CN106160942A - 网格多载波并行传输系统中的双散射信号分量的接收方法 - Google Patents

Abstract

网格多载波并行传输系统中的双散射信号分量的接收方法，在与发送信号的时频网格相对应的倒逆网格上构造得到新的时频滤波器组，实现对信号散射分量的接收，并借助紧致性质简化，可有效完成快速移动环境下信号散射分量接收，从根本上克服和解决传统接收机由于滤波器组不完备的缺点而导致的部分散射分量所携带信息的丢失，在压缩冗余和译码性能上均得到更大程度提升。本发明不仅填补了目前网格正交频分复用多载波LOFDM信号接收与处理方面的不足，对于改善快速移动环境下网格多载波数据并行传输的可靠性效果显著。本发明方法不仅可实现新型网格多载波LOFDM信号的接收，通过参数配置调整同样可用于传统多载波系统，以改善其接收效能。

Description

网格多载波并行传输系统中的双散射信号分量的接收方法

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，涉及网格多载波并行传输系统，为一种网格多载波并行传输系统中的双散射信号分量的接收方法。

背景技术

网格多载波并行传输LOFDM系统是在现有正交频分复用OFDM(OrthogonalFrequency Division Multiplexing)系统基础上改进提出的并行传输方案，LOFDM通过奇偶支路错位传输，使得符号发送的时频位置调整为六边形网格结构(见参考文献[1])。从二维球面填充理论出发，在相同欧式距离下，该方案可进一步增加给定频带资源下发端符号的发送能力，提高频谱资源的使用效率。网格多载波并行传输LOFDM系统是随着通信网络化、宽带化与频谱资源稀缺的背景下数据传输能力要求的激增而涌现出的传输技术。但同时这种特殊的网格构造，在快速移动环境下将使该系统面临更为严峻的串扰强度和串扰长度，对此类信号接收提出了更高要求。图1给出了目前常见并行多载波信号构成的时频结构，图1(a)为传统的基于矩形时频结构的多载波信号，图1(b)对应于新型的网格正交频分复用多载波LOFDM信号时频结构。由图1知，网格多载波并行传输LOFDM信号较传统信号相比在时间-频率域呈交错分布，在结构特性与传输问题等方面较以往传统技术不同。

图2对应于网格多载波系统的实现框图。在实际接收与处理中，图中所给接收方案实际采用的匹配接收方法，在理想信道条件下，由于各通路间彼此正交，利用匹配接收在有用信号最大输出的同时，旁路符号影响为零。但就多数无线信道而言，由于信道的非理想性，特别在快速移动环境下，信号在传输过程中往往经历诸多反射、散射和路径变化等影响，到达接收端的通信信号含有大量多径时延分量和多普勒分量，导致接收信号较原信号严重失真，破坏了原有的正交性。就传统的匹配接收而言，除有用信号输出减小外，严重的符号间串扰和邻道干扰使得符号检测判决时的信干噪比下降，严重影响和限制了系统性能(见参考文献[2][3])。针对该问题，处理方法包括发端信号网格结构优化、信号波形尺度控制和双正交处理等方法，其处理效果虽有一定改善(见参考文献[4][5][6])，但其抑制能力仍无法满足工程设计应用的要求，共性原因可归结如下：一方面存在部分分量无法接收而造成能量损失，另一方面相邻信号的散射分量会串入接收机而所造成的串扰分量未能有效运用，导致接收性能的严重下降。加之LOFDM交错的网格构造，这使得该系统面临更为严峻的串扰强度和串扰长度。综上，针对快时变无线信道条件下信号接收处理是网格多载波系统设计实现中必须予以考虑的要点问题之一。

参考文献：

[1]Strohmer T,Beaver S,“Optimal OFDM Design for Time–frequencyDispersive Channels”,IEEE Transactions on Communications,2003,51(7):1111-1122.

[2]Qu.D,Lu.S,Jiang.T.Multi-block joint optimization for the peak-to-average power ratio reduction of FBMC-OQAM signals[J].IEEE Transactions onSignal Processing,2013,61(6):1605-1613.

[3]Jeng.S,Chen.J.Efficient PAPR reduction in OFDM systems based on acompanding technique with trapezium distribution[J].IEEE Transactions onBroadcasting,2011,57(2):291-298.

