实施例还提供一种频偏估计的系统，如图6所示，该系统包括发送端601和接收端602，其中，发送端601包含图2所示的频偏估计装置，接收端602包含图4所示的频偏估计装置。
本发明实施例提供的频偏估计的系统，发送端将长度为Ntrain的Zadoff-Chu序列进行扩展得到长度为M*Ntrain的扩展序列，并将该扩展序列进行傅里叶变换后得到时域上的训练序列，发送端将该时域上的训练序列发送至接收端；接收端将该时域上的训练序列进行傅里叶变换，得到频域上的训练序列；并将该频域上的训练序列与本地训练序列进行互相关操作，确定相关值；当相关值大于预设阈值时，将该相关值确定为相关峰值并根据该相关峰值确定频偏。与现有技术相比，本发明实施例中，由于将Zadoff-Chu序列应用于相干光通信系统中的频偏估计中，能够有效估计大范围的频偏，可以估计几倍甚至几十倍的子载波间距的频偏，并且可以根据需要进行动态调整：当频偏估计较大的情况下，可以增大M，进而扩大频偏估计范围；当频偏较小的情况下，可以减小M，相应的Zadoff-Chu序列的发射功率也就得到了提高，进而接收端频偏的估计可以更加精准。
本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。尤其，对于装置和系统实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述得比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。
本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法中的全部或部分流程，是可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的程序可存储于计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，可包括如上述各方法的实施例的流程。其中，所述的存储介质可为磁碟、光盘、只读存储记忆体(Read-Only Memory，ROM)或随机存储记忆体(Random AccessMemory，RAM)等。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。
Claims (7)
1.一种频偏估计的方法，其特征在于，所述方法包括：
发送端生成长度为Ntrain的Zadoff-Chu序列，并在所述Zadoff-Chu序列的两端对称加零，得到长度为NFFT的扩展序列，其中，所述NFFT＝M*Ntrain，所述Ntrain、M和NFFT为正整数；
所述发送端将所述长度为NFFT的扩展序列进行傅里叶逆变换，得到时域上的训练序列，并向接收端发送所述时域上的训练序列；
所述接收端接收发送端发送的时域上的训练序列，所述时域上的训练序列为将所述Zadoff-Chu序列的两端对称加零后，得到的长度为NFFT的扩展序列，并将该长度为NFFT的扩展序列进行傅里叶逆变换后得到的时域上的训练序列；其中，所述NFFT＝M*Ntrain，所述Ntrain、M和NFFT为正整数；
所述接收端将所述时域上的训练序列进行傅里叶变换，得到频域上的训练序列；
所述接收端将所述频域上的训练序列与本地训练序列进行互相关操作，确定相关值；
当所述相关值大于预设阈值时，所述接收端确定所述相关值为相关峰值；
所述接收端确定所述相关峰值在频域上的位置k；
所述接收端根据公式确定频偏，其中，所述F表示频偏，所述F的绝对值表示频偏大小，所述F的正负表示频偏的方向。
2.一种频偏估计的方法，其特征在于，所述方法应用于接收端，所述方法包括：
所述接收端接收发送端发送的时域上的训练序列，所述时域上的训练序列为将长度为Ntrain的Zadoff-Chu序列的两端对称加零后，得到的长度为NFFT的扩展序列，并将该长度为NFFT的扩展序列进行傅里叶逆变换后得到的时域上的训练序列；其中，所述NFFT＝M*Ntrain，所述Ntrain、M和NFFT为正整数；
所述接收端将所述时域上的训练序列进行傅里叶变换，得到频域上的训练序列；
所述接收端将所述频域上的训练序列与本地训练序列进行互相关操作，确定相关值；
当所述相关值大于预设阈值时，所述接收端确定所述相关值为相关峰值；
所述接收端确定所述相关峰值在频域上的位置k；
所述接收端根据公式确定频偏，其中，所述F表示频偏，所述F的绝对值表示频偏大小，所述F的正负表示频偏的方向。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述接收端将所述频域上的训练序列与本地训练序列进行互相关操作，确定相关值，具体包括：
每次选取所述频域上的训练序列的Ntrain个互相相邻的取值，得到长度为Ntrain的滑动窗口；
将所述长度为Ntrain的滑动窗口与所述本地训练序列进行互相关操作，得到相关值。
4.一种频偏估计的装置，其特征在于，所述装置包括：
处理单元，用于生成长度为Ntrain的Zadoff-Chu序列，并在所述Zadoff-Chu序列的两端对称加零，得到长度为NFFT的扩展序列，其中，所述NFFT＝M*Ntrain，所述Ntrain、M和NFFT为正整数；
所述处理单元，还用于将所述长度为NFFT的扩展序列进行傅里叶逆变换，得到时域上的训练序列；
发送单元，用于向接收端发送所述处理单元处理后得到的时域上的训练序列；
所述接收端接收发送端发送的时域上的训练序列，所述时域上的训练序列为将所述Zadoff-Chu序列的两端对称加零后，得到的长度为NFFT的扩展序列，并将该长度为NFFT的扩展序列进行傅里叶逆变换后得到的时域上的训练序列；其中，所述NFFT＝M*Ntrain，所述Ntrain、M和NFFT为正整数；
所述接收端将所述时域上的训练序列进行傅里叶变换，得到频域上的训练序列；
所述接收端将所述频域上的训练序列与本地训练序列进行互相关操作，确定相关值；
当所述相关值大于预设阈值时，所述接收端确定所述相关值为相关峰值；
所述接收端确定所述相关峰值在频域上的位置k；
所述接收端根据公式确定频偏，其中，所述F表示频偏，所述F的绝对值表示频偏大小，所述F的正负表示频偏的方向。
5.一种频偏估计的装置，其特征在于，所述装置应用于接收端，所述装置包括：
接收单元，用于接收发送单元发送的时域上的训练序列，所述时域上的训练序列为将长度为Ntrain的Zadoff-Chu序列的两端对称加零后，得到的长度为NFFT的扩展序列；其中，所述NFFT＝M*Ntrain，所述Ntrain、M和NFFT为正整数；
处理单元，用于将所述接收单元接收的所述时域上的训练序列进行傅里叶变换，得到频域上的训练序列；
所述处理单元，还用于将所述频域上的训练序列与本地训练序列进行互相关操作，确定相关值；当所述相关值大于预设阈值时，确定所述相关值为相关峰值；并确定所述相关峰值在频域上的位置k；根据公式确定频偏，其中，所述F表示频偏，所述F的绝对值表示频偏大小，所述F的正负表示频偏的方向。
6.根据权利要求5所述的装置，其特征在于，
所述处理单元，具体用于每次选取所述频域上的训练序列的Ntrain个互相相邻的取值，得到长度为Ntrain的滑动窗口；将所述长度为Ntrain的滑动窗口与所述本地训练序列进行互相关操作，得到相关值。
7.一种频偏估计的系统，其特征在于，包括发送端和接收端，所述发送端包括如权利要求4所述的频偏估计的装置；所述接收端包括如权利要求5至6任一项所述的频偏估计装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201611146428.2A CN106453176B (zh) | 2016-12-13 | 2016-12-13 | 一种频偏估计的方法、装置及系统 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201611146428.2A CN106453176B (zh) | 2016-12-13 | 2016-12-13 | 一种频偏估计的方法、装置及系统 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN106453176A CN106453176A (zh) | 2017-02-22 |
| CN106453176B true CN106453176B (zh) | 2019-11-26 |
Family
ID=58217024
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201611146428.2A Active CN106453176B (zh) | 2016-12-13 | 2016-12-13 | 一种频偏估计的方法、装置及系统 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN106453176B (zh) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106789825B (zh) * | 2017-02-27 | 2020-02-18 | 中国人民解放军国防科学技术大学 | 一种基于滑动窗峰值检测的ofdm系统同步方法 |
| CN111193681B (zh) * | 2019-02-28 | 2020-10-16 | 成都坤恒顺维科技股份有限公司 | 基于高速数传中的快速时间同步方法 |
| CN113114377B (zh) * | 2021-03-05 | 2022-03-04 | 北京遥测技术研究所 | 一种用于空间相干激光通信的qpsk信号频偏估计方法 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2456155A1 (en) * | 2007-01-05 | 2012-05-23 | LG Electronics Inc. | Method for setting cyclic shift considering frequency offset |
| CN102932307A (zh) * | 2012-10-26 | 2013-02-13 | 中国科学院上海微系统与信息技术研究所 | 一种利用cazac序列的ofdm系统时域同步方法 |
| CN105007145A (zh) * | 2014-04-16 | 2015-10-28 | 上海数字电视国家工程研究中心有限公司 | 前导符号的生成方法及频域ofdm符号的生成方法 |
| CN105359446A (zh) * | 2013-07-04 | 2016-02-24 | 索尼公司 | 具有嵌入签名序列的ofdm前导码中的隐式信令及循环前缀和后缀辅助签名检测 |
-
2016
- 2016-12-13 CN CN201611146428.2A patent/CN106453176B/zh active Active
