CN106230573A - 一种基于序列设计的tdcs多址接入改进方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于基于序列设计的变换域通信系统(TDCS,Transform Domain Communication System)的改进方案，引入良好相关特性序列和扩频结构，特别适用于需要满足海量用户的多址接入系统中。本发明提出一种基于序列设计的、能够提高多址接入能力的TDCS系统改进方法，在保持上述优势的条件下，采用直接针对周期相关特性进行优化的良好相关序列，命名为最小化周期集成旁瓣序列(Minimizer for Periodic Integrated Sidelobe Level，MIPSL)，作为初始相位序列，然后通过与扩频序列逐元素相乘扩展成序列集合，再分配给不同的用户。

Description

一种基于序列设计的TDCS多址接入改进方法

技术领域

本发明属于基于序列设计的变换域通信系统(TDCS,Transform DomainCommunication System)的改进方案，引入良好相关特性序列和扩频结构，特别适用于需要满足海量用户的多址接入系统中。

背景技术

众所周知，无线频谱是无线电通信中宝贵的自然资源，一般采用固定分配的方式，由政府机关授权使用。由于通信行业的迅速发展，无线频谱资源贫乏的问题日益严重，然而，大多数频段的频谱并没有被充分使用。这就造成了一些频带大部分时间内并没有被任何用户使用，而其他频带使用竞争则相对很激烈。为了解决上述问题，提出了认知无线电技术，变换域通信系统TDCS以其灵活的频谱利用、独特的抗干扰及低截获特性,被视为认知无线电中一项潜在的候选技术。

基于认知无线电架构的TDCS系统的核心思想是，首先利用频谱感知模块扫描外部的电磁环境，并通过频谱判决模块筛选出空闲的频谱资源，然后在空闲频谱资源上分配伪随机多相序列进行频域软扩频。一方面，系统的频谱感知模块能够实时扫频，从而得到能够动态适应外界电磁环境变化的频谱效用序列，在提高频谱利用率的同时，主动避开了信号干扰；另一方面，由于循环码移位键控(Cyclic Code Shift Keying，CCSK)调制仅仅改变伪随机频谱效用序列中每个元素的相位特性，因此调制后的数据仍然具有平坦的功率谱特征，具有低捕获概率。

发明内容

本发明的目的是提出一种基于序列设计的、能够提高多址接入能力的TDCS系统改进方法。在具备上述优点的同时，TDCS也存在问题，在多址接入中，TDCS将不同的随机相位序列分配给不同的用户，这就要求分配的随机相位序列之间既要满足类似冲激的自相关性能，又要具备良好的互相关特性，这种方法实现起来比较复杂。本发明提出了基于序列设计的变换域通信系统，在保持上述优势的条件下，采用直接针对周期相关特性进行优化的良好相关序列，命名为最小化周期集成旁瓣序列(Minimizer for Periodic IntegratedSidelobe Level，MIPSL)，作为初始相位序列，然后通过与扩频序列逐元素相乘扩展成序列集合，再分配给不同的用户。

传统TDCS的发送机、接收机框图分别如图1、图2所示。在改进方案中，设子载波数目为N，CCSK调制阶数为M_ary，用户数为U，采用的扩频序列为发送端结构示意图如图3所示，一种基于序列设计的TDCS多址接入改进方法具体如下：

1)频谱感知模块将整个信号带宽分成N个子载波，然后根据预设定门限确定所有子载波的可用性，即如果该子载波功率谱幅度超过门限值，则认为该子载波已经被占用，并将其标记为0；如果该子载波功率谱幅度没有超过门限值，则认为该子载波未被占用，并将其标记为1。设得到的频谱效用序列均为A＝[A₀,A₁,…,A_k,…,A_N-1]。

