CN106208848B - 电机驱动控制装置以及电机驱动控制方法 - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 15
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 28
- 230000009471 action Effects 0.000 claims description 29
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 claims description 28
- 230000001965 increasing effect Effects 0.000 claims description 22
- 238000012360 testing method Methods 0.000 claims description 9
- 230000005611 electricity Effects 0.000 claims description 7
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 claims description 2
- 238000010992 reflux Methods 0.000 abstract description 4
- 230000007812 deficiency Effects 0.000 abstract 1
- 230000000052 comparative effect Effects 0.000 description 18
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 18
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 18
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 16
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 13
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 12
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 10
- 230000008859 change Effects 0.000 description 8
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 7
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 5
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 description 5
- 230000008030 elimination Effects 0.000 description 4
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 description 4
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 3
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 3
- 230000002093 peripheral effect Effects 0.000 description 3
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 3
- XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N Iron Chemical compound [Fe] XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 206010037660 Pyrexia Diseases 0.000 description 2
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 2
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 2
- 239000004020 conductor Substances 0.000 description 2
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 2
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 2
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 2
- RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N Copper Chemical compound [Cu] RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 238000001816 cooling Methods 0.000 description 1
- 229910052802 copper Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010949 copper Substances 0.000 description 1
- 238000005520 cutting process Methods 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 235000013399 edible fruits Nutrition 0.000 description 1
- 230000005662 electromechanics Effects 0.000 description 1
- 229910052742 iron Inorganic materials 0.000 description 1
- 230000005389 magnetism Effects 0.000 description 1
- 239000002184 metal Substances 0.000 description 1
- 229910052751 metal Inorganic materials 0.000 description 1
- 150000002927 oxygen compounds Chemical class 0.000 description 1
- 230000002688 persistence Effects 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
- 238000004904 shortening Methods 0.000 description 1
- 238000003860 storage Methods 0.000 description 1
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P8/00—Arrangements for controlling dynamo-electric motors rotating step by step
- H02P8/14—Arrangements for controlling speed or speed and torque
- H02P8/16—Reducing energy dissipated or supplied
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Abstract
本发明提供电机驱动控制装置以及电机驱动控制方法。其使向地线流出的电流回流至电源以减少电力损失。上述电机驱动控制装置具有各相的H桥电路(20)、检测各相的电机线圈的差动电压的A/D转换器(117)、以及桥控制电路(110)，其对H桥电路(20)指定充电模式、高损失模式、低损失模式、或者检测反电动势的过零的自由模式中的任一种。桥控制电路(110)在充电模式下使电机线圈的电机电流增加，若检测到以紧前的相位的H桥电路(20)连接的电机线圈的反电动势过零，则将该H桥电路(20)切换为高损失模式，在经过规定时间后切换为低损失模式，若电机线圈的差动电压不足规定电压，则切换为自由模式。