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2456155A1 (en) * | 2007-01-05 | 2012-05-23 | LG Electronics Inc. | Method for setting cyclic shift considering frequency offset |
| CN102932307A (zh) * | 2012-10-26 | 2013-02-13 | 中国科学院上海微系统与信息技术研究所 | 一种利用cazac序列的ofdm系统时域同步方法 |
| CN105359446A (zh) * | 2013-07-04 | 2016-02-24 | 索尼公司 | 具有嵌入签名序列的ofdm前导码中的隐式信令及循环前缀和后缀辅助签名检测 |
| CN105007145A (zh) * | 2014-04-16 | 2015-10-28 | 上海数字电视国家工程研究中心有限公司 | 前导符号的生成方法及频域ofdm符号的生成方法 |
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| A Novel Data-Aided Joint Timing and Carrier Frequency Offset Estimation Based on Central Symmetry ZC Sequence in OFDM/OQAM Systems;Wang, J.等;《Wireless Pers Commun (2016)》;20161031;第90卷(第4期);第1619–1634页 * |
| LTE系统中互相关主同步理论研究;吴华 等;《计算机工程与应用》;20110131(第3期);第94-96页 * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN106453176A (zh) | 2017-02-22 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US10897744B2 (en) | Uplink synchronization timing deviation determination method and device | |
| CN104982015B (zh) | 用于LTE上行链路CoMP的频率误差修正的方法及设备 | |
| CN113765581B (zh) | 基于压缩感知与波束对齐的ris快时变信道估计方法 | |
| US10263748B2 (en) | Method and apparatus for transmitting uplink data and user equipment | |
| CN104125190A (zh) | 适于低信噪比信道环境的ofdm系统符号定时同步实现方法 | |
| CN105007146B (zh) | 物理帧中前导符号的生成方法 | |
| CN107370701A (zh) | 传输信号的方法、发送端和接收端 | |
| CN101534266A (zh) | 一种正交频分复用系统的信道估计方法和装置 | |
| CN106453176B (zh) | 一种频偏估计的方法、装置及系统 | |
| US10313173B2 (en) | Method and apparatus for performing sequence synchronization in mobile communication system | |
| CN101447962B (zh) | 同步信息的发送与接收方法及装置、同步系统 | |
| CN107222443A (zh) | 频域ofdm符号的生成方法 | |
| CN105024963A (zh) | 频域ofdm符号的生成方法及前导符号的生成方法 | |
| CN112714086A (zh) | 一种频偏估计方法及基站 | |
| JP2013535163A (ja) | シングルキャリア通信システムにおける送信信号生成装置および方法 | |
| CN109600334B (zh) | 带宽卫星通信系统ofdm同步方法、装置及可读存储介质 | |
| KR20060101850A (ko) | 직교주파수 다중분할 방식을 이용한 이동통신 시스템의주파수 동기화 방법 | |
| JP6220844B2 (ja) | Ｍｉｍｏ方式システムの試験装置および試験方法 | |
| CN104253771A (zh) | 多参数联合估计方法和装置 | |
| CN109691048A (zh) | 将发送数据格式化为帧结构的发送机和方法 | |
| CN103916348A (zh) | 相位偏移值、定时偏差、频率偏差的计算方法及系统 | |
| CN100355255C (zh) | 基于统计平均的大搜索范围ofdm系统载波同步方法 | |
| US9432226B2 (en) | Channel equalization method and apparatus, and receiver | |
| CN103095627A (zh) | 一种正交频分复用技术系统同步方法和电子设备 | |
| KR101501334B1 (ko) | Ofdm 시스템을 기반으로 하는 주파수 오차 추정 방법 및 그 장치 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |