CN106329575A - 一种数字化控制逆变器无线并联时精确锁相的方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种数字化控制逆变器无线并联时精确锁相的方法及系统。该方法包括：将逆变器的开关频率的两倍作为采样周期对网侧电压的瞬时值进行采样，并对同一个开关周期中的两个采样值做算术平均，得到第一输出电压；使用低通滤波器衰减所述第一输出电压中的低次谐波电压，得到第二输出电压；补偿由于所述算术平均和低通滤波过程所述第二输出电压相对于所述网侧电压滞后的相位角，得到第三输出电压；以所述第三输出电压作为逆变器锁相的相位基准，通过闭环调节使所述逆变器的输出电压与所述第三输出电压的相位重合。本发明解决了谐波电压的干扰的问题，实现逆变器输出电压与网侧电压之间的精确锁相。

Description

一种数字化控制逆变器无线并联时精确锁相的方法及系统

技术领域

本发明涉及控制技术领域，尤其涉及一种数字化控制逆变器无线并联时精确锁相的方法及系统。

背景技术

随着科技的发展，逆变器无线并联技术得到了进一步的发展，广泛应用于城市交通等领域，提高了供电的可靠性、稳定性、安全性，有很高的应用前景。

结合图1可知，在逆变器无线并联时，网侧电压是多个逆变器输出电压共同作用的结果，其中必然包含逆变器开关频率的谐波电压成分以及部分低次谐波成分。在大功率低开关频率逆变器的并联系统中，由于重量和成本的限制，逆变器输出滤波器的特征频率更接近于开关频率，导致滤波效果下降，输出电压和网侧电压中的谐波电压成分更多。这些谐波电压对基波电压造成了扰动，不利于逆变器输出电压跟踪并精准锁定网侧电压的基波电压相位，导致逆变器无线并联的性能下降甚至失败。因此，如何排除谐波电压的干扰，保证逆变器输出电压精确锁定网侧基波电压相位是逆变器之间无线并联成功与否的关键之一。

在现有技术中，对网侧电压U按照开关频率进行采样；用数字化低通滤波器Glpf(s)衰减U中的低次电压谐波，得到U2；U2向超前方向旋转角度θ，补偿由于低通滤波器Glpf(s)导致的U2相对于U的基波相位滞后，得到准确反映网侧电压基波瞬时电压和瞬时相位的U3；以U3作为逆变器锁相的相位基准，通过闭环调节，使逆变器的输出电压U_o与U3相位完全重合，实现锁相功能，如图2所示。

上述方案的缺点是：根据香农原理，按照开关频率进行采样仅能反映出二分之一开关频率以下信号的特征，无法采样到网侧电压U中存在的开关频率谐波电压。尽管低次谐波已经被滤除，但开关频率谐波电压仍然会对网侧电压基波的相位造成扰动，不利于逆变器输出电压U_o与网侧电压U精确锁相，导致逆变器无线并联的性能下降甚至失败。

综上所述，现有技术未完全消除开关频率谐波电压对精确锁相的不利影响，从而无法达到很好的控制效果。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的是提出一种数字化控制逆变器无线并联时精确锁相的方法及系统，以解决逆变器无线并联中无法实现逆变器输出电压与网侧电压精确锁相的问题。

为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

第一方面，本发明实施例提供了一种数字化控制逆变器无线并联时精确锁相的方法，包括：

将逆变器的开关频率的两倍作为采样周期对网侧电压的瞬时值进行采样，并对同一个开关周期中的两个采样值做算术平均，得到第一输出电压；

使用低通滤波器衰减所述第一输出电压中的低次谐波电压，得到第二输出电压；

补偿由于所述算术平均和低通滤波过程所述第二输出电压相对于所述网侧电压滞后的相位角，得到第三输出电压；

以所述第三输出电压作为逆变器锁相的相位基准，通过闭环调节使所述逆变器的输出电压与所述第三输出电压的相位重合。

第二方面，本发明实施例提供了一种数字化控制逆变器无线并联时精确锁相的系统，包括电压采样模块、谐波消除模块、低通滤波模块、滞后补偿模块和闭环调节模块；其中：

所述电压采样模块，用于将逆变器的开关频率的两倍作为采样周期对网侧电压的瞬时值进行采样；

所述谐波消除模块，用于对同一个开关周期中的两个采样值做算术平均，得到第一输出电压；

所述低通滤波模块，用于使用低通滤波器衰减所述第一输出电压中的低次谐波电压，得到第二输出电压；

所述滞后补偿模块，用于补偿由于所述算术平均和低通滤波过程所述第二输出电压相对于所述网侧电压滞后的相位角，得到第三输出电压；

所述闭环调节模块，用于以所述第三输出电压作为逆变器锁相的相位基准，通过闭环调节使所述逆变器的输出电压与所述第三输出电压的相位重合。

本发明的有益效果是：本发明提供的一种数字化控制逆变器无线并联时精确锁相的方法及系统，解决了消除谐波电压的干扰的问题，实现逆变器输出电压与网侧电压之间的精确锁相。

附图说明

下面将通过参照附图详细描述本发明的示例性实施例，使本领域的普通技术人员更清楚本发明的上述及其他特征和优点，附图中：

图1是现有技术的一种逆变器无线并联的示意图；

图2是现有技术的逆变器无线并联中锁相功能的流程示意图；

图3是本发明实施例一提供的一种数字化控制逆变器无线并联时精确锁相的方法的流程示意图；

图4是本发明实施例二提供的采样逆变器输出电压求算术平均的流程示意图；

图5是本发明实施例六提供的一种数字化控制逆变器无线并联时精确锁相的系统的结构框图。

具体实施方式

下面结合附图并通过具体实施方式来进一步说明本发明的技术方案。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本发明，而非对本发明的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与本发明相关的部分而非全部结构。

在更加详细地讨论示例性实施例之前应当提到的是，一些示例性实施例被描述成作为流程图描绘的处理或方法。虽然流程图将各步骤描述成顺序的处理，但是其中的许多步骤可以被并行地、并发地或者同时实施。此外，各步骤的顺序可以被重新安排。当其操作完成时所述处理可以被终止，但是还可以具有未包括在附图中的附加步骤。所述处理可以对应于方法、函数、规程、子例程、子程序等等。

实施例一

图3是本发明实施例一提供的一种数字化控制逆变器无线并联时精确锁相的方法的流程示意图。该方法适用于逆变器无线并联的情况，该方法可以由数字化控制逆变器无线并联时精确锁相的系统来执行。数字化控制逆变器无线并联时精确锁相的系统可以由软件和/或硬件的方式来实现。如图3所示，该方法包括：

步骤310、将逆变器的开关频率的两倍作为采样周期对网侧电压的瞬时值进行采样，并对同一个开关周期中的两个采样值做算术平均，得到第一输出电压。

步骤311、使用低通滤波器衰减第一输出电压中的低次谐波电压，得到第二输出电压。

步骤312、补偿由于算术平均和低通滤波过程第二输出电压相对于网侧电压滞后的相位角，得到第三输出电压。

步骤313、以第三输出电压作为逆变器锁相的相位基准，通过闭环调节使逆变器的输出电压与第三输出电压的相位重合。

逆变器是一种把直流电转化成交流电的变换器，逆变器的核心是逆变开关电路，简称逆变电路。在逆变电路中，开关频率是逆变器功率管通/断切换的频率。逆变器无线并联在一定程度上，提高了供电的可靠性。在逆变器并联过程中，必须保证各模块的输出电压幅值、频率、相位、波形和相序一致。在本实施例中，提供的一种数字化控制逆变器无线并联时精确锁相的方法。首先，将逆变器的开关频率的两倍作为采样周期对网侧电压U的瞬时值进行采样，并对同一个开关周期中的两个采样值做算术平均，得到输出电压U1，从而消除开关频率谐波电压对网侧电压U的影响；其次，使用低通滤波器衰减输出电压U1中的低次谐波电压，得到输出电压U2。在采样求均值的过程中，造成了输出电压U1相位滞后于网侧电压U相位；在低通滤波过程中，使得输出电压U2相位滞后于网侧电压U相位。为了使逆变器输出电压U_o与网侧电压U的精确锁相，对输出电压U2进行相位补偿，补偿由于算术平均和低通滤波过程输出电压U2相对于网侧电压U滞后的相位角。通过对输出电压U2进行相位补偿，得到理论上输出电压U3；以输出电压U3作为逆变器锁相的相位基准，通过闭环调节使逆变器的输出电压U_o与输出电压U3的相位重合，即实现逆变器输出电压U_o与网侧基波电压U的精确锁相。

实施例二

本实施例在以上实施例的基础上，对步骤310进行具体说明。图4是本发明实施例二提供的采样逆变器输出电压求算术平均值的流程示意图，如图所述，该方法包括：

步骤311、采集逆变器采样周期前半周期网侧电压的电压值。

步骤312、采集逆变器采样周期后半周期网侧电压的电压值。

步骤313、分别求网侧三相电压的算术平均值。

在本实施例中，将逆变器的开关频率的两倍作为采样周期对网侧电压U的瞬时值进行采样，每个周期中获得两个采样值，并对同一个开关周期中的两个采样值做算术平均，消除网侧电压U中开关频率谐波电压；下面分别对三相电压求算术平均：

$\left\{\begin{array}{c}U{1}_a=(U_{a1}+U_{a2})/2\\ U{1}_b=(U_{b1}+U_{b2})/2\\ U{1}_c=(U_{c1}+U_{c2})/2\end{array}\right.$

其中，U_a1、U_b1、U_c1是采样周期内前半周期的采样值；U_a2、U_b2、U_c2是采样周期内后半周期的采样值；U1_a、U1_b、U1_c是输出电压U1在三相静止坐标系上的三相电压。以其中一相电压为例，对求算术平均的原理进行具体说明：

其中，U_b是网侧电压的幅值，U_s是开关频率谐波电压的幅值，ω_b是网侧电压的角频率，ω_s是开关频率谐波电压的角频率，T_s是开关周期，是开关频率谐波电压相位角，U₁和U₂分别表示前半周期和后半周期的采样值，U1是U₁和U₂的算术平均值。

从计算公式可知，算术平均后U1中已经没有了开关频率谐波电压，因此，不再受到开关频率谐波电压的影响；但与此同时，算术平均后U1相对于网侧电压U相位滞后

实施例三

本实施例以上述任一实施例为基础进行优化，在本实施例中，将对使用低通滤波器衰减输出电压U1中的低次谐波电压进行具体说明。

低通滤波是一种过滤方式，通过设定特征频率值，低于特征频率的信号能正常通过，而超过特征频率的高频信号会被阻隔或者被减弱。

设U1_a、U1_b、U1_c是输出电压U1在三相静止坐标系上的三相电压；U1_α、U1_β是输出电压U1在两相静止坐标系上的两相电压；U2_α、U2_β是输出电压U2在两相静止坐标系上的两相电压；G_lpf(s)为低通滤波器电路对应的传递函数，下面是低通滤波器衰减U1中低次谐波电压的过程：

$\left\{\begin{array}{c}U{1}_{\mathrm{\α}}=1\×U{1}_a-\frac{1}{2}\×U{1}_b-\frac{1}{2}\×U{1}_c\\ U{1}_{\mathrm{\β}}=0\×U{1}_a+\frac{\sqrt{3}}{2}\×U{1}_b-\frac{\sqrt{3}}{2}\×U{1}_c\end{array}\right.$

$\left\{\begin{array}{c}U{2}_{\mathrm{\α}}=U{1}_{\mathrm{\α}}{G}_{lpf}\left(s\right)\\ U{2}_{\mathrm{\β}}=U{1}_{\mathrm{\β}}{G}_{lpf}\left(s\right)\end{array}\right.$

其中，G_lpf(s)用于衰减输入信号中包含的特征频率以上的电压信号。低通滤波器导致输出电压U2相位相对于网侧电压U相位滞后θ₂。

低通滤波器有很多种，其中，最通用有巴特沃斯滤波器和切比雪夫滤波器，在此不做具体限定。

实施例四

本实施例以上述任一实施例为基础进行优化，在本实施例中，对补偿由于算术平均和低通滤波过程输出电压U2相对于网侧电压U滞后的相位角θ进行详细描述。

由于算术平均过程，使输出电压U1相对于网侧电压U相位滞后θ₁；由于低通滤波过程，使输出电压U2相对于网侧电压U相位滞后θ₂，为了实现精确锁相，对输出电压的理论值进行补偿计算。

按照如下公式补偿由于算术平均和低通滤波过程输出电压U2相对于网侧电压U滞后的相位角θ，得到输出电压U3：

$\left\{\begin{array}{c}U{3}_{\mathrm{\α}}=U{2}_{\mathrm{\α}}cos\mathrm{\θ}-U{2}_{\mathrm{\β}}sin\mathrm{\θ}\\ U{3}_{\mathrm{\β}}=U{2}_{\mathrm{\α}}sin\mathrm{\θ}+U{2}_{\mathrm{\β}}cos\mathrm{\θ}\end{array}\right.$

其中，θ＝θ₁+θ₂，U2_α、U2_β是输出电压U2在两相静止坐标系上的两相电压；U3_α、U3_β是输出电压U3在两相静止坐标系上的两相电压；θ是输出电压U2相对于网侧电压U滞后的向量角。

实施例五

本实施例以上述任一实施例为基础进行优化，在本实施例中，以输出电压U3作为逆变器锁相的相位基准，通过闭环调节使逆变器的输出电压U_o与输出电压U3的相位重合，包括：

按照如下公式确定逆变器的输出电压U2和输出电压U3在两相静止坐标系上的夹角：

Δφ≈sinφ∝-U_oβU3_α+U_oαU3_β；

其中，Δφ≈sinφ为逆变器的输出电压U_o和输出电压U3在两相静止坐标系上的夹角；U_oα、U_oβ是逆变器的输出电压U_o在两相静止坐标系上的两相电压；U3_α、U3_β是输出电压U3在两相静止坐标系上的两相电压；

当Δφ≈sinφ≠0时，按照如下公式计算需要调节的逆变器的输出电压的角频率：Δω＝ΔφG_c(s)；其中，G_c(s)为比例积分控制电路对应的传递函数；

当Δφ≈sinφ>0时，逆变器的输出电压U_o的相位滞后于输出电压U3的相位，按照计算结果提高逆变器的输出电压U的角频率；当Δφ≈sinφ<0时，逆变器的输出电压U_o的相位超前于输出电压U3的相位，按照计算结果降低逆变器的输出电压U_o的角频率；直至Δφ≈sinφ＝0，逆变器的输出电压U_o与输出电压U3的相位重合。

实施例六

图5是本发明实施例六提供的一种数字化控制逆变器无线并联时精确锁相的系统的结构框图，如图5所示，该系统包括：电压采样模块501、谐波消除模块502、低通滤波模块503、滞后补偿模块504和闭环调节模块505；其中：

电压采样模块501，用于将逆变器的开关频率的两倍作为采样周期对网侧电压的瞬时值进行采样；谐波消除模块502，用于对同一个开关周期中的两个采样值做算术平均，得到第一输出电压；低通滤波模块503，用于使用低通滤波器衰减第一输出电压中的低次谐波电压，得到第二输出电压；滞后补偿模块504，用于补偿由于算术平均和低通滤波过程第二输出电压相对于网侧电压滞后的相位角，得到第三输出电压；闭环调节模块505，用于以第三输出电压作为逆变器锁相的相位基准，通过闭环调节使逆变器的输出电压与第三输出电压的相位重合。

电压采样模块501，用于采集网侧电压U的瞬时值，采样周期为两倍的逆变器开关频率，一个采样周期采集到两个电压值；采样的过程中，可以采用电压数据采集器或者AD转换器进行电压数据采集。谐波消除模块502，用于消除开关频率谐波电压；在采样的过程中，开关导通与关断，会产生电磁干扰，使输出电压产生波动，为了消除开关频率谐波电压的影响，将一个采样周期内的两个采样值做算术平均。低通滤波模块503，用于消失输出电压中低次谐波电压的干扰，采用低通滤波器滤除低次谐波分量。滞后补偿模块504，用于补偿谐波消除模块和低通滤波模块在信号处理中滞后于网侧电压U的相位角，得到输出电压理论值U3。闭环调节模块505，用于对逆变器输出电压U2进行调节，达到与输出电压理论值U3的同相位、同电压幅值、同频率、同波形，从而实现逆变器输出电压U_o与网侧电压U的精确锁相。