Description
技术领域
本发明涉及构成H桥而驱动步进电机的电机驱动控制装置以及电机驱动控制方法。
背景技术
专利文献1公开了一种将再生电流与换向电流组合起来而将流向感性负载的开关电流变得适当的感性负载驱动方法。
专利文献1的段落0023记载了如下内容，即：“利用四个半导体开关元件和分别反向并联于上述各半导体开关元件的续流二极管来使电流沿正反两方向在感性负载流动的方式而构成H桥电路，在进行将电流从电源供给至上述感性负载的电流供给动作时，将各半导体开关元件中的两个形成为导通状态，使电流相对于感性负载沿所希望的方向流动，利用这样的电流供给动作，在感性负载流动的电流变大，在其成为规定的基准电流值以上的情况下，释放积蓄于感性负载的能量，由此控制在感性负载流动的电流”。
段落0024记载了如下内容，即：“此时，能够通过如下两种动作进行控制：将半导体开关元件中的一个形成为导通状态，利用积蓄于感性负载的能量，由该处于导通状态的半导体开关元件与一个续流二极管形成闭合电流路径，使电流在该闭合电流路径流动的动作；以及将四个半导体开关元件全部形成为切断状态，利用积蓄于感性负载的能量使电流在两个续流二极管流动来为电源充电的动作“。
此外，前者的使电流在闭合电流路径流动的情况称为换向动作。
并且，专利文献1的段落0026记载了如下内容，即：“制定规定频率的驱动周期，通过该驱动周期的开始使电流供给动作开始，若在电流供给动作中在感性负载流动的电流成为规定值以上则结束电流供给动作，释放积蓄于上述感性负载的能量，此时，将从驱动周期的开始起的规定期间作为电源再生期间，在将从电源再生期间的结束起直至上述驱动周期的结束作为换向期间时，在电流供给动作结束后，在电源再生期间内进行电源再生动作，在上述换向期间内进行换向动作”。
专利文献1：日本特开平10-80194号公报
电机通过双向(双极)驱动并切换相位来对多个驱动线圈通电而使它们进行旋转。在进行该旋转时，若同时将隔着线圈的电机供给电压侧(高侧)与地线侧(低侧)的两方的开关元件断开，则由于储存于线圈的能量会产生高电压的回描脉冲(回扫)。
线圈电流在相位切换时成为最大。若产生回描脉冲，则由于ASIC(ApplicationSpecific Integrated Circuit：专用集成电路)的CMOS(Complementary MOS：互补金属氧化物半导体)制造工艺的寄生晶体管效果，线圈电流流出至地线，从而产生电力损失。由此ASIC发热，高温时的动作被限制。
在回描脉冲产生的期间，若代替断开所有开关元件而暂时接通高侧开关元件，使向地线流出的电流以经由该高侧开关元件的方式换向，并回流至电机供给电源，则能够减小电力损失。
但是因为回描脉冲的产生时间是因电机驱动电压、电机的驱动负载以及旋转速度而变化的，所以很难根据电机动作状况管理适当的换向时间。因此存在换向动作的时间并非在最佳的情况下产生从而产生电力损失等的问题。
例如，在换向动作的时间比回描脉冲的产生期间短的情况下，因为在开关元件中流动的电流经由并联的续流二极管而回流，所以产生电力损失。另一方面，在换向动作的时间比回描脉冲的产生期间长的情况下，因为感性负载短路，所以作为电机旋转的制动而发挥作用，电机的速度控制变差，并且无法进行用于在进行了该控制后实施的失调检测的反电动势的测定。
另外，可以通过在ASIC安装散热片、将基板尺寸大型化、增加铜的量等进行散热，从而来减小发热的影响。但是，在该方法中存在基板或者框体尺寸大型化、成本增加的可能性。
可以通过在每个电机输出端子追加外接二极管，以不影响寄生晶体管效果的方式使线圈电流回流至电机电源来减小电力损失。但是，即使是该方法，由于安装部件件数与安装面积的增加，也存在基板尺寸大型化、成本增加的可能性。
发明内容
因此，本发明关于电机驱动控制装置以及电机驱动控制方法，以使向地线流出的电流回流至电源来减少电力损失为课题。
为了解决上述的课题，本发明的电机驱动控制装置具有：H桥电路，其具有开关元件与续流二极管，通过半桥进行组合而成，该半桥与设置在电机的至少两个以上的电机线圈分别连接；电压检测机构，其分别对各上述电机线圈的差动电压进行检测；控制机构，其根据上述电压检测机构的检测结果而驱动上述开关元件，对上述H桥电路指定如下模式中的任一种动作模式，即：使流向上述电机线圈的电机电流增加的充电模式；使上述电机线圈的回描脉冲产生且能量损失高的高损失模式；相比上述高损失模式而损失较低的低损失模式；或者在上述电机线圈的回描脉冲的衰减后对电机线圈的反电动势的过零进行检测的自由模式。
上述控制机构若将上述H桥电路切换为上述充电模式，并检测到与上述H桥电路的前一个的相位的H桥电路连接的电机线圈的反电动势过零，则将上述H桥电路切换为上述高损失模式，在经过规定时间后将上述H桥电路切换为上述低损失模式，若检测到与上述H桥电路连接的电机线圈的差动电压小于规定电压，则将上述H桥电路切换为上述自由模式。
其他的机构在用于实施发明的方式中说明。
根据本发明，电机驱动控制装置以及电机驱动控制方法能够使向地线流出的电流回流至电源，从而减少电力损失。
附图说明
图1是第1实施方式以及比较例的电机控制系统的整体框图。
图2是第1实施方式以及比较例的电机驱动控制装置的详细框图。
图3是第1实施方式的H桥电路的动作模式的说明图。
图4是变形例的H桥电路20的低损失模式的说明图。
图5是对H桥电路的X相与Y相的换向顺序进行说明的波形图。
图6是H桥电路的X相的各部电压与电流的波形图。
图7是表示第1实施方式的电机驱动控制装置的X相的第一象限的处理的流程图。
图8是表示第1实施方式的电机驱动控制装置的X相的第二象限的处理的流程图。
图9是比较例的H桥电路的动作模式的说明图。
图10是对比较例的H桥电路的X相与Y相的换向顺序进行说明的波形图。
图11是表示比较例的电机驱动控制装置的X相的第一象限的处理的流程图。
图12是表示比较例的电机驱动控制装置的X相的第二象限的处理的流程图。
图13是第2实施方式的电机驱动控制装置的线圈、开关元件以及其周边部分的详细图。
附图标记说明：
2、4、6、8…开关元件；12、14、16、18…二极管；20、20X、20Y…H桥电路；100…电机控制装置(电机驱动控制装置的一个例子)；101…CPU；107…桥控制部；110…桥控制电路；113…PWM信号发生器；117…A/D转换器；118…BEMF检测部；120…电机；122YP、122XN、122YN、122XP…定子；124…线圈；126…转子；140…直流电源；142…地线。
具体实施方式
以下，参照各图，对用于实施本发明的方式详细地进行说明。
《第1实施方式与比较例共用的构成》
图1是第1实施方式以及比较例的电机控制系统的整体框图。
在图1中，电机120为双极型二相步进电机，其具有：转子126，该转子126具有永磁铁并被设置为能够转动；定子，其设置于环绕转子126的周围方向的4等分位置。这些定子包括X相的定子122XP、122XN以及Y相的定子122YP、122YN。这些定子分别卷绕有绕线。卷绕于定子122YP、122YN的绕线以串联的方式连接，将两绕线合称为“线圈124Y”。同样，卷绕于定子122XP、122XN的绕线以串联的方式连接，将两绕线合称为“线圈124X”。
上位装置130输出指示电机120的旋转速度的速度指示信号。电机控制装置100根据该速度指示信号驱动控制电机120。电机控制装置100设置有H桥电路20X、20Y，分别对线圈124X、124Y外加X相的电压VMX与Y相的电压VMY。
X相的线圈124X的一端为端子Mout0，另一端为端子Mout1。X相的电压VMX是端子Mout1的电压与端子Mout0的电压之差。X相的线圈电流IMX以从端子Mout0向端子Mout1的方向为正。
另外，Y相的线圈124Y的一端为端子Mout2，另一端为端子Mout3。Y相的电压VMY是端子Mout3的电压与端子Mout2的电压之差。Y相的线圈电流IMY以从端子Mout2向端子Mout3的方向为正。
图2是第1实施方式以及比较例的电机驱动控制装置的详细框图。
接下来，参照图2，对电机控制装置100进行详细说明。此外，图1示出了两系统的线圈124X、124Y与两系统的H桥电路20X、20Y，但是在图2中，作为代表而示出一系统的线圈124与一系统的H桥电路20。
设置于电机控制装置100的内部的CPU(Central Processing Unit：中央处理器)101基于被存储在ROM(Read Only Memory：只读存储器)103的控制程序，经由总线106对各部进行控制。RAM(Random Access Memory：随机存取存储器)102作为CPU101的工作存储器而被使用。计时器104在CPU101的控制下，测定从重置的时间开始的经过时间。I/O端口105在图1所示的上位装置130与其他外部装置之间输入输出信号。桥控制部107基于来自CPU101的指示而对桥控制电路110的各部进行控制。