[4]Yuan Z.G.,Wang T.,Cao Y.J.,“A Complete Analysis on LOFDM SignalingOver Doubly-dispersion Channels with Optimum Design”，Chinese Journal ofelectronics，2013.04，22(2)：391-396；

[5]Han F.M.,Zhang X.D.,“Hexagonal Multicarrier Modulation:A RobustTransmission Scheme for Time-Frequency Dispersive Channels”,IEEE SignalProcessing,May 2007,55(5):1955-1961.

[6]简伟，沈越泓，李毅，“基于广义Gabor变换的最优LOFDM系统的脉冲成形”，电子与信息学报，2006.07，28(7):1274-1278.

发明内容

本发明的目的是针对传输过程中网格多载波并行传输系统空中信号失真与时频域能量散射和由此导致的严重邻道干扰和长符号串扰等更为突出的问题，结合的网格多载波并行传输系统LOFDM信号特殊的网格结构特征，提出一种新型的可有效完成散射分量接收的二维接收滤波器组结构及相应的参数配置。

本发明的技术方案为：网格多载波并行传输系统中的双散射信号分量的接收方法，时变多径信道条件下，在与发送信号的时频网格相对应的倒逆网格上构建二维时频滤波器组,实现对信号散射分量的接收，包括以下步骤：

1)根据发端信号的发送间隔T和频率间隔Ω，在对应的倒逆网格点{(m/Ω,n/T),m,n∈整数}上构建二维时频滤波器组其配置的时间间隔为1/Ω、频率间隔为1/T，二维时频滤波器组的函数与倒逆网格关系如下：

在倒逆网格中完成信号散射分量的接收及后续的信息译码，对于任意平方可积信号恒有下述等效分解：

$f\left(t\right)=\underset{p=0}{\overset{\mathrm{\&Omega;}-1}{\&Sigma;}}\underset{p=0}{\overset{T-1}{\&Sigma;}}{\mathrm{\&chi;}}_{p,q}{g}_{p,q}^o\left(t\right)=\underset{p,q}{\&Sigma;}<f,{\mathrm{\&gamma;}}_{p,q}^o>g_{p,q}^o\left(t\right)---\left(9\right)$

其中，下标p∈[0,...,Ω-1],q∈[0,...,T-1]，χ_p,q为信号f(t)在倒逆网格点(p/Ω,q/T)处的分解系数，其大小对应于在函数上的投影，即γ为关于原形脉冲函数g(t)的对偶Gabor原子，符号<·>为内积运算符，为子载波；

2)在新构建的倒逆网格二维时频滤波器组通过卷积运算完成信号接收，接收信号经接收滤波器处理后的输出结果，记为y_p,q：

c_l,k为第k路子载波在时隙l上发送的符号，g_l,k为Gabor基函数，g_l,k对应于发端的各路子载波信号，其到达接收端并在函数上的投影记为到达收端的接收信号r(t)除了包含部分原信号外，还包含有发端信号沿不同路径到达接收端的叠加分量，并伴有不同程度的多普勒频移，为信道增益因子，τ,υ分别对应于信道时延和多普勒频移，为双散射信道的时延算子，M_v为双散射信道的调制算子，有和

3)记列向量和将接收信号在上的投影写成矢量形式：

$\stackrel{\&RightArrow;}{Y}=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_{l,k}\left(\begin{array}{c}{\stackrel{\&RightArrow;}{B}}_0(l,k)\\ {\stackrel{\&RightArrow;}{B}}_1(l,k)\\ .\\ .\\ .\\ {\stackrel{\&RightArrow;}{B}}_{\mathrm{\&Omega;}-1}(l,k)\end{array}\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_{l,k}\&CenterDot;\stackrel{\&RightArrow;}{B}(l,k)={\stackrel{\&RightArrow;}{c}}^T\&CenterDot;[\stackrel{\&RightArrow;}{B}\left(\mathrm{0,0}\right),...,\stackrel{\&RightArrow;}{B}(l,k),...\stackrel{\&RightArrow;}{B}(L-1\mathrm{nk})]---\left(11\right)$

其中，列向量为符号c_l,k对应的传输向量，

经过上述步骤，完成信号接收及其在倒逆网格函数集合上的投影映射，接下来利用欧式距离及序列译码方法即可从式(11)的投影结果判决并恢复出原始发送符号，完成数据符号的检测判决。

进一步的，二维时频滤波器组配置如下：时间间隔为1/Ω、频率间隔为Ω，用于降低接收滤波器的个数。

空中信号的接收设计对于通信系统尤其重要，随着传输速率的不断提高，接收设计面临诸多问题与挑战。对于多数无线信道，由于信道的非理想性，特别在快速移动环境下，到达接收端的通信信号含有大量多径时延分量和多普勒分量。就传统的匹配接收、多信道接收和双正交接收等方法而言，一方面存在部分分量无法接收而造成能量损失，另一方面相邻信号的散射分量会串入接收机而造成相互串扰，导致接收性能的严重下降。就网格多载波并行传输LOFDM而言，通过奇偶支路错位传输，虽可进一步优化发送符号的时频配置，改进后的六边形网格结构可提高给定频带资源下发端符号的发送能力及频带利用效率，但同时这种特殊的网格构造，在快速移动环境下将使该系统面临更为严峻的串扰强度和串扰长度，因而对此类信号接收提出了更高要求。本发明的目的在于针对LOFDM系统等在内的具有网格结构构造的信号类型，提出一种有效的接收方法，以提升传输系统在快速移动条件下的实际性能，以更大限度发挥该技术在无线通领域的优势。

在具体实现中，本发明围绕LOFDM收端失真信号结果中包含的时间域及频率域的有用信号分量有效分离与提取而展开，采用新型的二维滤波器组，通过在与发送信号的时频网格相对应的倒逆网格上构造时频滤波器组，实现对接收信号时延及多普勒散射分量的实时分离与提取，使这些原本造成符号串扰与邻道干扰的失真分量重新加以利用。测试结果表明，该方法对于改善LOFDM系统在快速移动条件下信号接收与数据符号检测性能效果明显。

本发明独特之处在于：(1)与以往多信道接收机不同，在与发送信号的时频网格相对应的倒逆网格上构建二维时频滤波器组，可将失真分量中包含的有助于符号检测判决的幅度及相位信息提取出来，变废为用，辅助并提高接收端符号判决的可靠性；(2)在滤波器组参数配置方面，本发明借助紧致特性完成滤波器结构的等效简化，在与发端信号适配的同时，使分离提取的散射分量中的噪声得以有效压缩，进一步提升了符号检测判决的可靠性。与以往传统的匹配接收、多信道接收和双正交接收等方法相比，本发明从根本上克服和解决了传统接收机由于滤波器组不完备的缺点而导致的部分散射分量所携带信息的丢失，对LOFDM等网格信号表现出更好的适应能力，显著改善了其在快速移动环境下数据传输的可靠性，对于改善多载波并行传输LOFDM信号接收效果有着重要意义和使用价值。

测试结果表明，本发明方法可有效完成快速移动环境下信号散射分量接收，从根本上克服和解决传统接收机由于滤波器组不完备的缺点而导致的部分散射分量所携带信息的丢失。在此基础上，还可利用紧致性进一步改善接收机性能，在压缩冗余和译码性能上均得到更大程度提升，有效改善快速移动环境下数据传输的可靠性。

本发明在与发送信号的时频网格相对应的倒逆网格上构造得到新的时频滤波器组，并借助紧致性质简化，可有效完成快速移动环境下信号散射分量接收，从根本上克服和解决了传统接收机由于滤波器组不完备的缺点而导致的部分散射分量所携带信息的丢失，在压缩冗余和译码性能上均得到更大程度提升。本发明不仅填补了目前网格正交频分复用多载波LOFDM信号接收与处理方面的不足，对于改善快速移动环境下网格多载波数据并行传输的可靠性效果显著。本发明方法适用范围广，不仅可实现新型网格多载波LOFDM信号的接收，通过参数配置调整同样可用于传统多载波系统，以改善其接收效能。

附图说明

图1为并行多载波系统空中信号的时频结构图。

图2为网格多载波系统实现框图。

图3为本发明与现有技术测试的LOFDM在时变多径信道并采用倒逆网格滤波器组接收的差错性能图。

图4为本发明基于紧致特性进一步简化后的倒逆网格接收机性能测试图。

具体实施方式

当下频谱资源的有效利用成为高速数据传输的核心议题，就空中信号而言，网格正交频分复用技术LOFDM基于球面填充理论，通过偶数路子载波错位传输，将传统多载波改变为六边形网格结构，在给定的时频平面上可容纳更多发送符号，使频谱资源的利用率进一步提高。然而，在快速移动条件下，通信信号在传输过程中往往因信道多径及时变等因素影响从而存在显著失真，致使信道接收机输出信干噪比严重下降，并存在大量的邻道干扰和码间串扰；加之信号特殊的网格构造，LOFDM系统面临更为严峻的串扰强度和串扰长度，因而对此类信号接收提出了更高要求。

针对快速移动环境下实现高速可靠数据传输的需要，本发明研究并采用了新型的二维滤波器组，即在与发送信号的时频网格相对应的倒逆网格上构造时频滤波器组，其可有效完成快速移动环境下信号散射分量的无损接收，与以往接收机相比，例如匹配滤波组或双正交滤波器组，其对LOFDM等网格信号表现出更好的适应能力，从根本上克服和解决了传统接收机由于滤波器组不完备的缺点而导致的部分散射分量所携带信息的丢失，显著改善了快速移动环境下数据传输的可靠性，对于改善网格多载波LOFDM信号接收效果有着重要意义和使用价值。

下面对本发明的具体实施进行说明。

本发明围绕LOFDM收端失真信号结果中包含的时间域及频率域的有用信号分量有效分离与提取而展开，采用新型的二维滤波器组，通过在与发送信号的时频网格相对应的倒逆网格上构造时频滤波器组，实现对接收信号时延及多普勒散射分量的实时分离与提取。下面分别从系统描述，二维时频滤波器组设计、符号检测、实施效果等四个部分对本发明技术构造实现进行较为全面系统的阐述，以便于实际中参照使用。

1、系统描述

对于多载波通信系统，设子载波个数为K，其在发端信号s(t)一般可表示为：

式中，c_l,k为时隙(指整数)中第k个子载波上携带的符号，g_l,k(t)＝g(t-lT)e^{j2πkΩ(t-lT)}为对应的子载波。原形脉冲g(t)也称为Gabor原子，其经过时间移位和频率偏移所得到的信号g_l,k则称为Gabor基函数，变量T,Ω分别对应于系统的时隙间隔和子载波间隔，用以表示原形脉冲g(t)延时域和频域的移位间隔。

利用偏移量(lT,kΩ)将子载波在时频平面上的位置标示出来，这样我们就可以用三元数对(g；lT,kΩ)与g_l,k一一对应起来。而更一般的，我们可以用有序对(T_l,k,F_l,k)替代偏移量(lT,kΩ)，并将这些点标示在时频平面上，此时式(1)中基函数g_l,k可改写为：

这些时频平面上的点所构成的图案就称为栅格或时频网格，从时频分析的角度可将其视为时频平面上的填充或有限覆盖。从时频分析的角度，我们可依据通信信号在时频平面上的分布图案，将其分为矩形时频通信系统和栅格时频两大类通信系统，式(3-a)给出了通信系统的信号模型：

g_l,k(t)＝g(t-lT)e^{j2πkΩ(t-lT)}，其中，T_l,k＝l·T，F_l,k＝k·Ω (3-a)

这类信号在时频平面上呈矩形结构，正如它们的名称那样。传统多载波系统一般均属这类信号，如OFDM、PS-OFDM，如图1(a)。另一类信号时频分布则称为栅格时频分布，是在传统的矩形时频分布的基础上提出的新型多载波信号，具体下式所示：

$g_{l,k}\left(t\right)=g(t-l\&CenterDot;T-{\&lsqb;k\&rsqb;}_2\&CenterDot;T/2)e^{j2\mathrm{\&pi;}k\mathrm{\&Omega;}(t-l\&CenterDot;T-{\&lsqb;k\&rsqb;}_2\&CenterDot;T/2)}---(3-b)$

其中，T_l,k＝l·T+[k]₂·T/2，F_l,k＝k·Ω，算子[.]₂表示模-2运算。这类信号在时频平面上的分布呈六边形网格结构，其在相邻欧式距离给定条件下，相同时频平面上可以容纳更多的信号点，如图1(b)所示，从而显著提高了系统频带资源利用效率(参见参考文献[3])。

除了根据分布形状进行区分外，网格尺寸的大小或网格密度也是衡量或区分网格的一项十分重要的指标。记乘积κ＝T·Ω为网格尺寸(lattice size)，其对应的倒数则为网格密度ρ＝κ^-1。对于实际中的大多数通信系统，为保证恢复信息的唯一性或信息可恢复，其在发送信号时所采用网格结构均属于κ>1的情况。当信号经过传输介质到达接收端所经历的信道条件理想时，如光纤等有线信道，此时信号在接收端无失真，则接收端即可采用与发端子载波一一对应的滤波器组分别完成对各子载波信号的接收，并恢复出各自的原始信息。例如，对于正交多载波传输系统(OFDM)，接收端即可采用与发端信号相匹配的滤波器组{g_l,k}完成信号接收和信息恢复；对于双正交传输系统(PS-OFDM)，接收端则可采用相同时频结构的双正交滤波器组{r_l,k}完成这一工作。

然而对于多数无线信道，特别在快速移动环境下，信道通常是非理想的，除了多径时延以外，信道状态响应还具有较明显的时变特性，记为h(τ；t)。设s(t)为输入信号，长度为T_L，为信道传输算子，则接收信号可写为：

r(t)＝s(t)*h(τ；t)＝∫h(τ；t)s(t-τ)dt (4)

对于时延τ的子径，其响应函数h(τ；t)通常随时间而变化，这里将之写为傅氏级数形式：

式中，T_L也为分析长度，d/T_L为该分析长度上可分辨的多普勒频移成分，为对应的成分分量，其值大小为式中的ξ为积分变量。将上式代入(4)，整理得：

式中，求和项即原发端信号s(t)经过一定延时τ和频移d/T_L得到的信号分量，即为信道增益因子。因此，实际的接收信号是原信号的若干频移分量在接收端延时叠加的结果，即快时变无线信道的“双散射效应”，对应的信道也称为“双散射信道”。方便起见，引入时延算子和调制算子有和式(6)可简化为：

在对已知发送信号进行接收时，这些新产生的信号分量也将进入接收滤波器组，并将破坏发端子载波信号g_l,k(t)原有的正交性，导致符号间的相互干扰，下式给出了时变多径信道条件下接收滤波器γ_l,k的输出结果：

式中，第一项为滤波器输出的关于发送符号c_l,k的有用信号分量，因子对应于复合增益，求和项为发端其他子载波k₁≠k或时隙l₁≠l的发送符号对当前符号c_l,k的叠加影响，即通常所说的ISI/ICI。

事实上，快速移动环境下，信道散射的影响还不仅如此。在传统接收机设计中，本地滤波器组{γ_m,n}的时频分布与发端信号相同，同属于欠采样网格，在理想信道条件下，可借助滤波器组间的正交性或双正交性快速完成支路信号的分离提取；但在实际快时变无线信道下，由于信号基对于接收信号r(t)是不完备的，除了部分散射分量被接收机或其他滤波器接收外，其余分量则在接收过程中无法被接收而损失，从而导致其所携带的信息遭到损失，这是后续任何处理所无法弥补的，互信息量由此损失，影响十分严重，由此也造成制约高速可靠数据通信的关键因素与瓶颈。

2、本发明提出的二维倒逆网格接收机构造与实现

针对现有技术的问题，本发明在与发送信号的时频网格相对应的倒逆网格上构建二维时频滤波器组实现对信号散射分量的有效接收，从根本上改善和提高接收机性能。

首先，根据发端信号的发送间隔T和频率间隔Ω，在对应的倒逆网格点{(m/Ω,n/T),m,n∈整数}上构建二维时频滤波器组其放置的时间间隔为1/Ω、频率间隔为1/T。利用其完备特性在倒逆网格完成信号散射分量的接收及后续的信息译码，对于任意平方可积信号恒有下述等效分解：

$f\left(t\right)=\underset{p=0}{\overset{\mathrm{\&Omega;}-1}{\&Sigma;}}\underset{p=0}{\overset{T-1}{\&Sigma;}}{\mathrm{\&chi;}}_{p,q}{g}_{p,q}^o\left(t\right)=\underset{p,q}{\&Sigma;}<f,{\mathrm{\&gamma;}}_{p,q}^o>g_{p,q}^o\left(t\right)---\left(9\right)$

其中，下标p∈[0,...,Ω-1],q∈[0,...,T-1]，χ_p,q为信号f(t)在倒逆网格点(p/Ω,q/T)处的分解系数，其大小对应于在函数上的投影，即γ为关于原形脉冲函数g(t)的对偶Gabor原子，符号<.>为内积运算符，为子载波；

${\mathrm{\&gamma;}}_{p,q}^o\left(t\right)=\mathrm{\&gamma;}\&lsqb;t-p\&CenterDot;m/\mathrm{\&Omega;}-{\&lsqb;q\&rsqb;}_2\&CenterDot;m/2\mathrm{\&Omega;}\&rsqb;e^{j2\mathrm{\&pi;}q/T\&lsqb;t-p\&CenterDot;m/\mathrm{\&Omega;}-{\&lsqb;q\&rsqb;}_2\&CenterDot;m/2\mathrm{\&Omega;}\&rsqb;},(p\&Element;\&lsqb;0,...,\mathrm{\&Omega;}-1\&rsqb;,q\&Element;\&lsqb;0,...,T-1\&rsqb;)$

同样为交错网格时频构造。

而后，在新构建的倒逆网格二维时频滤波器组通过卷积运算完成信号接收。类同式(8)，接收信号经接收滤波器处理后的输出结果，记为y_p,q：

c_l,k为第k路子载波在时隙l上发送的符号，g_l,k为Gabor基函数，对应于发端的各路子载波信号，其到达接收端并在函数上的投影记为事实上，到达收端的接收信号r(t)除了包含部分原信号外，还包含有发端信号沿不同路径到达接收端的叠加分量，并伴有不同程度的多普勒频移。为信道增益因子，τ,υ分别对应于信道时延和多普勒频移，为双散射信道的时延算子，为双散射信道的调制算子，有和

通过实际测试，利用紧致特性，接收网格滤波器组还可做进一步简化，对于发端信号的发送间隔T和频率间隔Ω，其配置方式如下：时间间隔为1/Ω、频率间隔为Ω，这时接收滤波器个数可得到有效降低。

3、符号检测

简单起见，记列向量和现将接收信号在信号集上的投影写成矢量形式：

其中，列向量为符号c_l,k对应的传输向量，

经过上述环节，就完成了信号接收及其在倒逆网格函数集合上的投影映射，接下来利用欧式距离及序列译码方法即可从式(11)的投影结果判决并恢复出原始发送符号，完成数据符号的检测判决。依据式(11)，接下来即可利用该式采用最小均方误差准则，即MMSE判决准则完成基于MMSE的维特比译码器(MMSE-Viterbi序列译码器)的设计。按照“时隙-载波”的次序来完成Viterbi迭代译码。设通过多次迭代完成前面时隙及子信道上发送符号的检测判决(记迭代次数为z∈正整数)，现进行第z+1次迭代，检测对象是位于时隙l的第k路子载波的携带的符号进行第z+1次迭代进行判决，则：

$D(z+1)=\underset{c_{l,k}}{\arg }\left\{min\right||\stackrel{\&RightArrow;}{Y}-(\underset{l_1=0}{\overset{l-1}{\&Sigma;}}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\&Sigma;}}+\underset{l_1=l,k_1=0}{\overset{k-1}{\&Sigma;}}{c}_{l_1,k_1}\&CenterDot;\stackrel{\&RightArrow;}{B}(l_1,k_1\left)\right)-c_{l,k}\&CenterDot;\stackrel{\&RightArrow;}{B}(l,k)|{|}_F\}---\left(12\right)$

其中，D(z+1)为第z+1次迭代时判决序列与输出信号矢量的距离，||·||_F为向量F-范数。

由式(8)-(12)，我们就可以完成MMSE-Viterbi序列译码器(非编码系统)的设计与实现，其步骤归纳如下：

MMSE-Viterbi序列译码器(非编码系统)的实现步骤：

1.记录：各子载波信号g_l,k(t)在存有不同时延及多普勒频偏程度下关于收端倒逆网格函数γ_p,q(t)的模糊函数其取值为时延-多普勒分量在函数γ_p,q(t)上的投影其中l为发送时隙，k为子载波序号，变量τ对应于g_l,k(t)经时变多径信道的子径时延，d/T_L(d∈整数)为多普勒频率偏移量。这里以“发端时隙-载波”组织表格的行，按照“其时延-其多普勒分量分别在接收滤波器组时隙-载波的投影”组织互模糊数值表的列；

2.计算：按照式(5)计算信道增益

3.计算：按照式(10)，结合上面数据计算各符号经信道及接收滤波处理的复合增益因子

4.按照“时隙-载波”的次序来完成Viterbi迭代译码，设已完成前z次迭代，现对时隙l第k路子载波携带的符号依据“距离D(z+1)”进行判决：

$D(z+1)=\underset{c_{l,k}}{\arg }\left\{min\right||\stackrel{\&RightArrow;}{Y}-(\underset{l_1=0}{\overset{l-1}{\&Sigma;}}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\&Sigma;}}+\underset{l_1=l,k_1=0}{\overset{k-1}{\&Sigma;}}{c}_{l_1,k_1}\&CenterDot;\stackrel{\&RightArrow;}{B}(l_1,k_1\left)\right)-c_{l,k}\&CenterDot;\stackrel{\&RightArrow;}{B}(l,k)|{|}_F\}$

4、实施效果

下面通过具体实施来说明本发明的实现，本实施例中网格多载波系统中子载波个数取为N＝32，各支路采用QPSK调制且非编码，频谱利用率0.6。各支路的发送间隔T和频率间隔Ω分别为0.387ms和32.275KHz，波形尺度采用等效设计结果进行适配。图3测试了LOFDM在时变多径信道采用框架接收机的接收性能，并与传统匹配接收机进行比较。横轴为比特信噪比(10-30dB)，纵轴为信息差错率。子载波数32个，为测得不同移动环境及信道散射强度下的性能，这里给出三者情况：(1)移动速率95Kmh，多径时延扩展0.0019ms，扩展因子T_mB_d为0.003；(2)移动速率122.5Kmh，多径时延扩展0.0024ms，扩展因子T_mB_d对应0.005；(3)移动速率173.0Kmh，多径时延扩展0.0035ms，扩展因子T_mB_d对应0.01。对照测试结果，采用框架接收机的接收性能较同等条件下匹配接收机性能可改善1.5dB，但随着信噪比的增加，两种接收机会相继出现平台效应。

图4给出了基于紧致特性进一步改进得到的接收机及其性能测试结果。测试条件不变，横轴为比特信噪比(10-30dB)，纵轴为信息差错率。对照测试结果，改进后接收机可最大限度降低接收冗余，差错平台也得到明显抑制，同时由此引入噪声相应下降，使得收端译码性能得到更大程度改善，效果明显。

综上所述，本发明根据发端信号，在时频域上运用框架理论构造得到新型框架接收机结构，并借助紧致性质，对框架接收机结构做等效简化，并给出输出信号矢量的具体表达式和性能测试结果。这种方法可以将失真信号中包含的大量的时间域及频率域的有用信号分量有效分离、提取，并用于数据符号的检测判决，使失真分量隐含的有用信息得以充分利用。本发明填补了目前对于网格正交频分复用多载波LOFDM信号接收与处理方面的不足，效果显著。

Claims (3)

1.网格多载波并行传输系统中的双散射信号分量的接收方法，其特征是时变多径信道条件下，在与发送信号的时频网格相对应的倒逆网格上构建二维时频滤波器组，实现对信号散射分量的接收，包括以下步骤：

1)根据发端信号的发送间隔T和频率间隔Ω，在对应的倒逆网格点{(m/Ω，n/T)，m，n∈整数}上构建二维时频滤波器组其配置的时间间隔为1/Ω、频率间隔为1/T，二维时频滤波器组的函数与倒逆网格关系如下：

在倒逆网格中完成信号散射分量的接收及后续的信息译码，对于任意平方可积信号恒有下述等效分解：

$f\left(t\right)=\underset{p=0}{\overset{\mathrm{\&Omega;}-1}{\&Sigma;}}\underset{p=0}{\overset{T-1}{\&Sigma;}}{\mathrm{\&chi;}}_{p,q}{g}_{p,q}^o\left(t\right)=\underset{p,q}{\&Sigma;}<f,{\mathrm{\&gamma;}}_{p,q}^o>g_{p,q}^o\left(t\right)---\left(9\right)$

其中，下标p∈[0，...，Ω-1]，q∈[0，...，T-1]，χ_p，q为信号f(t)在倒逆网格点(p/Ω，q/T)处的分解系数，其大小对应于在函数上的投影，即γ为关于原形脉冲函数g(t)的对偶Gabor原子，符号<.>为内积运算符，为子载波；

2)在新构建的倒逆网格二维时频滤波器组通过卷积运算完成信号接收，接收信号经接收滤波器处理后的输出结果，记为yp，_q：

c_l，k为第k路子载波在时隙l上发送的符号，g_l，k为Gabor基函数，g_l，k对应于发端的各路子载波信号，其到达接收端并在函数上的投影记为到达收端的接收信号r(t)除了包含部分原信号外，还包含有发端信号沿不同路径到达接收端的叠加分量，并伴有不同程度的多普勒频移，为信道增益因子，τ，υ分别对应于信道时延和多普勒频移，为双散射信道的时延算子，M_v为双散射信道的调制算子，有和

3)记列向量0≤p≤Ω-1和将接收信号在上的投影写成矢量形式：

$\stackrel{\&RightArrow;}{Y}=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_{l,k}\left(\begin{array}{c}{\stackrel{\&RightArrow;}{B}}_0\left(l,k\right)\\ {\stackrel{\&RightArrow;}{B}}_1\left(l,k\right)\\ \begin{array}{c}.\\ .\\ .\end{array}\\ {\stackrel{\&RightArrow;}{B}}_{\mathrm{\&Omega;}-1}\left(l,k\right)\end{array}\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_{l,k}\&CenterDot;\stackrel{\&RightArrow;}{B}\left(l,k\right)={\stackrel{\&RightArrow;}{c}}^T\&CenterDot;\&lsqb;\stackrel{\&RightArrow;}{B}\left(0,0\right),...,\stackrel{\&RightArrow;}{B}\left(l,k\right),...\stackrel{\&RightArrow;}{B}\left(L-1,k\right)\&rsqb;---\left(11\right)$

其中，列向量为符号c_l，_k对应的传输向量，

经过上述步骤，完成信号接收及其在倒逆网格函数集合上的投影映射，接下来利用欧式距离及序列译码方法即可从式(11)的投影结果判决并恢复出原始发送符号，完成数据符号的检测判决。

2.根据权利要求1所述的网格多载波并行传输系统中的双散射信号分量的接收方法，其特征是二维时频滤波器组配置如下：时间间隔为1/Ω、频率间隔为Ω，用于降低接收滤波器的个数。

3.根据权利要求1所述的网格多载波并行传输系统中的双散射信号分量的接收方法，其特征是步骤3)中，依据式(11)，采用MMSE判决准则完成MMSE-Viterbi译码器的设计，按照“时隙-载波”的次序来完成Viterbi迭代译码：通过多次迭代完成前面时隙及子信道上发送符号的检测判决，记迭代次数为z，现进行第z+1次迭代，检测对象是位于时隙l的第k路子载波的携带的符号进行第z+1次迭代进行判决，则：

$D\left(z+1\right)=\underset{c_{l,k}}{\arg }\left\{\min \left|\right|\stackrel{\&RightArrow;}{Y}-\left(\underset{l_1=0}{\overset{l-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}+\underset{l_1=l,k_1=0}{\overset{k-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_{l_1,k_1}\&CenterDot;\stackrel{\&RightArrow;}{B}\left(l_1,k_1\right)\right)-c_{l,k}\&CenterDot;\stackrel{\&RightArrow;}{B}\left(l,k\right)|{|}_F\right\}---\left(12\right)$

其中，D(z+1)为第z+1次迭代时判决序列与输出信号矢量的距离，||·||_F为向量F-范数。