实施例七

本实施例以上述任一实施例为基础进行优化，在本实施例中，对谐波消除模块502进行具体说明，谐波消除模块502主要用于消除开关频率谐波电压。

按照如下公式对同一个开关周期中的两个采样值做算术平均，得到输出电压U1：

$\left\{\begin{array}{c}U{1}_a=(U_{a1}+U_{a2})/2\\ U{1}_b=(U_{b1}+U_{b2})/2\\ U{1}_c=(U_{c1}+U_{c2})/2\end{array}\right.$

其中，U_a1、U_b1、U_c1是采样周期内前半周期的采样值；U_a2、U_b2、U_c2是采样周期内后半周期的采样值；U1_a、U1_b、U1_c是输出电压U1在三相静止坐标系上的三相电压。

通过计算同一个采样周期中采样电压平均值，能够消除开关频率谐波电压的影响，但与此同时，算术平均后U1相对于网侧电压U相位滞后。因此，需要对输出电压U1进行相位补偿。

实施例八

本实施例以上述任一实施例为基础进行优化，在本实施例中，对低通滤波模块503进行具体说明，低通滤波模块503主要用于消除输出电压中低次谐波电压的影响。

按照如下公式使用低通滤波器衰减输出电压U1中的低次谐波电压，得到输出电压U2：

$\left\{\begin{array}{c}U{1}_{\mathrm{\&alpha;}}=1\&times;U{1}_a-\frac{1}{2}\&times;U{1}_b-\frac{1}{2}\&times;U{1}_c\\ U{1}_{\mathrm{\&beta;}}=0\&times;U{1}_a+\frac{\sqrt{3}}{2}\&times;U{1}_b-\frac{\sqrt{3}}{2}\&times;U{1}_c\end{array}\right.$

$\left\{\begin{array}{c}U{2}_{\mathrm{\&alpha;}}=U{1}_{\mathrm{\&alpha;}}{G}_{lpf}\left(s\right)\\ U{2}_{\mathrm{\&beta;}}=U{1}_{\mathrm{\&beta;}}{G}_{lpf}\left(s\right)\end{array}\right.$

其中，U1_a、U1_b、U1_c是输出电压U1在三相静止坐标系上的三相电压；U1_α、U1_β是输出电压U1在两相静止坐标系上的两相电压；U2_α、U2_β是输出电压U2在两相静止坐标系上的两相电压；G_lpf(s)为低通滤波器电路对应的传递函数，用于衰减输入信号中包含的特征频率以上的信号。

在低通滤波过程中，造成了输出电压U2滞后于网侧电压U，因此，需要对输出电压U2进行相位补偿。

实施例九

本实施例以上述任一实施例为基础进行优化，在本实施例中，对滞后补偿模块504进行具体说明，滞后补偿模块504主要用于补偿输出电压滞后的相位角。

按照如下公式补偿由于算术平均和低通滤波过程输出电压U2相对于网侧电压滞后的相位角，得到输出电压U3：

$\left\{\begin{array}{c}U{3}_{\mathrm{\&alpha;}}=U{2}_{\mathrm{\&alpha;}}cos\mathrm{\&theta;}-U{2}_{\mathrm{\&beta;}}sin\mathrm{\&theta;}\\ U{3}_{\mathrm{\&beta;}}=U{2}_{\mathrm{\&alpha;}}sin\mathrm{\&theta;}+U{2}_{\mathrm{\&beta;}}cos\mathrm{\&theta;}\end{array}\right.$

其中，θ＝θ₁+θ₂，U2_α、U2_β是输出电压U2在两相静止坐标系上的两相电压；U3_α、U3_β是输出电压U3在两相静止坐标系上的两相电压；θ是输出电压U2相对于网侧电压U滞后的向量角，θ₁是算术平均中的滞后角，θ₂是低通滤波中的滞后角。

通过补偿输出电压的相位角，使输出电压理论值U3的相位与网侧电压U相同，为闭环调节模块提供相位基准。

实施例十

本实施例以上任一实施例为基础进行优化，在本实施例中，对闭环调节模块505进行具体说明，闭环调节模块505主要用于调节输出电压，实现逆变器输出电压U_o与网侧电压U的精准锁相。下面是以输出电压理论值U3作为相位基准，进行闭环调节。

按照如下公式确定逆变器的输出电压U_o和输出电压U3在两相静止坐标系上的夹角：

Δφ≈sinφ∝-U_oβU3_α+U_oαU3_β；

其中，Δφ≈sinφ为逆变器的输出电压U_o和输出电压U3在两相静止坐标系上的夹角；U_oα、U_oβ是输出电压U_o在两相静止坐标系上的两相电压；U3_α、U3_β是输出电压U3在两相静止坐标系上的两相电压；

当Δφ≈sinφ≠0时，按照如下公式计算需要调节的逆变器的输出电压的角频率：Δω＝ΔφG_c(s)；其中，G_c(s)为比例积分控制电路对应的传递函数；

当Δφ≈sinφ>0时，逆变器的输出电压U_o的相位滞后于输出电压U3的相位，按照计算结果提高逆变器的输出电压U_o的角频率；当Δφ≈sinφ<0时，逆变器的输出电压U_o的相位超前于输出电压U3的相位，按照计算结果降低逆变器的输出电压U_o的角频率；直至Δφ≈sinφ＝0，逆变器的输出电压U_o与输出电压U3的相位重合。

注意，上述仅为本发明的较佳实施例及所运用技术原理。本领域技术人员会理解，本发明不限于这里所述的特定实施例，对本领域技术人员来说能够进行各种明显的变化、重新调整和替代而不会脱离本发明的保护范围。因此，虽然通过以上实施例对本发明进行了较为详细的说明，但是本发明不仅仅限于以上实施例，在不脱离本发明构思的情况下，还可以包括更多其他等效实施例，而本发明的范围由所附的权利要求范围决定。

Claims (10)

1.一种数字化控制逆变器无线并联时精确锁相的方法，其特征在于，包括：

将逆变器的开关频率的两倍作为采样周期对网侧电压的瞬时值进行采样，并对同一个开关周期中的两个采样值做算术平均，得到第一输出电压；

使用低通滤波器衰减所述第一输出电压中的低次谐波电压，得到第二输出电压；

补偿由于所述算术平均和低通滤波过程所述第二输出电压相对于所述网侧电压滞后的相位角，得到第三输出电压；

以所述第三输出电压作为逆变器锁相的相位基准，通过闭环调节使所述逆变器的输出电压与所述第三输出电压的相位重合。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对同一个开关周期中的两个采样值做算术平均，得到第一输出电压，包括：

按照如下公式对同一个开关周期中的两个采样值做算术平均，得到第一输出电压：

$\left\{\begin{array}{c}U{1}_a=(U_{a1}+U_{a2})/2\\ U{1}_b=(U_{b1}+U_{b2})/2\\ U{1}_c=(U_{c1}+U_{c2})/2\end{array}\right.$

其中，U_a1、U_b1、U_c1是所述采样周期内前半周期的采样值；

U_a2、U_b2、U_c2是所述采样周期内后半周期的采样值；

U1_a、U1_b、U1_c是所述第一输出电压在三相静止坐标系上的三相电压。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述使用低通滤波器衰减所述第一输出电压中的低次谐波电压，得到第二输出电压，包括：

按照如下公式使用低通滤波器衰减所述第一输出电压中的低次谐波电压，得到第二输出电压：

$\left\{\begin{array}{c}U{1}_{\mathrm{\&alpha;}}=1\&times;U{1}_a-\frac{1}{2}\&times;U{1}_b-\frac{1}{2}\&times;U{1}_c\\ U{1}_{\mathrm{\&beta;}}=0\&times;U{1}_a+\frac{\sqrt{3}}{2}\&times;U{1}_b-\frac{\sqrt{3}}{2}\&times;U{1}_c\end{array}\right.$

$\left\{\begin{array}{c}U{2}_{\mathrm{\&alpha;}}=U{1}_{\mathrm{\&alpha;}}{G}_{lpf}\left(s\right)\\ U{2}_{\mathrm{\&beta;}}=U{1}_{\mathrm{\&beta;}}{G}_{lpf}\left(s\right)\end{array}\right.$

其中，U1_a、U1_b、U1_c是所述第一输出电压在所述三相静止坐标系上的三相电压；U1_α、U1_β是所述第一输出电压在两相静止坐标系上的两相电压；U2_α、U2_β是所述第二输出电压在所述两相静止坐标系上的两相电压；G_lpf(s)为所述低通滤波器电路对应的传递函数，用于衰减输入信号中包含的特征频率以上的信号。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述补偿由于所述算术平均和低通滤波过程所述第二输出电压相对于所述网侧电压滞后的相位角，得到第三输出电压，包括：

按照如下公式补偿由于所述算术平均和低通滤波过程所述第二输出电压相对于所述网侧电压滞后的相位角，得到第三输出电压：

$\left\{\begin{array}{c}U{3}_{\mathrm{\&alpha;}}=U{2}_{\mathrm{\&alpha;}}cos\mathrm{\&theta;}-U{2}_{\mathrm{\&beta;}}sin\mathrm{\&theta;}\\ U{3}_{\mathrm{\&beta;}}=U{2}_{\mathrm{\&alpha;}}sin\mathrm{\&theta;}+U{2}_{\mathrm{\&beta;}}cos\mathrm{\&theta;}\end{array}\right.$

其中，U2_α、U2_β是所述第二输出电压在所述两相静止坐标系上的两相电压；U3_α、U3_β是所述第三输出电压在所述两相静止坐标系上的两相电压；θ是所述第二输出电压相对于所述网侧电压滞后的向量角，包括：所述算术平均中的滞后角和所述低通滤波中的滞后角。

5.根据权利要求1-4中任一项所述的方法，其特征在于，所述以所述第三输出电压作为逆变器锁相的相位基准，通过闭环调节使所述逆变器的输出电压与所述第三输出电压的相位重合，包括：

按照如下公式确定所述逆变器的输出电压和所述第三输出电压在两相静止坐标系上的夹角：

Δφ≈sinφ∝-U_oβU3_α+U_oαU3_β；

其中，Δφ≈sinφ为所述逆变器的输出电压和所述第三输出电压在所述两相静止坐标系上的夹角；U_oα、U_oβ是所述逆变器的输出电压在所述两相静止坐标系上的两相电压；U3_α、U3_β是所述第三输出电压在两相静止坐标系上的两相电压；

当Δφ≈sinφ≠0时，按照如下公式计算需要调节的所述逆变器的输出电压的角频率：Δω＝ΔφG_c(s)；其中，G_c(s)为比例积分控制电路对应的传递函数；

当Δφ≈sinφ>0时，所述逆变器的输出电压的相位滞后于所述第三输出电压的相位，按照计算结果提高所述逆变器的输出电压的角频率；当Δφ≈sinφ<0时，所述逆变器的输出电压的相位超前于所述第三输出电压的相位，按照计算结果降低所述逆变器的输出电压的角频率；直至Δφ≈sinφ＝0，所述逆变器的输出电压与所述第三输出电压的相位重合。

6.一种数字化控制逆变器无线并联时精确锁相的系统，其特征在于，包括电压采样模块、谐波消除模块、低通滤波模块、滞后补偿模块和闭环调节模块；其中：

所述电压采样模块，用于将逆变器的开关频率的两倍作为采样周期对网侧电压的瞬时值进行采样；

所述谐波消除模块，用于对同一个开关周期中的两个采样值做算术平均，得到第一输出电压；

所述低通滤波模块，用于使用低通滤波器衰减所述第一输出电压中的低次谐波电压，得到第二输出电压；

所述滞后补偿模块，用于补偿由于所述算术平均和低通滤波过程所述第二输出电压相对于所述网侧电压滞后的相位角，得到第三输出电压；

所述闭环调节模块，用于以所述第三输出电压作为逆变器锁相的相位基准，通过闭环调节使所述逆变器的输出电压与所述第三输出电压的相位重合。

7.根据权利要求6中所述的系统，其特征在于，所述谐波消除模块具体用于：

按照如下公式对同一个开关周期中的两个采样值做算术平均，得到第一输出电压：

$\left\{\begin{array}{c}U{1}_a=(U_{a1}+U_{a2})/2\\ U{1}_b=(U_{b1}+U_{b2})/2\\ U{1}_c=(U_{c1}+U_{c2})/2\end{array}\right.$

其中，U_a1、U_b1、U_c1是所述采样周期内前半周期的采样值；

U_a2、U_b2、U_c2是所述采样周期内后半周期的采样值；

U1_a、U1_b、U1_c是所述第一输出电压在三相静止坐标系上的三相电压。

8.根据权利要求6中所述的系统，其特征在于，所述低通滤波模块具体用于：

按照如下公式使用低通滤波器衰减所述第一输出电压中的低次谐波电压，得到第二输出电压：

$\left\{\begin{array}{c}U{1}_{\mathrm{\&alpha;}}=1\&times;U{1}_a-\frac{1}{2}\&times;U{1}_b-\frac{1}{2}\&times;U{1}_c\\ U{1}_{\mathrm{\&beta;}}=0\&times;U{1}_a+\frac{\sqrt{3}}{2}\&times;U{1}_b-\frac{\sqrt{3}}{2}\&times;U{1}_c\end{array}\right.$

$\left\{\begin{array}{c}U{2}_{\mathrm{\&alpha;}}=U{1}_{\mathrm{\&alpha;}}{G}_{lpf}\left(s\right)\\ U{2}_{\mathrm{\&beta;}}=U{1}_{\mathrm{\&beta;}}{G}_{lpf}\left(s\right)\end{array}\right.$

其中，U1_a、U1_b、U1_c是所述第一输出电压在所述三相静止坐标系上的三相电压；U1_α、U1_β是所述第一输出电压在两相静止坐标系上的两相电压；U2_α、U2_β是所述第二输出电压在所述两相静止坐标系上的两相电压；G_lpf(s)为所述低通滤波器电路对应的传递函数，用于衰减输入信号中包含的特征频率以上的信号。

9.根据权利要求6中所述的系统，其特征在于，所述滞后补偿模块具体用于：

按照如下公式补偿由于所述算术平均和低通滤波过程所述第二输出电压相对于所述网侧电压滞后的相位角，得到第三输出电压：

$\left\{\begin{array}{c}U{3}_{\mathrm{\&alpha;}}=U{2}_{\mathrm{\&alpha;}}cos\mathrm{\&theta;}-U{2}_{\mathrm{\&beta;}}sin\mathrm{\&theta;}\\ U{3}_{\mathrm{\&beta;}}=U{2}_{\mathrm{\&alpha;}}sin\mathrm{\&theta;}+U{2}_{\mathrm{\&beta;}}cos\mathrm{\&theta;}\end{array}\right.$

其中，U2_α、U2_β是所述第二输出电压在所述两相静止坐标系上的两相电压；U3_α、U3_β是所述第三输出电压在所述两相静止坐标系上的两相电压；θ是所述第二输出电压相对于所述网侧电压滞后的向量角，包括：所述算术平均中的滞后角和所述低通滤波中的滞后角。

10.根据权利要求6-9任一项所述的系统，其特征在于，所述闭环调节模块具体用于：

按照如下公式确定所述逆变器的输出电压和所述第三输出电压在两相静止坐标系上的夹角：

Δφ≈sinφ∝-U_oβU3_α+U_oαU3_β；

其中，Δφ≈sinφ为所述逆变器的输出电压和所述第三输出电压在所述两相静止坐标系上的夹角；U_oα、U_oβ是所述逆变器的输出电压在所述两相静止坐标系上的两相电压；U3_α、U3_β是所述第三输出电压在两相静止坐标系上的两相电压；

当Δφ≈sinφ≠0时，按照如下公式计算需要调节的所述逆变器的输出电压的角频率：Δω＝ΔφG_c(s)；其中，G_c(s)为比例积分控制电路对应的传递函数；

当Δφ≈sinφ>0时，所述逆变器的输出电压的相位滞后于所述第三输出电压的相位，按照计算结果提高所述逆变器的输出电压的角频率；当Δφ≈sinφ<0时，所述逆变器的输出电压的相位超前于所述第三输出电压的相位，按照计算结果降低所述逆变器的输出电压的角频率；直至Δφ≈sinφ＝0，所述逆变器的输出电压与所述第三输出电压的相位重合。