这里，桥控制电路110构成为一体的集成电路。在其内部，PWM信号发生器113基于由桥控制部107的控制来生成PWM信号并供给至H桥电路20。H桥电路20包括由FET(Field-Effect Transistor：场效应晶体管)构成的开关元件2、4、6、8，所谓的PWM信号是指作为栅极电压外加于上述开关元件2、4、6、8的开/关信号。此外，在图中，上述开关元件2、4、6、8的下侧的端子成为源端，上侧的端子成为漏极端。
开关元件2、4以串联的方式连接，相对于该串联电路而连接有直流电源140以及地线142，外加规定的电源电压MVdd。同样地，开关元件6、8也以串联的方式连接，相对于该串联电路而外加有电源电压MVdd。二极管12、14、16、18为回流用的二极管(续流二极管)，相对于开关元件2、4、6、8以并联的方式连接。
开关元件2、4的连接点的电压VMout0被外加于电机120的线圈124X的一端。另外，开关元件6、8的连接点的电压VMout1被外加于线圈124的另一端。因此线圈124被外加有作为两者之差的电机电压VM(＝电压VMout0-VMout1)。所谓该电机电压VM，实际上是图1所示的X相的电压VMX以及Y相的电压VMY。此外，Y相的线圈124Y的一端外加有电压VMout2，Y相的线圈124Y的另一端外加有电压VMout3。
另外，电压VMout0、VMout1也被供给至A/D转换器117与BEMF(反电动势)检测部118。该A/D转换器117在第1实施方式中作为检测电机线圈的差动电压的电压检测机构而被使用。BEMF检测部118为过零检测机构，在电机电压VM为反电动势的情况下，即在没有由H桥电路20外加电压的期间，根据电压方向的切换(过零)而输出标志ZC。A/D转换器117基于电压VMout0、VMout1来测定线圈124的反电动势Vbemf并输出。该反电动势Vbemf用于进行失调检测。
《比较例的动作》
图9(a)～(c)是比较例的H桥电路20的动作模式的说明图。
图9(a)是表示通电期间的H桥电路20的动作的图。
在使电机电流在线圈124通电的情况下，将倾斜对置的两个开关元件设置为连通状态。在图示的例子中，开关元件4、6为连通状态，开关元件2、8为断开状态。在该状态下，电机电流经由开关元件6、线圈124、开关元件4，沿粗实线表示的方向流动。将该动作期间称为“通电期间”，将该动作模式称为“充电模式”。
然而，即使断开任一开关元件的栅极电压，由于该开关元件的寄生电容，该开关元件也会暂时停留在连通状态。因此，若将倾斜对置的一方的开关元件4、6从连通切换为断开，同时将倾斜对置的另一方的开关元件2、8从断开切换为连通，则串联的开关元件2、4在瞬间成为连通状态并且贯通。由此，直流电源140与地线142之间短路，开关元件2、4被破坏。开关元件6、8也相同。为了防止这样的情况，H桥电路20在“充电模式”之后，被设置为图9(b)所示的“高损失模式”。
即，若从图9(a)所示的充电模式起，将开关元件2、8保持为断开状态，将开关元件4、6设置为断开状态，则变化为图9(b)的高损失模式。将H桥电路20在高损失模式下动作的期间称为“高损失期间”。
图9(b)是表示高损失期间的H桥电路20的动作的图。
在高损失模式下，H桥电路20将开关元件2、4、6、8全部断开。此时，利用储存于线圈124的能量，电流经由二极管18、线圈124、二极管12而沿粗实线表示的方向流动。即，利用积蓄于线圈124的能量，电流在闭合电路流动，上述闭合电路由粗实线表示的位于电机电流流动方向侧的高侧的二极管12与位于粗实线表示的电机电流流动方向的相反一侧的低侧的二极管18形成。该高损失模式产生与二极管12、18各自的正方向电压下降Vf相对应的电力损失。并且，若利用CMOS工艺构成该H桥电路20，则具有在高损失模式下由于寄生晶体管效果，电流流出至地线142并且发热，能量损失进一步变大的问题。
若从图9(b)所示的高损失模式起，线圈124充分地释放出能量，则电流不流动，变化为图9(c)所示的“自由模式”。
图9(c)是表示自由期间的H桥电路20的动作的图。
在自由模式中，H桥电路20将开关元件2、4、6、8全部断开。此时储存于线圈124的能量被释放出。在该自由模式，线圈124出现反电动势。桥控制电路110在自由期间检测电机120的反电动势的过零，从而向接下来的象限转移。
图10是对H桥电路20的X相与Y相的换向顺序进行说明的波形图。
图10的波形图示出了X相的电压VMout0和VMout1、X相的动作模式、Y相的电压VMout2和VMout3、Y相的动作模式、X相的电压VMX以及线圈电流IMX、Y相的电压VMY以及线圈电流IMY。
比较例的电机控制装置100利用与电机驱动电压和负载相对应的一相励磁来驱动电机120。电机120利用四个相位(象限)构成一个电角度并且旋转。在某象限，若X相成为通电期间(参照图9(a))，则Y相在高损失期间(参照图9(b))后成为自由期间(参照图9(c))。
在电机驱动电压高的情况下，或者在负载小的情况下，电机120的旋转速度变快，线圈124的最大电流变小。在电机驱动负载小的情况下，回描脉冲的时间变短。反电动势为在各相的自由期间产生的电压。若电机旋转速度快，则该反电动势高，在停止时成为0[V]，并且能够用于失调检测。
《第一象限》
在图10中，第一象限为从时刻t111至时刻t121为止的期间。在该第一象限，X相的H桥电路20X在充电模式下动作。此时H桥电路20X的端子Mout0侧分支的高侧开关元件6与端子Mout1侧分支的低侧开关元件4成为连通状态。由此端子Mout0与直流电源140导通，被外加电源电压MVdd，端子Mout1与地线142导通，成为0[V]。X相的电压VMX成为(－MVdd)，X相的线圈电流IMX从端子Mout0朝端子Mout1的方向流动，并且电流的绝对值逐渐增加。
在第一象限，Y相的H桥电路20Y所有的开关元件为断开状态，从时刻t111至时刻t112为止在高损失模式下动作，时刻t112之后在自由模式下动作。此外，在图10中，将高损失模式省略记载为“K”。
Y相的电压VMY在时刻t111之后因回描脉冲而成为(－MVdd－2Vf)以下，并且被二极管钳位，该电压值在规定期间内持续。电压VMY在时刻t112紧前急剧增加并且过零，在达到规定电压之后缓慢减少，在时刻t121再次过零。Y相的线圈电流IMY在时刻t111紧后从端子Mout3朝端子Mout2的方向流动，但是电流的绝对值逐渐减少，在时刻t112紧前成为0[mA]，之后成为0[mA]直至时刻t121。
《第二象限》
第二象限为从时刻t121至时刻t131为止的期间。在该第二象限，X相的H桥电路20X所有的开关元件2、4、6、8为断开状态，从时刻t121至时刻t122为止在高损失模式下动作，时刻t122之后在自由模式下动作。
X相的电压VMX在时刻t121紧后因回描脉冲而成为(+MVdd+2Vf)以上，并且被二极管钳位，该电压值在规定期间内持续。电压VMX在时刻t122紧前急剧减少并且过零，在减少至规定电压后缓慢增加，在时刻t131再次过零。X相的线圈电流IMX在时刻t121紧后从端子Mout0朝端子Mout1的方向流动，但是电流的绝对值逐渐减少，在时刻t122紧前成为0[mA]，之后成为0[mA]直至时刻t131。
在第二象限，Y相的H桥电路20Y在充电模式下动作。此时H桥电路20Y的端子Mout2侧分支的高侧开关元件与端子Mout3侧分支的低侧开关元件成为连通状态。由此端子Mout2与直流电源140导通，被外加电源电压MVdd，端子Mout3与地线142导通，成为0[V]。
Y相的电压VMY被外加(－MVdd)的电压，Y相的线圈电流IMY从端子Mout2朝端子Mout3的方向流动，并且其电流的绝对值逐渐增加。
《第三象限》
第三象限为从时刻t131至时刻t141为止的期间。在该第三象限，X相的H桥电路20X在充电模式下动作。此时H桥电路20X的端子Mout1侧分支的高侧开关元件2与端子Mout0侧分支的低侧开关元件8成为连通状态。由此端子Mout1与直流电源140导通，被外加电源电压MVdd，端子Mout0与地线142导通，外加电压成为0[V]。X相的电压VMX成为(+MVdd)，X相的线圈电流IMX从端子Mout1朝端子Mout0的方向流动，并且电流的绝对值逐渐增加。
在第三象限，Y相的H桥电路20Y所有的开关元件为断开状态，从时刻t131至时刻t132为止在高损失模式下动作，时刻t132之后在自由模式下动作。