2)采用迭代算法产生具备良好相关性能的MIPSL序列步骤如下：

a)初始化令其中为在[0,2π]均匀分布的随机变量；

b)计算的FFT值得到其相位值：

ψ_p＝arg(X_p),p＝0,…,N-1(1)

c)计算的IFFT值则更新后的为：

$e^{{\mathrm{j\θ}}_n}=e^{j\arg \left(z_n\right)},n=0,...,N-1---\left(2\right)$

d)重复步骤b)和c)，直到满足预设的停止条件，即更新前后序列差的范数小于阈值。

3)将MIPSL序列与第i个用户的扩频序列相乘，得到扩频相位序列：

${\left\{e^{{\mathrm{jm}}_k^{\left(i\right)}}\right\}}_{k=0}^{N-1}=S^{\left(i\right)}\·e^{{\mathrm{j\θ}}_k}=\[s_0^{\left(i\right)}{e}^{{\mathrm{j\θ}}_0},s_1^{\left(i\right)}{e}^{{\mathrm{j\θ}}_1},...,s_{N-1}^{\left(i\right)}{e}^{{\mathrm{j\θ}}_{N-1}}\]---\left(3\right)$

4)将扩频随机序列与频谱效用序列A进行逐元素相乘，得到基础调制波形(Fundamental Modulation Waveform，FMW)频域表达式：

$\begin{array}{c}{B}^{\left(i\right)}=\[B_0^{\left(i\right)},B_1^{\left(i\right)},\mathrm{...},B_k^{\left(i\right)},\mathrm{...},B_{N-1}^{\left(i\right)}\]\\ B_k^{\left(i\right)}=A_k{e}^{{\mathrm{jm}}_k^{\left(i\right)}},k=0,1,...,N-1\end{array}---\left(4\right)$

逐元素乘法的目的是为了给每个可用频点加载一个随机相位，以便于系统抗截获特性的实现。

5)将频域序列B⁽ⁱ⁾进行逆傅里叶变换得到时域序列b⁽ⁱ⁾，即：

$b^{\left(i\right)}=\[b_0^{\left(i\right)},b_1^{\left(i\right)},\mathrm{...},b_{N-1}^{\left(i\right)}\]=IFFT\left\{B^{\left(i\right)}\right\}\⇔b_n^{\left(i\right)}=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{B}_k^{\left(i\right)}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}kn}{N}}=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{A}_k{e}^{{\mathrm{jm}}_k^{\left(i\right)}}{e}^{\frac{j2\mathrm{\π}kn}{N}}---\left(5\right)$

再乘以归一化因子ε_s为发射一个码元所需要的能量，N_A为频谱效用序列中“1”的个数。

6)接下来为CCSK调制，设log₂M_ary比特数据转换为十进制数D_i，则最终的时域表达式为：

$x^{\left(i\right)}\[n\]=\mathrm{\λ}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{A}_k{e}^{j\frac{2{\mathrm{\πm}}_k^{\left(i\right)}}{M}}{e}^{-j\frac{2{\mathrm{\πD}}_{i}k}{M\_ary}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}kn}{N}},n=0,1,...,N-1---\left(6\right)$

7)将上述发送信号通过天线模块发送出去，即完成了发送端工作。

接收端的数据处理过程如图4所示，具体步骤如下：

1)首先对经过信道作用的到达信号进行接收，并完成信道估计。设通过信道均衡技术来弥补信道带来的失真后的输出结果为：

$r=\[r_0,r_1,...,r_{N-1}\]=\underset{i=1}{\overset{U}{\Σ}}{x}^{\left(i\right)}\[n\]+e\[n\]=x^{\left(j\right)}\[n\]+\underset{i\≠j}{\overset{N_t}{\underset{i=1}{\Σ}}}{x}^{\left(i\right)}\[n\]+e\[n\]---\left(7\right)$

式中，e[n]为高斯白噪声，第一项x^(j)[n]为期望信号。

2)将信号通过一个FFT模块，得到频域接收信号FFT(r)。

3)与发送端同步，令MIPSL序列与已知的扩频序列点乘，得到相应的基础调制波形B^(j)，取共轭，并与逐项相乘，消除随机相位；同时，由于扩频相位序列间的良好互相关性，在此抵消了其他用户对期望用户的影响。

4)将上述结果通过一个IFFT模块，得到时域的矢量y，用于检测判决：

y＝[y₀,y₁,…,y_N-1]＝IFFT{FFT(r)×(B^(j))^*} (8)

其第p项元素为：

$y_p={\mathrm{\λA}}_k^2\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{e}^{-j\frac{2{\mathrm{\πD}}_{j}k}{M\_ary}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}kp}{N}}---\left(9\right)$

根据FFT变换的性质可知，其在时域的波形类似冲激函数。

5)在解调检测模块中，取y的实部，找到最大值的下标即为估计的数据D；

6)将D反映射，得到log₂M_ary位比特数据，即完成了判决解调。

本发明的有益效果是：

本发明是在传统的TDCS系统上提出的一种基于序列设计的可提高多址接入能力的改进方案。该方法是在传统的变换域通信系统基础上，发送端采用直接针对周期相关特性进行优化的良好相关序列(MIPSL)作为原始相位序列，然后通过与扩频序列逐元素相乘扩展成序列集合，再分配给不同的用户。在接收端，本地同步产生相应的扩频相位序列，降低用户间干扰。该发明引入序列设计算法和扩频架构，能够在保持系统自身优势的前提下，有效地提高多址接入能力，适用于大量用户的通信场景。

附图说明

图1为传统TDCS系统发送端结构示意图。

图2为传统TDCS系统接收端结构示意图。

图3为本发明的基于序列设计的TDCS系统发送端结构示意图。

图4为本发明的基于序列设计的TDCS系统接收端结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图，对本发明作进一步地详细描述。

在发送端，首先生成原始随机相位序列，然后通过扩频扩展成一组序列集合，同时感知周围的电磁环境得到一组频率能效序列，这组序列将被占用频段设为0，故能够主动避开干扰频段。按照上述内容介绍的方法产生所需的随机相位，与频谱能效序列相乘，再经过缩放和IFFT即可得到所需的基础调制波形FMW；然后再利用CCSK方式将数据调制到FMW上，最后通过发射模块将生成的信号发射出去。

在接收端，首先进行常规的接收，同时完成信道估计和均衡，然后将均衡后的信号由FFT变换到频域；同时，与发送端同步生成本地FMW，将变换后的频域信号与本地FMW序列的共轭逐点相乘，并反变换到时域，这就得到了用于检测判决的时域矢量。对此时域矢量进行取实操作，检测其最大值的位置即是估计值，再反映射成log₂M_ary比特数据，就完成了接收端的处理。

一种基于序列设计的TDCS多址接入改进方法具体如下：

1)频谱感知模块将整个信号带宽分成N个子载波，然后根据预设定门限确定所有子载波的可用性，即如果该子载波功率谱幅度超过门限值，则认为该子载波已经被占用，并将其标记为0；如果该子载波功率谱幅度没有超过门限值，则认为该子载波未被占用，并将其标记为1。设得到的频谱效用序列均为A＝[A₀,A₁,…,A_k,…,A_N-1]。

2)采用迭代算法产生具备良好相关性能的MIPSL序列步骤如下：

a)初始化令其中为在[0,2π]均匀分布的随机变量；

b)计算的FFT值得到其相位值：

ψ_p＝arg(X_p),p＝0,…,N-1(10)

c)计算的IFFT值则更新后的为：

$e^{{\mathrm{j\θ}}_n}=e^{j\arg \left(z_n\right)},n=0,...,N-1---\left(11\right)$

d)重复步骤b)和c)，直到满足预设的停止条件，即更新前后序列差的范数小于阈值。

3)将MIPSL序列与第i个用户的扩频序列相乘，得到扩频相位序列：

${\left\{e^{{\mathrm{jm}}_k^{\left(i\right)}}\right\}}_{k=0}^{N-1}=S^{\left(i\right)}\·e^{{\mathrm{j\θ}}_k}=\[s_0^{\left(i\right)}{e}^{{\mathrm{j\θ}}_0},s_1^{\left(i\right)}{e}^{{\mathrm{j\θ}}_1},...,s_{N-1}^{\left(i\right)}{e}^{{\mathrm{j\θ}}_{N-1}}\]---\left(12\right)$

4)将扩频随机序列与频谱效用序列A进行逐元素相乘，得到基础调制波形(Fundamental Modulation Waveform，FMW)频域表达式：

$\begin{array}{c}{B}^{\left(i\right)}=\[B_0^{\left(i\right)},B_1^{\left(i\right)},\mathrm{...},B_k^{\left(i\right)},\mathrm{...},B_{N-1}^{\left(i\right)}\]\\ B_k^{\left(i\right)}=A_k{e}^{{\mathrm{jm}}_k^{\left(i\right)}},k=0,1,...,N-1\end{array}---\left(13\right)$

逐元素乘法的目的是为了给每个可用频点加载一个随机相位，以便于系统抗截获特性的实现。

5)将频域序列B⁽ⁱ⁾进行逆傅里叶变换得到时域序列b⁽ⁱ⁾，即：

$b^{\left(i\right)}=\[b_0^{\left(i\right)},b_1^{\left(i\right)},\mathrm{...},b_{N-1}^{\left(i\right)}\]=IFFT\left\{B^{\left(i\right)}\right\}\⇔b_n^{\left(i\right)}=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{B}_k^{\left(i\right)}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}kn}{N}}=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{A}_k{e}^{{\mathrm{jm}}_k^{\left(i\right)}}{e}^{\frac{j2\mathrm{\π}kn}{N}}---\left(14\right)$

再乘以归一化因子ε_s为发射一个码元所需要的能量，N_A为频谱效用序列中“1”的个数。

6)接下来为CCSK调制，设log₂M_ary比特数据转换为十进制数D_i，则最终的时域表达式为：

$x^{\left(i\right)}\[n\]=\mathrm{\λ}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{A}_k{e}^{j\frac{2{\mathrm{\πm}}_k^{\left(i\right)}}{M}}{e}^{-j\frac{2{\mathrm{\πD}}_{i}k}{M\_ary}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}kn}{N}},n=0,1,...,N-1---\left(15\right)$

7)将上述发送信号通过天线模块发送出去，即完成了发送端工作。

接收端的数据处理过程如图4所示，具体步骤如下：

1)首先对经过信道作用的到达信号进行接收，并完成信道估计。设通过信道均衡技术来弥补信道带来的失真后的输出结果为：

$r=\[r_0,r_1,...,r_{N-1}\]=\underset{i=1}{\overset{U}{\Σ}}{x}^{\left(i\right)}\[n\]+e\[n\]=x^{\left(j\right)}\[n\]+\underset{i\≠j}{\overset{N_t}{\underset{i=1}{\Σ}}}{x}^{\left(i\right)}\[n\]+e\[n\]---\left(16\right)$

式中，e[n]为高斯白噪声，第一项x^(j)[n]为期望信号。

2)将信号通过一个FFT模块，得到频域接收信号FFT(r)。

3)与发送端同步，令MIPSL序列与已知的扩频序列点乘，得到相应的基础调制波形B^(j)，取共轭，并与逐项相乘，消除随机相位；同时，由于扩频相位序列间的良好互相关性，在此抵消了其他用户对期望用户的影响。

4)将上述结果通过一个IFFT模块，得到时域的矢量y，用于检测判决：

y＝[y₀,y₁,…,y_N-1]＝IFFT{FFT(r)×(B^(j))^*} (17)

其第p项元素为：

$y_p={\mathrm{\λA}}_k^2\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{e}^{-j\frac{2{\mathrm{\πD}}_{j}k}{M\_ary}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}kp}{N}}---\left(18\right)$

根据FFT变换的性质可知，其在时域的波形类似冲激函数。

5)在解调检测模块中，取y的实部，找到最大值的下标即为估计的数据

6)将反映射，得到log₂M_ary位比特数据，即完成了判决解调。

Claims (1)

1.一种基于序列设计的TDCS多址接入改进方法，其特征在于，具体如下：

发送端：

1)频谱感知模块将整个信号带宽分成N个子载波，然后根据预设定门限确定所有子载波的可用性，即如果该子载波功率谱幅度超过门限值，则认为该子载波已经被占用，并将其标记为0；如果该子载波功率谱幅度没有超过门限值，则认为该子载波未被占用，并将其标记为1，设得到的频谱效用序列均为A＝[A₀,A₁,…,A_k,…,A_N-1]；

2)采用迭代算法产生具备良好相关性能的MIPSL序列步骤如下：

a)初始化令其中为在[0,2π]均匀分布的随机变量；

b)计算的FFT值得到其相位值：

ψ_p＝arg(X_p),p＝0,…,N-1(1)；

c)计算的IFFT值则更新后的为：

$e^{{\mathrm{j\θ}}_n}=e^{j\arg \left(z_n\right)},n=0,...,N-1---\left(2\right);$

d)重复步骤b)和c)，直到满足预设的停止条件，即更新前后序列差的范数小于阈值；

3)将MIPSL序列与第i个用户的扩频序列相乘，得到扩频相位序列：

${\left\{e^{{\mathrm{jm}}_k^{\left(i\right)}}\right\}}_{k=0}^{N-1}=S^{\left(i\right)}\·e^{{\mathrm{j\θ}}_k}=\[s_0^{\left(i\right)}{e}^{{\mathrm{j\θ}}_0},s_1^{\left(i\right)}{e}^{{\mathrm{j\θ}}_1},...,s_{N-1}^{\left(i\right)}{e}^{{\mathrm{j\θ}}_{N-1}}\]---\left(3\right);$

4)将扩频随机序列与频谱效用序列A进行逐元素相乘，得到基础调制波形(Fundamental Modulation Waveform，FMW)频域表达式：

$\begin{array}{c}{B}^{\left(i\right)}=\[B_0^{\left(i\right)},B_1^{\left(i\right)},\mathrm{...},B_k^{\left(i\right)},\mathrm{...},B_{N-1}^{\left(i\right)}\]\\ B_k^{\left(i\right)}=A_k{e}^{{\mathrm{jm}}_k^{\left(i\right)}},k=0,1,...,N-1\end{array}---\left(4\right),$

逐元素乘法的目的是为了给每个可用频点加载一个随机相位，以便于系统抗截获特性的实现；

5)将频域序列B⁽ⁱ⁾进行逆傅里叶变换得到时域序列b⁽ⁱ⁾，即：

$b^{\left(i\right)}=\[b_0^{\left(i\right)},b_1^{\left(i\right)},\mathrm{...},b_{N-1}^{\left(i\right)}\]=IFFT\left\{B^{\left(i\right)}\right\}\⇔b_n^{\left(i\right)}=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{B}_k^{\left(i\right)}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}kn}{N}}=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{A}_k{e}^{{\mathrm{jm}}_k^{\left(i\right)}}{e}^{\frac{j2\mathrm{\π}kn}{N}}$

(5)，再乘以归一化因子ε_s为发射一个码元所需要的能量，N_A为频谱效用序列中“1”的个数；

6)接下来为CCSK调制，设log₂M_ary比特数据转换为十进制数D_i，则最终的时域表达式为：

7)将上述发送信号通过天线模块发送出去，即完成了发送端工作；

接收端：

1)首先对经过信道作用的到达信号进行接收，并完成信道估计。设通过信道均衡技术来弥补信道带来的失真后的输出结果为：

式中，e[n]为高斯白噪声，第一项x^(j)[n]为期望信号；

2)将信号通过一个FFT模块，得到频域接收信号FFT(r)；

3)与发送端同步，令MIPSL序列与已知的扩频序列点乘，得到相应的基础调制波形B^(j)，取共轭，并与FFT(r)逐项相乘，消除随机相位；同时，由于扩频相位序列间的良好互相关性，在此抵消了其他用户对期望用户的影响；

4)将上述结果通过一个IFFT模块，得到时域的矢量y，用于检测判决：

y＝[y₀,y₁,…,y_N-1]＝IFFT{FFT(r)×(B^(j))^*} (8)

其第p项元素为：

$y_p={\mathrm{\λA}}_k^2\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{e}^{-j\frac{2{\mathrm{\πD}}_{j}k}{M\_ary}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}kp}{N}}---\left(9\right)$

根据FFT变换的性质可知，其在时域的波形类似冲激函数；FFT(r)

5)在解调检测模块中，取y的实部，找到最大值的下标即为估计的数据

6)将反映射，得到log₂M_ary位比特数据，即完成了判决解调。