Y相的电压VMY在时刻t131之后因回描脉冲而成为(+MVdd+2Vf)以上，并且被二极管钳位，该电压值在规定期间内持续。电压VMY在时刻t132之前急剧减少并且过零，在达到规定电压后缓慢增加，在时刻t141再次过零。Y相的线圈电流IMY在时刻t131紧后从端子Mout2朝端子Mout3的方向流动，但是电流的绝对值逐渐减少，在时刻t132紧前成为0[mA]，之后成为0[mA]直至时刻t141。
《第四象限》
第四象限为从时刻t141至时刻t151为止的期间。在该第四象限，X相的H桥电路20X所有的开关元件2、4、6、8为断开状态，从时刻t141至时刻t142为止在高损失模式下动作，时刻t142之后在自由模式下动作。
X相的电压VMX在时刻t141之后因回描脉冲而成为(－MVdd－2Vf)以下，并且被二极管钳位，该电压值在规定期间内持续。电压VMX在时刻t142紧前急剧增加并且过零，在增加至规定电压后缓慢减少，在时刻t151再次过零。X相的线圈电流IMX在时刻t141紧后从端子Mout1朝端子Mout0的方向流动，但是电流的绝对值逐渐减少，在时刻t142紧前成为0[mA]，之后成为0[mA]直至时刻t151。
在第四象限，Y相的H桥电路20Y在充电模式下动作。此时H桥电路20Y的端子Mout3侧分支的高侧开关元件与端子Mout2侧分支的低侧开关元件成为连通状态。由此端子Mout3与直流电源140导通，被外加电源电压MVdd，端子Mout2与地线142导通，成为0[V]。
Y相的电压VMY成为(+MVdd)，Y相的线圈电流IMY从端子Mout3朝端子Mout2的方向流动，其电流的绝对值逐渐增加。
以下，重复从第一象限至第四象限的波形，电机120旋转。此外，时刻t151之后的第一象限的X相动作模式为充电模式，在图10中省略记载为“C”。
《电力损失的计算》
通电期间的电力损失Pon能够利用以下的公式(1)算出。
【数学式1】
Pon＝Irms 2×(RdsH+RdsL)…(1)
其中，Pon：通电期间的电力损失
Irms：线圈电流的有效值
RdsH：高侧开关元件的漏极源间导通电阻
RdsL：低侧开关元件的漏极源间导通电阻
高损失期间的电力损失Poff1由于寄生晶体管效果而不向直流电源140回流，在全部的电流流出至地线142的情况下，能够利用以下的公式(2)算出。
【数学式2】
其中，Poff1：高损失期间的电力损失
Ipeak：最大线圈电流
Vf：二极管的正方向下降电压
Dfly：每象限的高损失时间比率
因为在自由期间电流几乎不向线圈124流动，所以没有电力损失。该二相步进电机的一电角度的电力损失P能够利用以下的公式(3)算出。
【数学式3】
P＝(Pon+Poff1)×4…(3)
其中，P：步进电机的一电角度的电力损失
如公式(1)至公式(3)所示，电力损失P受到电源电压MVdd、线圈电流与高损失时间比率很大影响。因此，由于寄生晶体管效果的影响，会产生很大的电力损失。
图11是表示比较例的电机驱动控制装置的X相的第一象限的处理的流程图。此外流程图所示的八角形的附图符号表示H桥电路20X、20Y的状态。
X相从通电期间起开始第一象限。桥控制电路110在X相的H桥电路20X连通端子Mout0侧分支的高侧开关元件6、和端子Mout1侧分支的低侧开关元件4(步骤S30)。由此，X相的H桥电路20X进行第一象限的通电。此时，电压VMout0与电压VMout1之差成为电源电压MVdd(步骤S31)。电流从端子Mout0向端子Mout1流动，电机120旋转，线圈电流IMX的绝对值逐渐增大。
这里，若Y相的电压VMY的反电动势过零(步骤S32→是)，则断开X相的端子Mout0侧分支的高侧开关元件6、和端子Mout1侧分支的低侧开关元件4(步骤S33)，X相转移为高损失期间。由此电压VMout0与电压VMout1相等(步骤S34)，结束第一象限。
《第一象限的Y相的动作》
在第一象限，Y相的H桥电路20Y成为回描电压与反电动势相抵的电压波形。第一象限的最初利用电机旋转产生反电动势，但是同时，由于在紧前的第四象限的最后断开全部的开关元件的影响，在紧前的通电的相反方向产生线圈124Y的回描电压，转移为高损失期间。由于该回描电压，电压VMout2成为电源电压MVdd与二极管的正方向电压下降Vf之和以上，并且电压VMout3成为二极管的正方向电压下降Vf以下。
因此，形成从地线142起经由线圈124Y回流至直流电源140的电流路径，线圈电流IMY的绝对值高速衰减直至0[mA]，回描电压消除。Y相的H桥电路20Y由于回描电压的消除而转移为自由期间。由此，在端子Mout2与端子Mout3之间出现因电机旋转而产生的反电动势。在Y相的电压VMY的反电动势过零时，进行上述的步骤S32的处理，第一象限结束。
图12是表示比较例的电机驱动控制装置的X相的第二象限的处理的流程图。
在第二象限，X相的H桥电路20X成为回描电压与反电动势相抵的电压波形。第二象限的最初利用电机旋转产生反电动势，但是同时，由于在其紧的第一象限的最后断开全部的开关元件的影响，在紧前的通电的相反方向产生回描电压，转移为高损失期间。
在第二象限的最初，X相的H桥电路20X的电压VMout0与电压VMout1相等(步骤S40)。其后，储存于线圈124X的能量被释放，在端子Mout0产生回描电压(步骤S41)。
由于X相的回描电压，电压VMout0成为电源电压MVdd与二极管12的正方向电压下降Vf之和以上，并且电压VMout1成为二极管18的正方向电压下降Vf以下。因此，形成从地线142起经由二极管18、线圈124X、二极管12而回流至直流电源140的电流路径，线圈电流IMX的绝对值高速衰减直至0[mA]。X相的H桥电路20X由于回描电压的消除而电压VMX再次过零(步骤S42→是)，转移为自由期间。
在自由期间，在端子Mout1与端子Mout0之间出现因电机旋转而产生的反电动势(步骤S43)。由于X相的电压VMX的反电动势的过零(步骤S44→是)，第二象限结束。
《第二象限的Y相的动作》
在第二象限，Y相的H桥电路20Y进行相当于图11的X相的动作的动作。换句话说，Y相的H桥电路20Y连通端子Mout2侧分支的高侧开关元件、和端子Mout3侧分支的低侧开关元件(相当于图11的步骤S30)，从而进行通电。电压VMout2与电压VMout3之差成为电压MVdd(相当于图11的步骤S31)。此时电流从端子Mout2流向端子Mout3，电机120旋转，线圈电流IMY的绝对值逐渐增大。
这里，若X相的电压VMX的反电动势过零(相当于图11的步骤S32→是)，则断开Y相的端子Mout2侧分支的高侧开关元件、和端子Mout3侧分支的低侧开关元件连通(相当于图11的步骤S33)，Y相转移为高损失期间。由此电压VMout2与电压VMout3相等(相当于图11的步骤S34)，结束第二象限。
《第1实施方式的动作》
图3(a)～(d)是第1实施方式的H桥电路20的动作模式的说明图。
图3(a)是表示通电期间的H桥电路20的动作的图，与图9(a)所示的H桥电路20的动作相同。此时H桥电路20在充电模式下动作，并且在通电期间之后，与比较例相同，转移为图3(b)所示的高损失期间。
图3(b)是表示高损失期间的H桥电路20的动作的图，与图9(b)所示的H桥电路20的高损失模式的动作相同。比较例的H桥电路20在回描电压产生中维持高损失模式。然而，第1实施方式的H桥电路20若经过规定时间，则开关元件2从断开切换至连通，变化为图3(c)所示的低损失模式。
图3(c)是表示回描对应期间中的H桥电路20的动作的图。
此时，利用储存于线圈124的能量，电流经由二极管18、线圈124、开关元件2，沿粗实线表示的方向流动。即，将位于粗实线表示的电机电流流动方向一侧的高侧的开关元件2形成为导通状态，利用积蓄于电机线圈124的能量，使电流在闭合电路流动，上述闭合电路由处于导通状态的高侧的开关元件2与位于粗实线表示的电机电流流动方向的相反的一侧的低侧的二极管18形成。在图3(c)的回描对应期间，仅有与二极管18的正方向电压下降Vf相对应的电力损失，由于电力损失低于高损失模式，所以作为别称也称为“低损失模式”。第1实施方式的H桥电路20即使在由CMOS制造工艺构成的情况下，由于寄生晶体管效果，电流不会流出至地线142并且发热，能够进一步防止能量的损失。
另外，从图3(c)的状态起，若线圈124充分地释放出能量，则电流不流动，转移为图3(d)的状态。将该动作期间称为“自由期间”，将该动作模式称为“自由模式”。
图3(d)是表示自由期间的H桥电路20的动作的图，与图9(c)所示的H桥电路20的动作相同。在该自由期间，若检测到电机120的反电动势的过零，则H桥电路20再次转移为图3(a)所示的通电期间。
图4是变形例的H桥电路20的低损失模式的说明图。
在第1变形例，在从图3(b)的高损失模式变化为图3(c)的低损失模式期间，向图4的低损失模式变化规定期间。在图4所示的变形例的低损失模式中，除了开关元件2，开关元件8也被从断开切换至连通。此时利用储存于线圈124的能量，电流经由开关元件8、线圈124、开关元件2而沿粗实线表示的方向流动。在变形例的回描对应期间，电力损失与图3(c)的低损失模式相比变得更低。变形例的H桥电路20即使在由CMOS制造工艺构成的情况下，由于寄生晶体管效果，电流不会流出至地线142并且发热，能够进一步防止能量的损失。另外，在第2变形例中，代替图3(c)的低损失模式，变化为图4的低损失模式。即，在第2变形例中，从图3(b)的高损失模式变化为图4的低损失模式。
图5是对H桥电路20的X相与Y相的换向顺序进行说明的波形图。
图5的波形图与图10相同，示出了X相的电压VMout0和VMout1、X相的动作模式、Y相的电压VMout2和VMout3、Y相的动作模式、X相的电压VMX以及线圈电流IMX、Y相的电压VMY以及线圈电流IMY。此外，X相的电压VMout0和VMout1、以及Y相的电压VMout2和VMout3以简要的波形表示，X相的电压VMX以及线圈电流IMX、Y相的电压VMY以及线圈电流IMY以示波器的波形表示。
第1实施方式的电机控制装置100与比较例相同，利用与电机驱动电压和负载相对应的一相励磁来驱动电机120。电机120利用四个相位(象限)构成一个电角度并且旋转。在某象限，若X相为通电期间(参照图3(a))，则Y相经由高损失期间(参照图3(b))成为回描对应期间(参照图3(c))，之后成为自由期间(参照图3(d))。
在电机驱动电压高的情况下，或者在负载小的情况下，电机120的旋转速度变快，线圈124的最大电流变小。在电机驱动负载小的情况下，回描脉冲的时间变短。反电动势是在各相的自由期间产生的电压。若电机旋转速度快，则该反电动势高，在停止时成为0[V]，并且能够用于失调检测。
《第一象限》
在图5中，第一象限为从时刻t11至时刻t21为止的期间。在该第一象限，X相的H桥电路20X在充电模式下动作。此时H桥电路20X的端子Mout0侧分支的高侧开关元件6与端子Mout1侧分支的低侧开关元件4成为连通状态。由此，端子Mout0与直流电源140导通，被外加电源电压MVdd，端子Mout1与地线142导通，成为0[V]。X相的电压VMX成为(－MVdd)，X相的线圈电流IMX从端子Mout0朝端子Mout1的方向流动，并且电流的绝对值逐渐增加。
在第一象限，Y相的H桥电路20Y所有的开关元件为断开状态，在时刻t11后的短时间内，在高损失模式下动作后，以低损失模式动作直至时刻t12，时刻t12之后在自由模式下动作。此外，在图5中省略高损失模式，并且将低损失模式省略记载为“T”。
在该回描对应期间，桥控制电路110与H桥电路20Y配合回描脉冲的产生，将产生回描脉冲的端子Mout2侧分支的高侧开关元件连通，该脉冲的电流向直流电源140流动。并且桥控制电路110利用A/D转换器117对端子Mout2与端子Mout3之间的回描电压周期性地进行检测，若回描电压小于电源电压MVdd与二极管的正方向电压下降Vf之和，则断开端子Mout2侧分支的高侧开关元件。该A/D转换器117在失调检测用中也用于对线圈124的差动电压进行测定。利用这样的控制方式，根据供给至电机120的电源电压MVdd、负载等的动作状况，能够进行最佳的电力损失应对。
Y相的电压VMY在时刻t11紧后因回描脉冲而成为(－MVdd－2Vf)以下，并且被二极管钳位，其后通过向低损失模式的切换而成为(－MVdd－Vf)以下，并且被二极管钳位，该电压值在规定期间内持续。电压VMY在时刻t12紧前急剧增加并且过零，在达到规定电压之后缓慢减少，在时刻t21再次过零。Y相的线圈电流IMY在时刻t11仅后从端子Mout3朝端子Mout2的方向流动，但是电流的绝对值逐渐减少，在时刻t12紧前成为0[mA]，之后成为0[mA]直至时刻t21。
在该回描对应期间的结束时，在开关元件的断开延迟的情况下，隔着线圈的两方的电压利用供给至电机120的电源电压MVdd而被平衡化，存在电压波形散乱的可能性。电流I与回描脉冲的峰值时相比大幅度地衰减，但是通过供给至电机120的电源电压MVdd被外加于电机驱动的相反方向，从而作为电机旋转的制动而发挥作用。这能够通过缩短A/D转换器117的取样周期来应对。
《第二象限》
第二象限为从时刻t21至时刻t31为止的期间。在该第二象限，X相的H桥电路20X所有的开关元件2、4、6、8为断开状态，在时刻t21后的短时间内，在高损失模式下动作后，以低损失模式动作直至时刻t22位置，时刻t22之后在自由模式下动作。
X相的电压VMX在时刻t21紧后因回描脉冲而成为(+MVdd+2Vf)以上，并且被二极管钳位，其后通过向低损失模式的切换而成为(+MVdd+Vf)以上，并且被二极管钳位，该电压值在规定期间内持续。电压VMX在时刻t22紧前急剧减少并且过零，减少至规定电压后缓慢增加，在时刻t31再次过零。X相的线圈电流IMX在时刻t21紧后从端子Mout0朝端子Mout1的方向流动，但是电流的绝对值逐渐减少，在时刻t22紧前成为0[mA]，之后成为0[mA]直至时刻t31。
在第二象限，Y相的H桥电路20Y在充电模式下动作。此时H桥电路20Y的端子Mout2侧分支的高侧开关元件与端子Mout3侧分支的低侧开关元件成为连通状态。由此端子Mout2与直流电源140导通，被外加电源电压MVdd，端子Mout3与地线142导通，成为0[V]。
Y相的电压VMY成为(－MVdd)，Y相的线圈电流IMY从端子Mout2朝端子Mout3的方向流动，并且其电流的绝对值逐渐增加。
《第三象限》
第三象限为从时刻t31至时刻t41为止的期间。在该第三象限，X相的H桥电路20X在充电模式下动作。此时H桥电路20X的端子Mout1侧分支的高侧开关元件2与端子Mout0侧分支的低侧开关元件8成为连通状态。由此端子Mout1与直流电源140导通，被外加电源电压MVdd，端子Mout0与地线142导通，外加电压成为0[V]。X相的电压VMX成为(+MVdd)，X相的线圈电流IMX从端子Mout1朝端子Mout0的方向流动，并且电流的绝对值逐渐增加。
在第三象限，Y相的H桥电路20Y所有的开关元件为断开状态，在时刻t31之后的短时间内，在高损失模式下动作后，以低损失模式动作直至时刻t32，时刻t32之后在自由模式下动作。
Y相的电压VMY在时刻t31紧后因回描脉冲而成为(+MVdd+2Vf)以上，并且被二极管钳位，其后通过向低损失模式的切换而成为(+MVdd+Vf)以上，并且被二极管钳位，该电压值在规定期间内持续。电压VMY在时刻t32紧前急剧减少并且过零，在达到规定电压后缓慢增加，在时刻t41再次过零。Y相的线圈电流IMY在时刻t31紧后从端子Mout2朝端子Mout3的方向流动，但是电流的绝对值逐渐减少，在时刻t32紧前成为0[mA]，之后成为0[mA]直至时刻t41。
《第四象限》
第四象限为从时刻t41至时刻t51位置的期间。在该第四象限，X相的H桥电路20X所有的开关元件2、4、6、8为断开状态，在时刻t41之后的短时间内，在高损失模式下动作后，以低损失模式动作直至时刻t42，时刻t42之后在自由模式下动作。
X相的电压VMX在时刻t41紧后因回描脉冲而成为(－MVdd－2Vf)以下，并且被二极管钳位，其后通过向低损失模式的切换而成为(+MVdd+Vf)以上，并且被二极管钳位，该电压值在规定期间内持续。电压VMX在时刻t42之前急剧增加并且过零，在增加至规定电压后缓慢减少，在时刻t51再次过零。X相的线圈电流IMX在时刻t41紧后从端子Mout1朝端子Mout0的方向流动，但是电流的绝对值逐渐减少，在时刻t42紧前成为0[mA]，之后成为0[mA]直至时刻t51。
在第四象限，Y相的H桥电路20Y在充电模式下动作。此时H桥电路20Y的端子Mout3侧分支的高侧开关元件与端子Mout2侧分支的低侧开关元件成为连通状态。由此端子Mout3与直流电源140导通，被外加电源电压MVdd，端子Mout2与地线142导通，成为0[V]。
Y相的电压VMY成为(+MVdd)，Y相的线圈电流IMY从端子Mout3朝端子Mout2的方向流动，并且其电流的绝对值逐渐增加。
以下，重复从第一象限至第四象限的波形，并且电机120旋转。
在第1实施方式中，例如在X相通电期间的情况下，Y相在高损失期间、回描对应期间、自由期间转移。利用向该回描对应期间的转移减少电力损失。
《电力损失的计算》
在第1实施方式的高损失模式中，考虑由于寄生晶体管效果而不向直流电源140回流，而是全部的电流流出至地线142的情况。此时的电力损失Poff2利用以下的公式(4)表示。
【数学式4】
其中，Poff2：高损失期间的电力损失
Ipeak：最大线圈电流
Vf：二极管的正方向下降电压
Ddead：每象限的高损失时间比率
因为回描对应期间的电力损失Poff3经由开关元件，所以利用以下的公式(5)表示。
【数学式5】
其中，Poff3：回描对应期间的电力损失
Ipeak：最大线圈电流
Vf：二极管的正方向下降电压
RdsH：高侧开关元件的漏极源间导通电阻
Dfly：每象限的二极管对应时间比率
该二相步进电机的一电角度的电力损失P利用以下的公式(6)表示。
【数学式6】
P＝(Pon+Poff2+Poff3)×4…(6)
其中，P：步进电机的一电角度的电力损失
如公式(5)所表示的那样，因为在“回描对应期间”的高侧经由开关元件，所以电力损失不受电源电压MVdd与寄生晶体管效果的影响。因此，能够减少电力损失。
图6是H桥电路20的X相的各部电压与电流的波形图。
图6的波形图中，X相的电压VMX以及线圈电流IMX、X相的电压VMout0和VMout1均用示波器的波形表示。
《第一象限》
在第一象限，H桥电路20X的端子Mout0侧分支的高侧开关元件6与端子Mout1侧分支的低侧开关元件4成为连通状态。
X相的电压VMX成为(－MVdd)，X相的线圈电流IMX从端子Mout0朝端子Mout1的方向流动，并且电流的绝对值逐渐增加。
由于端子Mout0与直流电源140导通，所以电压VMout0成为(+MVdd)。由于端子Mout1与地线142导通，所以电压VMout1成为0[V]。
《第二象限》
在第二象限，H桥电路20X的所有的开关元件2、4、6、8成为断开状态。
X相的电压VMX在时刻t21紧后，因回描脉冲而成为(+MVdd+2Vf)以上，并且被二极管钳位，其后通过向低损失模式的切换而变为(+MVdd+Vf)以上，并且被二极管钳位，该电压值在规定期间内持续。电压VMX在时刻t22紧前急剧减少并且过零，减少至规定电压后缓慢增加，在时刻t31再次过零。X相的线圈电流IMX在时刻t21之后从端子Mout0朝端子Mout1的方向(正方向)流动，但是电流的绝对值逐渐减少，在时刻t22之前成为0[mA]，之后成为0[mA]直至时刻t31。
端子Mout0的电压VMout0从时刻t21至时刻t22为止成为(－Vf)，时刻t22之后由于电机120的反电动势而缓慢增加至规定值后减少，在时刻t31再次成为0[V]。
端子Mout1的电压VMout1因回描脉冲而在时刻t21之后成为电源电压MVdd以上，当经过规定时间则成为电源电压MVdd。电压VMout1在时刻t22急剧减少而成为0[V]，直至时刻t31。
《第三象限》
在第三象限，H桥电路20X的端子Mout1侧分支的高侧开关元件2与端子Mout0侧分支的低侧开关元件8成为连通状态。
X相的电压VMX成为(+MVdd)，X相的线圈电流IMX从端子Mout1朝端子Mout0的方向流动，并且电流的绝对值逐渐增加。
由于端子Mout0与地线142导通，所以电压VMout0成为0[V]。由于端子Mout1与直流电源140导通，所以电压VMout1成为(+MVdd)。
《第四象限》
在第四象限，H桥电路20X的所有的开关元件2、4、6、8成为断开状态。
X相的电压VMX在时刻t41紧后因回描脉冲而成为(－MVdd－2Vf)以下，并且被二极管钳位，其后通过向低损失模式的切换而成为(－MVdd－Vf)以下，并且被二极管钳位，该电压值在规定期间内持续。电压VMX在时刻t42紧前急剧增加并且过零，在增加直至规定电压后缓慢减少，在时刻t51再次过零。X相的线圈电流IMX在时刻t41紧后从端子Mout1朝端子Mout0的方向(负方向)流动，但是电流的绝对值逐渐减少，在时刻t42紧前成为0[mA]，之后成为0[mA]直至时刻t51。
端子Mout0的电压VMout0因回描脉冲而在时刻t41紧后成为电源电压MVdd以上，当经过规定时间则成为电源电压MVdd。电压VMout0在时刻t42急剧减少而成为0[V]，直至时刻t51。
端子Mout1的电压VMout1从时刻t41至时刻t42为止成为(－Vf)，时刻t42之后由于电机120的反电动势而缓慢增加至规定值之后减少，在时刻t51再次成为0[V]。
图7是表示第1实施方式的电机驱动控制装置的X相的第一象限的处理的流程图。虽然与图11所示的比较例的流程图相同，但是Y相的动作不同。
X相是从通电期间起开始第一象限。桥控制电路110在X相的H桥电路20X连通端子Mout0侧分支的高侧开关元件6、和端子Mout1侧分支的低侧开关元件4(步骤S10)。由此，X相的H桥电路20X进行第一象限的通电。此时，电压VMout0与电压VMout1之差成为电源电压MVdd(步骤S11)。电流从端子Mout0向端子Mout1流动，电机120旋转，线圈电流IMX的绝对值逐渐增大。
在这里，若Y相的电压VMY的反电动势过零(步骤S12→是)，则将X相的端子Mout0侧分支的高侧开关元件6与端子Mout1侧分支的低侧开关元件4断开(步骤S13)，X相转移为高损失期间。由此，电压VMout0与电压VMout1相等(步骤S14)，结束第一象限。
《第一象限的Y相的动作》
在第一象限，Y相的H桥电路20Y成为回描电压与反电动势相抵的电压波形。第一象限的最初利用电机旋转而产生反电动势，但是在同时，在紧前的第四象限的最后由于断开所有的开关元件的影响，线圈124Y的回描电压在紧前的通电的相反方向产生，转移为高损失期间。由于该回描电压，电压VMout2成为电源电压MVdd以上，并且电压VMout3成为二极管的正方向电压下降Vf以下。因此，形成从地线142起经由线圈124Y而回流至直流电源140的电流路径。
其后，当经过规定期间，则H桥电路20Y将线圈电流IMY的方向的高侧开关元件形成为导通状态，变化为低损失模式。形成从地线142起经由线圈124Y而回流至直流电源140的电流路径，线圈电流IMY的绝对值衰减直至成为0[mA]，回描电压消除。Y相的H桥电路20Y由于回描电压的消除而转移为自由期间。由此，在端子Mout2与端子Mout3之间出现由电机旋转而产生的反电动势。在Y相的电压VMY的反电动势过零时，进行上述步骤S12的处理，第一象限结束。
图8是表示第1实施方式的电机驱动控制装置的X相的第二象限的处理的流程图。
在第二象限，X相的H桥电路20X成为回描电压与反电动势相抵的电压波形。第二象限的最初利用电机旋转产生反电动势，但同时由于在紧前的第一象限的最后断开全部的开关元件2、4、6、8的影响，回描电压在紧前的通电的相反方向产生，转移为高损失期间。
在第二象限的最初，X相的H桥电路20X的电压VMout0与电压VMout1相等(步骤S20)。其后，储存于线圈124X的能量被释放，在端子Mout0产生回描电压(步骤S21)。
当经过规定时间，由于X相的回描电压，电压VMout0成为电源电压MVdd以上，并且电压VMout1成为二极管18的正方向电压下降Vf以下(步骤S22)。因此，形成从地线142起经由二极管18、线圈124X、二极管12而回流至直流电源140的电流路径。
桥控制电路110连通端子Mout1侧分支的高侧开关元件2(步骤S23)，转移为回描对应期间。在回描对应期间，形成从地线142起经由二极管18、线圈124X、开关元件2而回流至直流电源140的电流路径，线圈电流IMX高速衰减直至0[mA]。将此称为低损失模式，与高损失模式相比损失较低。
在该回描对应期间，桥控制电路110周期性地从A/D转换器117取得X相的电压VMX。桥控制电路110的电压VMX若小于电源电压MVdd与二极管18的正方向电压下降Vf之和(步骤S24→是)，则断开端子Mout1的高侧开关元件2(步骤S25)，转移为自由期间。
在自由期间，桥控制电路110最初在BEMF检测部118尝试进行对产生于电压VMX的回描电压的过零检测(步骤S26)。若回描电压已过零(步骤S26→是)，则消除回描，在端子Mout0与端子Mout1之间出现反电动势(步骤S27)。桥控制电路110进一步在BEMF检测部118尝试进行对在电压VMX出现的反电动势的过零检测(步骤S28)。若反电动势已过零(步骤S28→是)，则第二象限结束。
桥控制电路110连通端子Mout1的高侧开关元件2(步骤S23)，在损失低于高损失模式的低损失模式下动作。由此，能够减少电力损失。并且桥控制电路110的电压VMX若小于电源电压MVdd与二极管18的正方向电压下降Vf之和，则断开端子Mout1的高侧开关元件2，结束该低损失模式。由此，不会影响回描脉冲结束后的反电动势的测定与失调检测，进一步起到不对电机120产生制动的效果。
《第二象限的Y相的动作》
在第二象限，Y相的H桥电路20Y进行相当于图7的X相的动作的动作。换句话说，Y相的H桥电路20Y连通端子Mout2侧分支的高侧开关元件、和端子Mout3侧分支的低侧开关元件(相当于图7的步骤S10)，从而进行通电。电压VMout2与电压VMout3之差成为MVdd的电压(相当于图7的步骤S11)。此时，电流从端子Mout2向端子Mout3流动，电机120旋转，线圈电流IMY的绝对值逐渐增大。
这里，若在X相的电压VMX出现的反电动势过零(相当于图7的步骤S12→是)，则断开Y相的端子Mout2侧分支的高侧开关元件、和端子Mout3侧分支的低侧开关元件(相当于图7的步骤S13)，Y相转移为高损失期间。Y相的电压VMout2与电压VMout3瞬间变得相等(相当于图7的步骤S14)，并且第二象限结束。
在第1实施方式中，由于兼用失调检测用的A/D转换器117来检测回描的结束，所以无需提高成本就能够实施。另外，即使在电源电压MVdd、负载扭矩、旋转速度变化的情况下，也不会产生电力损失及制动。
在第1实施方式中，进一步可以检测回描脉冲的结束时刻并在该时刻断开开关元件。由此，不会影响回描脉冲的结束后的反电动势的测定与失调检测。并且由于不会对电机120产生制动，所以具有不会给予电机的最高速度性能负面影响的优点。
(第2实施方式)
接下来，对例如在无刷电机中电机线圈成为星型连接的情况的本发明的应用进行叙述。图13是第2实施方式的电机驱动控制装置的线圈、开关元件及其周边部分的详细图。
开关元件202、204形成串联电路SA1。同样地，开关元件206、208形成串联电路SA2，开关元件210、212形成串联电路SA3。
相对于这些串联电路SA1～SA3而连接有直流电源140以及地线142，并外加由规定的电源电压MVdd。二极管252、254、256、258、260、262为回流用的二极管(续流二极管)，分别以并联的方式连接于开关元件202、204、206、208、210、212。PWM信号发生器313与第1实施方式的PWM信号发生器113相对应，连接于未图示的桥控制部。PWM信号发生器313基于未图示的桥控制部的控制，生成开关信号并供给至各串联电路SA1～SA3的开关元件。这里，所谓的开关信号是作为栅极电压而外加于各开关元件的开/关信号。此外，在图中，这些开关元件202、204、206、208、210、212的下侧的端子成为源端，上侧的端子成为漏极端。电压VMoutU、VMoutV、VMoutW被供给至A/D转换器317与未图示的BEMF(反电动势)检测部。该A/D转换器317在第2实施方式中也与第1实施方式相同，作为检测电机线圈的差动电压的电压检测机构而被使用。
开关元件202、204的连接点的电压VMoutU、开关元件206、208的连接点的电压VMoutV、开关元件210、212的连接点的电压VMoutW分别被外加于电机320的线圈UB、VB、WB的一端。这些线圈UB、VB、WB的另一端相互连接，成为星型连接。
这里，在利用串联电路SA1、SA2来外加VMoutU与VMoutV时，在串联连接的线圈UB、VB外加VMoutU与VMoutV之差亦即电机电压VMuv(＝电压VMoutU－VMoutV)。这里，各个串联电路SA1、SA2与串联连接的线圈UB、VB形成半桥电路，组合这些半桥电路从而形成H桥电路。
在利用串联电路SA2、SA3来外加VMoutV与VMoutW时，在串联连接的线圈VB、WB外加VMoutV与VMoutW之差亦即电机电压VMvw(＝电压VMoutV－VMoutW)。此时，各个串联电路SA2、SA3与串联连接的线圈VB、WB形成半桥电路，组合这些半桥电路从而形成H桥电路。
而且同样地，在利用串联电路SA3、SA1来外加VMoutW与VMoutU时，在串联连接的线圈WB、UB外加VMoutW与VMoutU之差亦即电机电压VMwu(＝电压VMoutW－VMoutU)。此时，串联电路SA3、SA1与串联连接的线圈WB、UB也形成半桥电路，组合这些半桥电路从而形成H桥电路。
这样，在星型连接的情况下，虽然选择性地依次切换向线圈的电压的外加，但是通过在任一线圈的组合外加电压，都可利用串联电路SA1～SA3中的任意两个半桥电路构成H桥电路。但是，无论是哪一种组合，对于与将各个情况相对应的半桥电路进行组合轭日程的H桥电路，进行与第1实施方式所述的相同的驱动控制即可。由此，能够起到与第1实施方式相同的效果。
然而，在之前叙述的第1实施方式中，两组开关电路与线圈的组合始终是一定的，但是在这样的情况下，这种H桥电路也可以说是组合了半桥电路的H桥电路的一种。
(变形例)
本发明并不局限于上述实施方式，能够在不脱离本发明的主旨的范围内变更实施，例如，有如下的(a)～(h)那样的实施方式。
(a)本发明并不局限于二相步进电机，也可以为任意相的电机，例如，可为三相步进电机。另外，也可以为电机线圈成为三角连接的无刷电机。
(b)开关元件并不局限于MOSFET，也可以为任意种类的半导体开关元件。
(c)驱动控制装置的各构成要素的至少其一部分也可以不进行硬件的处理，而进行软件的处理。
(d)驱动控制装置也可至少将其一部分作为集成电路(IC：Integrated Circuit)。
(e)图1、图2所示的驱动控制装置的电路模块构成为具体例子，并不局限于此。
(f)图7、图8所示的控制流程为一个例子，并不局限于这些步骤的处理，例如，也可以在各步骤间插入其他的处理。
(g)从高损失模式向低损失模式的变化并不局限于规定时间的经过，也可以根据回描电压的过零进行变化，并不被限定。
(h)在从断开全部的开关元件的高损失期间转移为连通高侧开关元件的回描对应期间的这段期间内，也可以如图4的变形例那样，具有连通一方的分支的高侧开关元件与另一方的分支的低侧开关元件的期间。
Claims (6)
1.一种电机驱动控制装置，其特征在于，具有：
H桥电路，其具有开关元件与续流二极管，通过将半桥进行组合而成，其中，该半桥与设置在电机的电机线圈连接；
电压检测机构，其检测所述电机线圈的差动电压；
过零检测机构，其检测所述电机线圈的反电动势的过零；以及
控制机构，其根据所述电压检测机构的检测结果来驱动所述开关元件，对所述H桥电路指定如下模式中的任一种动作模式，即：使在所述电机线圈流动的电机电流增加的充电模式；使所述电机线圈的回描脉冲产生并且能量损失高的高损失模式；与所述高损失模式相比而损失较低的低损失模式；或者在所述电机线圈的回描脉冲的衰减后利用所述过零检测机构检测所述电机线圈的反电动势的过零的自由模式，
所述控制机构若切换相位而进行通电控制，并且将所述H桥电路切换为所述充电模式，并利用所述过零检测机构检测到与所述H桥电路的紧前的相位下的H桥电路连接的电机线圈的反电动势过零，则将所述H桥电路切换为所述高损失模式，在经过规定时间后，将所述H桥电路切换为所述低损失模式，若检测到与所述H桥电路连接的电机线圈的差动电压变得小于规定电压，则将所述H桥电路切换为所述自由模式。
2.根据权利要求1所述的电机驱动控制装置，其特征在于，
所述控制机构在所述低损失模式下，将所述H桥电路的开关元件中的、位于所述电机电流流动方向侧的高侧的一个开关元件形成为导通状态，利用积蓄于所述电机线圈的能量，使电流流向由处于导通状态的高侧的该开关元件与处于所述电机电流流动方向的相反的一侧的低侧的续流二极管形成的闭合电路。
3.根据权利要求1或2所述的电机驱动控制装置，其特征在于，
所述控制机构在所述高损失模式下将所述H桥电路的开关元件全部形成为非导通状态，利用积蓄于所述电机线圈的能量，使电流流向由处于所述电机电流流动方向侧的高侧的续流二极管与处于所述电机电流流动方向的相反的一侧的低侧的续流二极管形成的闭合电路。
4.根据权利要求1所述的电机驱动控制装置，其特征在于，
构成所述H桥电路的所述开关元件与所述续流二极管通过CMOS工艺形成。
5.根据权利要求1所述的电机驱动控制装置，其特征在于，
所述电压检测机构为A/D转换器。
6.一种电机驱动控制方法，为电机驱动控制装置的电机驱动控制方法，所述电机驱动控制装置具有：
H桥电路，其具有开关元件，通过将半桥进行组合而成，其中，该半桥与设置在电机的电机线圈连接；
电压检测机构，其检测所述电机线圈的差动电压；
过零检测机构，其检测所述电机线圈的反电动势的过零；以及
控制机构，其根据所述电压检测机构的检测结果来驱动所述开关元件，对所述H桥电路指定如下模式中的任一种动作模式，即：使在所述电机线圈流动的电机电流增加的充电模式；使所述电机线圈的回描脉冲产生并且能量损失高的高损失模式；与所述高损失模式相比而损失较低的低损失模式；或者在所述电机线圈的回描脉冲的衰减后利用所述过零检测机构检测所述电机线圈的反电动势的过零的自由模式，
所述电机驱动控制方法的特征在于，
在所述电机驱动控制方法中执行如下步骤，即：
所述控制机构切换相位而进行通电控制，并且将所述H桥电路切换为所述充电模式的步骤；
所述控制机构若利用所述过零检测机构检测到与所述H桥电路的紧前的相位下的H桥电路连接的电机线圈的反电动势过零，则将所述H桥电路切换为所述高损失模式的步骤；
从切换为所述高损失模式起经过规定时间后，所述控制机构将所述H桥电路切换为所述低损失模式的步骤；以及
若利用所述电压检测机构检测到与所述H桥电路连接的电机线圈的差动电压变得小于规定电压，则所述控制机构将所述H桥电路切换为所述自由模式的步骤。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2015-106937 | 2015-05-27 | ||
| JP2015106937A JP6272797B2 (ja) | 2015-05-27 | 2015-05-27 | モータ駆動制御装置およびモータ駆動制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN106208848A CN106208848A (zh) | 2016-12-07 |
| CN106208848B true CN106208848B (zh) | 2018-12-07 |
Family
ID=57281766
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201610365862.3A Active CN106208848B (zh) | 2015-05-27 | 2016-05-27 | 电机驱动控制装置以及电机驱动控制方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US9614471B2 (zh) |
| JP (1) | JP6272797B2 (zh) |
| CN (1) | CN106208848B (zh) |
| DE (1) | DE102016109786A1 (zh) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10291162B1 (en) * | 2016-02-17 | 2019-05-14 | Thane C. Heins | Flyback mode process harnessing generator action in electric motor |
| JP6642201B2 (ja) * | 2016-03-30 | 2020-02-05 | 株式会社デンソー | モータ制御装置及びモータ制御プログラム |
| DE102017100931A1 (de) * | 2017-01-18 | 2018-07-19 | Minebea Mitsumi Inc. | Verfahren zum Betrieb einer Gleichstrommaschine |
| DE102017118837A1 (de) * | 2017-08-17 | 2019-02-21 | Trinamic Motion Control Gmbh & Co. Kg | Verfahren und Schaltungsanordnung zur Resonanzdämpfung bei Schrittmotoren |
| US20210126562A1 (en) * | 2019-10-24 | 2021-04-29 | Massachusetts Institute Of Technology | Apparatus and method of torque-boost dual-motor system |
| US11362607B1 (en) * | 2021-02-18 | 2022-06-14 | Global Mixed-Mode Technology Inc. | Motor unit |
| CN113824289A (zh) * | 2021-09-18 | 2021-12-21 | 长沙硕博电机有限公司 | 一种定向电枢电流的直流电动机及直流电动机控制方法 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN2535973Y (zh) * | 2002-03-29 | 2003-02-12 | 建准电机工业股份有限公司 | 直流无刷风扇马达的电源转换电路 |
| CN101051806A (zh) * | 2007-05-17 | 2007-10-10 | 同济大学 | 车用空调压缩机新型电驱动控制系统及方法 |
| CN104467599A (zh) * | 2013-05-12 | 2015-03-25 | 英飞凌科技股份有限公司 | 同步电动机优化控制 |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3764784B2 (ja) | 1996-09-03 | 2006-04-12 | 新電元工業株式会社 | 誘導性負荷の同期駆動方法、及びｈブリッジ回路の同期制御装置 |
| JP3965127B2 (ja) * | 2003-03-07 | 2007-08-29 | 松下電器産業株式会社 | ステッピングモータ駆動装置、及びステッピングモータ駆動方法 |
| JP5010827B2 (ja) * | 2005-11-16 | 2012-08-29 | 日立アプライアンス株式会社 | ブラシレスモータの制御装置 |
| JP4971750B2 (ja) * | 2006-10-31 | 2012-07-11 | 株式会社日立製作所 | 電源回路、及びこれに用いる制御回路 |
| JP2010178477A (ja) * | 2009-01-28 | 2010-08-12 | Sanyo Electric Co Ltd | ドライバ回路 |
| TWI399031B (zh) * | 2009-08-19 | 2013-06-11 | Delta Electronics Inc | 馬達控制裝置及其方法 |
| JP5697320B2 (ja) * | 2009-09-18 | 2015-04-08 | セミコンダクター・コンポーネンツ・インダストリーズ・リミテッド・ライアビリティ・カンパニー | ドライバ回路 |
| US9263968B2 (en) * | 2011-06-22 | 2016-02-16 | Eetrex, Inc. | Bidirectional inverter-charger |
| JP6053337B2 (ja) * | 2012-06-05 | 2016-12-27 | ローム株式会社 | モータ駆動回路およびそれを用いた電子機器 |
| US9397597B2 (en) * | 2013-07-29 | 2016-07-19 | Texas Instruments Incorporated | Sensed motor winding current adapting blanking period between max/min values |
-
2015
- 2015-05-27 JP JP2015106937A patent/JP6272797B2/ja active Active
-
2016
- 2016-04-19 US US15/132,746 patent/US9614471B2/en active Active
- 2016-05-27 DE DE102016109786.1A patent/DE102016109786A1/de active Granted
- 2016-05-27 CN CN201610365862.3A patent/CN106208848B/zh active Active
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN2535973Y (zh) * | 2002-03-29 | 2003-02-12 | 建准电机工业股份有限公司 | 直流无刷风扇马达的电源转换电路 |
| CN101051806A (zh) * | 2007-05-17 | 2007-10-10 | 同济大学 | 车用空调压缩机新型电驱动控制系统及方法 |
| CN104467599A (zh) * | 2013-05-12 | 2015-03-25 | 英飞凌科技股份有限公司 | 同步电动机优化控制 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2016226070A (ja) | 2016-12-28 |
| CN106208848A (zh) | 2016-12-07 |
| US20160352272A1 (en) | 2016-12-01 |
| DE102016109786A1 (de) | 2016-12-01 |
| US9614471B2 (en) | 2017-04-04 |
| JP6272797B2 (ja) | 2018-01-31 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |