CN106099864A

CN106099864A - 一种igbt功率开关器件的短路保护方法及其电路

Info

Publication number: CN106099864A
Application number: CN201610571071.6A
Authority: CN
Inventors: 祝靖; 钱威; 陆扬扬; 孙伟锋; 陆生礼; 时龙兴
Original assignee: Southeast University
Current assignee: Southeast University
Priority date: 2016-07-19
Filing date: 2016-07-19
Publication date: 2016-11-09
Anticipated expiration: 2036-07-19
Also published as: CN106099864B

Abstract

一种IGBT功率开关器件的短路保护方法及其电路，包括IGBT驱动电路、栅极驱动电阻R_G、短路检测电路和短路处理电路。其中IGBT驱动电路用来给IGBT的栅极提供工作电压，IGBT驱动电路还包括一个控制端口，用来接受来自短路检测电路的短路控制信号，对IGBT驱动电路的输出信号进行锁定；短路检测电路包括硬开关短路故障(HSF)检测电路和带载短路故障(FUL)检测电路两个部分，分别对IGBT的两种短路行为进行检测，共同构成IGBT的短路检测电路；短路处理电路则是当短路故障发生时，对短路故障进行安全可靠的处理。本发明通过对IGBT栅极瞬态行为进行短路检测，电路简单，检测时间短，能够可靠地检测IGBT短路故障，从而对IGBT进行有效的保护。

Description

一种IGBT功率开关器件的短路保护方法及其电路

技术领域

本发明涉及采用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor绝缘栅双极型晶体管)作为功率开关器件的短路保护方法及其电路。

背景技术

IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor绝缘栅双极型晶体管)作为一种新型大功率开关器件被广泛应用于各种智能功率芯片SPIC(Smart Power IC)中，由于功率器件IGBT的短路耐受时间很短，若发生短路，功率器件IGBT会在很短的时间内失效，因此对IGBT进行有效的短路保护至关重要。通常情况下，IGBT短路故障可以分为两类，硬开关短路故障(HSF，Hard Switching Fault)和带载短路故障(FUL，Fault Under Load)，硬开关短路故障(HSF)是指在IGBT开通过程中负载发生短路，当IGBT导通时，回路阻抗相当小。带载短路故障是指在IGBT已经开通进入稳定导通状态之后，负载发生短路，此时IGBT电流会出现很大的过冲，这有可能导致IGBT发生闩锁效应从而损坏。

现有技术中，对IGBT进行短路保护检测有多种方案，目前常见的对IGBT进行短路保护检测的方案一种是退饱和检测法，美国专利US005467242A中描述了一种基于退饱和检测的实现方法，其检测电路原理图如图1所示，退饱和检测电路主要包括一个高压二极管D_S、电阻R_A、延时电路1、比较器COMP1、延时电路2和NMOS管M1，用一个耐高压的二极管阴极连接到IGBT的集电极，对IGBT的退饱和行为进行检测。在IGBT处于正常工作状态下时，IGBT工作在饱和区，IGBT集电极电压很低，此时二极管D_S处于正向导通状态，二极管D_S阳极电压低于参考阈值电压V_R1，而当IGBT发生短路故障时，IGBT集电极电流迅速上升，IGBT由饱和区退出进入有源区，集电极电压迅速上升至母线电压，二极管阳极的电压也随着升高，当其电压大于参考阈值V_R1时，则认为发生IGBT短路故障，接着对电路进行保护，延时电路1的作用是保证IGBT能够完全导通，使得集电极发射极电压降到饱和压降，延时电路2的作用是对工作中的噪声信号进行过滤。其缺点是：首先电路不能对HSF短路故障进行有效检测，其次电路没有与功率级电路隔离，容易发生错误检测，由于延时电路1的存在，在IGBT发生短路保护故障后，需要经过约1～5μs的延迟时间，驱动芯片的监测引脚才能检测到该短路故障信号，即在发生短路故障后，不能够迅速的关断IGBT，增大IGBT损坏的风险。

另一种方案是通过对IGBT的栅极电压进行检测，检测电路主要检测IGBT栅极驱动电压V_GG以及栅极电压V_GE，由于IGBT在正常工作与短路故障时，其栅极电压变化有差异，因此可以通过栅极电测电路对其故障进行检测。图2所示为现有技术中一种基于栅极电压检测的实现方法，检测电路主要包括两个比较器COMP2和COMP3，电容C_K、电阻R_K、R_S、R_O和R_D，其中电阻R_O为比较器COMP2输出端的负载，IGBT栅极驱动电压V_GG通过电阻R_K、电容C_K和电阻R_O分压，由于在IGBT正常情况和发生短路情况下，电容C_K两端充电所得电压是不同的，则电阻R_O上的电压V_RO也不同，通过对电阻R_O上的电压V_RO进行检测即可判断IGBT是否发生短路故障。图3所示为所述现有的栅极电压检测电路在正常情况与短路情况下电阻R_O上的电压，在正常情况(Normal)下，电阻R_O上的电压V_RO低于参考阈值V_R2，而在HSF和FUL短路条件下，电阻R_O上的电压V_RO分别会在某些时段略高于参考阈值V_R2，因此可以检测出短路故障。其缺点是：该电路存在着检测对象在正常情况和短路情况下变化幅度较小的问题，电路中所用比较器参考电平较难设置，正常情况与短路情况区分度不高，容易发生误检漏检现象。

发明内容

针对现有技术存在的上述不足之处，本发明提供了一种IGBT功率开关器件的短路保护方法及其电路，基于栅极瞬态行为检测的方法，能够对IGBT的两种短路行为都进行有效的检测，且电路参数易于设置，电路响应速度快，检测时间短，解决了IGBT短路保护的可靠性问题。

本发明解决上述技术问题的技术方案如下：一种IGBT功率开关器件的短路保护方法，其特征在于：通过对IGBT功率开关器件的栅极驱动电路输出端串联的栅极驱动电阻R_G两端的电压，即IGBT功率开关器件的栅极驱动电压V_GG及栅极电压V_GE进行检测，判断IGBT功率开关器件是否短路，包括硬开关短路故障HSF检测和带载短路故障FUL检测两部分，分别对IGBT功率开关器件进行HSF短路故障检测和FUL短路故障检测。硬开关短路故障HSF检测的输出电压为V_SC1，带载短路故障FUL检测的输出电压为V_SC2，V_SC1和V_SC2经过两输入逻辑或门OR1输出短路控制信号V_SC，若检测电压V_SC1为高，则说明发生HSF短路故障，若检测电压V_SC2为高，则说明发生FUL短路故障，将此时的短路控制信号V_SC反馈给栅极驱动电路的控制端口，锁定栅极驱动电路的输出信号，屏蔽其对IGBT功率开关器件栅极电压的影响，同时也将短路控制信号V_SC经过短路处理后控制IGBT功率开关器件的栅极，对IGBT功率开关器件进行软关断处理，防止过电压对IGBT功率开关器件造成损坏。

根据上述方法设计的保护电路，包括IGBT功率开关器件的栅极驱动电路和栅极驱动电阻R_G，栅极驱动电路的输出连接驱动电阻R_G的输入端即栅极驱动电压V_GG，驱动电阻R_G的输出端即栅极电压V_GE连接IGBT功率开关器件的栅极，其特征在于：设置硬开关短路故障HSF检测电路、带载短路故障FUL检测电路、两输入逻辑或门OR1以及短路处理电路，其中：

栅极驱动电路包括PMOS管MP2、MP3和MP4，NMOS管MN2、MN3、MN4和MN5，电阻R3、R4和R5，电容C3，反相器INV3和INV4，两输入逻辑与非门NAND1和NAND2，PMOS管MP2的栅极与NMOS管MN2的栅极互连作为栅极驱动电路的输入端与前级驱动芯片的输出信号连接，PMOS管MP2的源极、PMOS管MP3的源极、PMOS管MP4的源极以及电阻R5的一端均连接电源电压VCC，PMOS管MP2的漏极连接电阻R3的一端，电阻R3的另一端连接电阻R4的一端、电容C3的一端以及PMOS管MP3的栅极和NMOS管MN3的栅极，电阻R4的另一端连接NMOS管MN2的漏极，PMOS管MP3的漏极与NMOS管MN3的漏极、反相器INV3的输入端以及两输入逻辑与非门NAND1的一个输入端连接在一起，反相器INV3的输出端连接两输入逻辑与非门NAND2的一个输入端，两输入逻辑与非门NAND2的另一个输入端与NMOS管MN4的漏极、电阻R5的另一端以及两输入逻辑与非门NAND1的另一个输入端连接在一起，两输入逻辑与非门NAND1的输出端连接PMOS管MP4的栅极，两输入逻辑与非门NAND2的输出端经过反相器INV4连接NMOS管MN5的栅极，NMOS管MN5的源极与NMOS管MN4的源极、NMOS管MN3的源极、NMOS管MN2的源极以及电容C3的另一端连接在一起并接地GND，PMOS管MP4的漏极与NMOS管MN5的漏极互连，作为栅极驱动电路的输出端，输出栅极驱动电压V_GG，NMOS管MN4的栅极为栅极驱动电路的控制端口连接逻辑或门OR1输出的短路控制信号V_SC；

硬开关短路故障HSF检测电路包括平台充电电路、两个比较器CMP1和CMP2、反相器INV1、两输入逻辑与门AND1和RS触发器，其中平台充电电路包括由两级反相器串联构成的缓冲器以及电阻R1和电容C1，缓冲器输入端连接驱动电阻R_G的输入端即栅极驱动电压V_GG，缓冲器输出端连接电阻R1的一端，电阻R1另一端连接电容C1的一端和比较器CMP2的反相输入端，电容C1的另一端接地GND，比较器CMP2的同相输入端连接设定的固定电平V_REF2，比较器CMP1的同相输入端连接驱动电阻R_G的输出端即栅极电压V_GE，比较器CMP1的反相输入端连接设定的固定电平V_REF1，比较器CMP1的输出V_CMP1连接反相器INV1的输入端和逻辑与门AND1的一个输入端，反相器INV1的输出连接RS触发器的复位端R，比较器CMP2的同相输入端连接固定电平V_REF2，比较器CMP2的输出V_CMP2连接逻辑与门AND1的另一个输入端，逻辑与门AND1的输出连接RS触发器的置位端S，RS触发器Q端输出硬开关短路故障HSF检测电路的控制信号V_SC1；

带载短路故障FUL检测电路包括由PMOS管MP1、电阻R2和电容C2构成的短路检测充电电路、由反相器INV2和NMOS管MN1构成的电容放电电路以及比较器CMP3，PMOS管MP1的栅极连接电源电压VCC，PMOS管MP1的源极连接驱动电阻R_G的输出端即栅极电压V_GE，PMOS管MP1的漏极连接电阻R2的一端，电阻R2的另一端连接电容C2的一端以及NMOS管MN1的漏极和比较器CMP3的同相输入端，电容C2的另一端连接NMOS管MN1的源极并接地GND，NMOS管MN1的栅极连接反相器INV2的输出端，反相器INV2的输入端连接驱动电阻R_G的输入端即栅极驱动电压V_GG，比较器CMP3的反相输入端连接设定的固定电位V_REF3，比较器CMP3输出带载短路故障FUL检测电路的控制信号V_SC2；

硬开关短路故障HSF检测电路的控制信号V_SC1和带载短路故障FUL检测电路的控制信号V_SC2分别连接逻辑或门OR1的两个输入端，逻辑或门OR1的输出V_SC连接短路处理电路并反馈连接至栅极驱动电路的控制端口；

短路处理电路包括PMOS管MP5和MP6，NMOS管MN6、MN7、MN8和MN9，电阻R6、R7和R8，电容C4，齐纳二极管D1～D5，其中PMOS管MP5、MP6，NMOS管MN7、MN8，电阻R6、R7和电容C4构成延时电路，PMOS管MP5的源极和PMOS管MP6的源极均连接电源电压VCC，PMOS管MP5的漏极连接电阻R6的一端，电阻R6的另一端连接电阻R7的一端、电容C4的一端以及PMOS管MP6的栅极和NMOS管MN8的栅极，电阻R7的另一端连接NMOS管MN7的漏极，NMOS管MN7的源极接地GND，PMOS管MP5的栅极与NMOS管MN7的栅极互连为延时电路的输入端与NMOS管MN6的栅极连接，该连接端也是短路处理电路的输入端与逻辑或门OR1的输出V_SC连接，PMOS管MP6的漏极与NMOS管MN8的漏极互连并连接NMOS管MN9的栅极，NMOS管MN9的源极、NMOS管MN8的源极、NMOS管MN7的源极、NMOS管MN6的源极以及电容C4的另一端均接地GND并连接齐纳二极管D5的阴极，齐纳二极管D5的阳极连接齐纳二极管D4的阳极，齐纳二极管D4的阴极连接齐纳二极管D3的阳极，齐纳二极管D3的阴极连接齐纳二极管D2的阳极，NMOS管MN6的漏极连接齐纳二极管D1的阳极，NMOS管MN9的漏极连接电阻R8的一端，电阻R8的另一端与齐纳二极管D2的阴极和齐纳二极管D1的阴极连接在一起，作为短路处理电路的输出端连接IGBT功率开关器件的栅极电压V_GE。

上述电路中的固定电平V_REF1、V_REF2和V_REF3由基准电源提供，其中固定电平V_REF1的大小由具体的IGBT功率开关器件的栅极弥勒平台电压大小决定，一般选取高于弥勒平台电压约2.5V即可。

与现有技术相比，本发明的优点及有益效果是：

(1)本发明由于是对栅极电压V_GE和栅极驱动电压V_GG检测，与传统退饱和检测技术相比，解决了退饱和检测所需检测时间长的问题，具有短路故障检测速度快的特点。

(2)本发明无需引入高压器件，电路简单，整体电路易于集成，能够实现智能功率芯片SPIC内部集成。

(3)本发明可以实现对IGBT的两种短路行为HSF短路故障和FUL短路故障分别进行检测，相较于现有的基于栅极电压检测电路，具有电路参数易于设置，可靠性高等特点。

(4)本发明电路对IGBT正常的开关特性和导通性能不产生影响。

附图说明

图1为现有技术中一种基于退饱和检测的电路示意图；

图2为现有技术中一种基于栅极电压检测的电路示意图；

图3为图2电路在正常情况与短路情况下电阻R_O上的电压示意图；

图4为IGBT栅极电压V_GE在正常导通情况下与发生HSF短路情况下的波形对比图；

图5为IGBT栅极电压V_GE在正常导通情况下与发生FUL短路情况下的波形对比图；

图6为本发明的一种具体实施方式电路图；

图7为图6中的IGBT驱动电路图；

图8为图6中的短路处理电路图；

图9为图6电路的具体工作流程图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的原理和特征进行描述，所举的实例只用于解释本发明，并非用于限定本发明的范围。

如图4所示为IGBT在开通过程中处于正常导通情况下和发生HSF短路情况下栅极电压V_GE随时间变化的对比图，其中虚线部分为IGBT在正常导通情况下栅极电压V_GE随时间变化的关系图，实线部分为IGBT在发生HSF短路时栅极电压V_GE随时间变化的关系图。由图像可知，IGBT在正常导通情况下，其栅极电压在上升的过程中有一个弥勒平台阶段，而当IGBT发生HSF短路时，其栅极电压直接线性上升到电源电压VCC，本发明正是根据该特性，通过检测IGBT栅极电压在导通过程有无弥勒平台阶段来判断IGBT是否发生HSF短路故障。如图4所示，设置一固定电平V_REF1高于IGBT栅极弥勒平台电压约2.5V，设IGBT在发生HSF短路情况下栅极电压V_GE上升至固定电平V_REF1所需时间为t₁，IGBT在正常导通情况下栅极电压V_GE上升至固定电平V_REF1所需时间为t₂，可知t₂远大于t₁，因此通过检测IGBT栅极电压V_GE上升至固定电平V_REF1所需时间长短即可判断IGBT是否发生HSF短路故障。

如图5所示为IGBT在正常导通情况下和发生FUL短路情况下栅极电压V_GE随时间变化的对比图，虚线部分为IGBT在正常导通情况下栅极电压V_GE随时间变化的关系图，实线部分为IGBT在发生FUL短路时栅极电压V_GE随时间变化的关系图。由图像可知，IGBT在发生FUL短路时，由于集电极电流I_C迅速增加，进而集电极发射极电压V_CE也迅速增加，由于该dV/dt的影响，栅极电压V_GE也会增加，因此通过检测IGBT栅极导通完之后是否产生因FUL短路引起的栅极电压过冲现象即可判断出IGBT是否发生FUL短路故障。

本发明的一个具体实施例如图6所示，IGBT短路保护电路包括：IGBT驱动电路001、栅极驱动电阻R_G、短路检测电路002、短路处理电路003和绝缘栅双极型晶体管IGBT。其中IGBT驱动电路001的输出端与栅极驱动电阻R_G的一端连接于节点A，栅极驱动电阻R_G的另一端与IGBT栅极连接于节点B，节点A处的电压为栅极驱动电压V_GG，节点B处的电压为栅极电压V_GE，IGBT驱动电路001还包括一个控制端口，该控制端口与短路检测电路002的输出端连接。所述短路检测电路002的输入端连接栅极驱动电阻R_G的两端于节点A和节点B，短路检测电路002由硬开关短路故障(HSF)检测电路004、带载短路故障(FUL)检测电路005和一个两端口输入的逻辑或门OR1组成，HSF短路检测电路004和FUL短路检测电路005的检测信号是栅极电阻R_G两端的电压，分别是栅极驱动电压V_GG和栅极电压V_GE，HSF短路检测电路004输出端连接逻辑或门OR1的一个输入端，FUL短路检测电路005输出端连接逻辑或门OR1的另一个输入端，逻辑或门OR1的输出信号即为短路检测电路002最终输出的短路控制信号。短路检测电路002的输出端与短路处理电路003的输入端连接，短路处理电路003的输出端与IGBT的栅极连接。

HSF短路检测电路004包括平台充电电路006、两个比较器CMP1和CMP2、反相器INV1、两端口输入的逻辑与门AND1和RS触发器。其中平台充电电路006由缓冲器、电阻R1和电容C1组成，缓冲器输入端连接IGBT的栅极驱动电压V_GG，缓冲器输出端连接电阻R1，电阻R1另一端连接电容C1，电容C1的另一端连接地信号GND，其中缓冲器由两级反相器串联构成，保证电阻R1输入端信号与栅极驱动电压V_GG相同。比较器CMP1的同相输入端连接IGBT的栅极电压V_GE，反相输入端连接一固定电平V_REF1，比较器CMP1的输出V_CMP1连接到一个反相器INV1的输入端，比较器CMP1的输出V_CMP1同时也连接到一个逻辑与门AND1的输入端，反相器INV1的输出连接RS触发器的复位端R，比较器CMP2的反相输入端连接于电阻R1和C1之间，同相输入端连接一固定电平V_REF2，比较器CMP2的输出V_CMP2连接逻辑与门AND1的另一个输入端，逻辑与门AND1的输出连接RS触发器的置位端S，RS触发器最终输出HSF短路检测的控制信号V_SC1。

本发明判断IGBT是否发生HSF短路故障的原理是通过检测IGBT栅极导通过程有无弥勒平台阶段来判断的。上述HSF短路检测电路004中所述固定电平V_REF1大小由具体的IGBT栅极弥勒平台电压大小决定，一般选取高于弥勒平台电压约2.5V即可。根据本实施例中所采用的IGBT，其平台电压为5V，因此将V_REF1设为7.5V。当栅极电压V_GE高于固定电平V_REF1时，比较器CMP1输出由低电平变为高电平。在IGBT开通过程中，若IGBT正常导通，其栅极电压在上升的过程中有一个弥勒平台阶段，而当IGBT发生HSF短路时，其栅极电压直接线性上升到电源电压VCC。设在IGBT开通过程中，若发生HSF短路故障，栅极电压V_GE上升至固定电平V_REF1所需时间为t₁，IGBT在正常导通情况下栅极电压V_GE上升至固定电平V_REF1所需时间为t₂，可知t₂远大于t₁。所述固定电平V_REF2大小设为某一固定值，设在IGBT开通过程中，电容C1上电压V_C1上升至固定电平V_REF2所需时间为t₃，可以通过设置固定电平V_REF2的大小，使得t₃介于t₁和t₂之间，那么在IGBT开通过程中，若栅极电压V_GE上升至固定电平V_REF1所需时间大于t₃，则说明IGBT正常开通，若栅极电压V_GE上升至固定电平V_REF1所需时间小于t₃，则说明IGBT发生HSF短路故障。

当栅极电压从0V开始增加时，平台充电电路006开始给电容C1进行充电，IGBT正常情况下导通时，栅极电压从0V到参考阈值V_REF1之间所需的时间记为T，在T时间内，平台充电电路006对电容C1进行充电，记电容C1上的电压为V_C1，则平台充电电路006的输出V_C1如下：

T时间后：

由于在正常情况下IGBT导通过程中具有栅极平台阶段，其栅极电压从0V到参考阈值V_REF1之间所需的时间要比发生HSF短路情况下的大得多，因此在IGBT正常导通情况下电容C1上电压V_C1(T)的值要比发生HSF短路情况下V_C1(T)的值大得多。在本实施例中，当栅极电压V_GE达到固定电平V_REF1大小7.5V时，若IGBT工作在正常导通情况下，平台充电电路006中电容C1上电压V_C1为7.5V左右，而在发生HSF短路情况下，电容C1上电压V_C1检测到的电压比较小，仅为2.0V左右，两者差距很大，易于区分，因此本实施例中固定电平V_REF2大小设为5V，此时电容C1上电压V_C1上升至固定电平V_REF2所需时间为t₃即可介于上述t₁和t₂之间。

当IGBT驱动电路001开始工作时，栅极电压从0V开始增加，平台充电电路006开始给电容C1进行充电，平台充电电路充电初时，平台充电电路006的输出信号V_C1低于参考阈值V_REF2，比较器CMP2的输出电压V_CMP2为高电平，随着平台充电电路006继续给电容C1充电，V_C1也逐渐由低变高。比较器CMP1的作用是检测栅极电压V_GE，IGBT驱动电路工作初时，栅极电压V_GE低于参考阈值V_REF1，比较器CMP1输出V_CMP1为低电平，反相器INV1的输出为高电平，逻辑与门AND1的输出为低电平，即RS触发器复位端R为高电平，RS触发器的置位端S为低电平，本实施例中所用RS触发器为高电平有效，那么RS触发器的输出端Q被置为“0”，因此在初始状态时RS触发器的输出信号V_SC1为低电平。

随着栅极电压V_GE继续上升，当栅极电压V_GE高于参考阈值V_REF1时，比较器CMP1输出电压V_CMP1由低电平变为高电平，说明此时驱动电路001输出IGBT开启信号，IGBT逐渐导通。将此时的平台充电电路006中电容C1上电压V_C1与参考阈值V_REF2进行比较，如果此时V_C1电压值高于参考电压V_REF2，则比较器CMP2输出电压V_CMP2已经由高电平变为低电平，说明平台充电电路006中电容C1上电压V_C1达到参考阈值V_REF2所需时间小于栅极电压V_GE达到参考阈值V_REF1所需时间。那么此时逻辑与门AND1的输出也为低电平，又此时反向器INV1的输出也为低电平，即RS触发器置位端S为低电平，复位端R也为低电平，则RS触发器输出V_SC1保持原来状态，RS触发器的输出信号V_SC1仍为低电平，说明IGBT未发生HSF短路故障，IGBT处于正常开通状态。如果此时V_C1电压低于参考阈值V_REF2，则比较器CMP2输出仍为高电平，说明平台充电电路006中电容C1上电压V_C1达到参考阈值V_REF2所需时间大于栅极电压V_GE达到参考阈值V_REF1所需时间，那么逻辑与门AND1的输出也为高电平，逻辑与门AND1将输出一个正的窄脉冲信号，即此时RS触发器置位端S为高电平，复位端R为低电平，那么RS触发器的输出端Q被置为“1”，即RS触发器的输出信号V_SC1变为一个恒高电平，说明此时IGBT发生HSF短路故障。

上述FUL短路检测电路005包括短路检测充电电路007、电容放电电路008和一个比较器CMP3。其中FUL短路检测充电电路007由一个PMOS管MP1、电阻R2和电容C2组成，PMOS管MP1的栅极连接电源电压VCC，MP1的源极连接IGBT的栅极电压V_GE，MP1的漏极连接电阻R2，电阻R2连接电容C2，电容C2的另一端接地信号GND。电容放电电路008由一个反相器INV2和一个NMOS管MN1组成，反相器INV2输入端连接IGBT的栅极驱动电压V_GG，输出端连接NMOS管MN1的栅极，MN1的漏极连接于电阻R2和C2之间，MN1的源极连接地信号GND。比较器CMP3的同相输入端连接于电阻R2和C2之间，反相端接一固定电位V_REF3，比较器CMP3最终输出FUL短路检测的控制信号V_SC2。

本发明判断IGBT是否发生FUL短路故障的原理是通过检测IGBT栅极导通完之后是否发生因FUL短路引起的栅极电压过冲现象来判断的。在FUL短路检测电路005中，所述固定电平V_REF3大小设为某一固定值。若IGBT未发生FUL短路，电容C2上的电压V_C2很小，基本为零，比较器CMP3输出为低电平。而当IGBT发生FUL短路故障时，栅极电压V_GE发生过冲，PMOS管MP1导通，栅极电压开始给电容C2进行充电，电容C2上的电压V_C2变得很高。通过对电阻R2、电容C2取值大小合理设置，在IGBT进入稳定导通状态后，若电容C2上电压V_C2低于固定电平V_REF3，比较器CMP3输出低电平，则说明IGBT未发生FUL短路故障，若电容C2上电压V_C2高于固定电平V_REF3，比较器CMP3输出高电平，则说明IGBT发生FUL短路故障。

实施例中，当IGBT完全导通以后，V_GE＝15V，如果电路正常工作的话，而PMOS管MP1的栅极电压为15V，设PMOS管MP1的阈值电压为V_THP，则此时|V_GS|<|V_THP|，因此PMOS管MP1处于关断状态，栅极无法通过PMOS管MP1给电容C2进行充电，电容C2上的电压很低，接近于0V，如果发生FUL短路故障，则IGBT的栅极电压会发生过冲，严重情况下会超过20V，则此时|V_GS|>|V_THP|，因此PMOS管MP1导通，栅极电压通过电阻R2对电容C2进行充电，当电容上的检测电压V_C2大于参考电压V_REF3时，比较器CMP3输出高电平V_SC2，从而检测出短路故障。

在本实施例中固定电平V_REF3大小设为3V，若电路未发生FUL短路，电容C2上的电压V_C2很小，基本为零，比较器CMP3输出为低电平。而当电路发生FUL短路故障时，栅极电压V_GE发生过冲，PMOS管MP1导通，栅极电压开始给电容C2进行充电，电容C2上的电压V_C2变得很高，通过对电阻R2、电容C2取值大小的设置，使得当IGBT发生FUL短路时，电容C2上电压V_C2大于固定电平V_REF3。本实施例中，当IGBT发生FUL短路时，电容C2上的电压V_C2为7V左右，比较器CMP3输出高电平，即V_SC2为高电平，此时短路检测电路的输出信号V_SC也会变为高电平，说明此时电路发生FUL短路故障。电容C2上的电荷通过电容放电电路进行放电，放电电路的信号由IGBT驱动电路给出，图中采用IGBT的栅极驱动信号作为电容放电电路的放电信号，当IGBT驱动电路输出关断信号时，NMOS管MN1导通，电容C2上的电荷开始放电。

HSF短路检测电路004输出控制信号V_SC1和FUL短路检测电路005输出控制信号V_SC2同时连接在一个逻辑或门OR1的输入端，当IGBT发生HSF短路或者FUL短路时，逻辑或门OR1的输出端将会产生一个恒高的短路控制信号V_SC反馈给IGBT驱动电路001的控制端口，对IGBT驱动电路的输出信号进行锁定，屏蔽IGBT驱动电路001输出信号对栅极电压的影响，同时短路控制信号V_SC也传输给短路处理电路003，对IGBT进行软关断处理。

如图7所示为上述具体实施方式中IGBT驱动电路001电路图。IGBT驱动电路001采用的是一种对现有电路的改进，包括PMOS管MP2、MP3和MP4，NMOS管MN2、MN3、MN4和MN5，电阻R3、R4和R5，电容C3，反相器INV3和INV4，两输入逻辑与非门NAND1和NAND2，PMOS管MP2的栅极与NMOS管MN2的栅极互连作为栅极驱动电路的输入端与前级驱动芯片的输出信号连接，PMOS管MP2的源极、PMOS管MP3的源极、PMOS管MP4的源极以及电阻R5的一端均连接电源电压VCC，PMOS管MP2的漏极连接电阻R3的一端，电阻R3的另一端连接电阻R4的一端、电容C3的一端以及PMOS管MP3的栅极和NMOS管MN3的栅极，电阻R4的另一端连接NMOS管MN2的漏极，PMOS管MP3的漏极与NMOS管MN3的漏极、反相器INV3的输入端以及两输入逻辑与非门NAND1的一个输入端连接在一起，反相器INV3的输出端连接两输入逻辑与非门NAND2的一个输入端，两输入逻辑与非门NAND2的另一个输入端与NMOS管MN4的漏极、电阻R5的另一端以及两输入逻辑与非门NAND1的另一个输入端连接在一起，两输入逻辑与非门NAND1的输出端连接PMOS管MP4的栅极，两输入逻辑与非门NAND2的输出端经过反相器INV4连接NMOS管MN5的栅极，NMOS管MN5的源极与NMOS管MN4的源极、NMOS管MN3的源极、NMOS管MN2的源极以及电容C3的另一端连接在一起并接地GND，PMOS管MP4的漏极与NMOS管MN5的漏极互连，作为栅极驱动电路的输出端，输出栅极驱动电压V_GG，NMOS管MN4的栅极为栅极驱动电路的控制端口连接逻辑或门OR1输出的短路控制信号V_SC。

当NMOS管MN4栅极电压V_SC为低电平时，即此时IGBT未发生短路故障，NMOS管MN4管处于关断状态，NMOS管MN4漏极电压为高电平，即与非门NAND1输入端A和与非门NAND2输入端C为高电平，若此时输入信号V_IN为高电平，则PMOS管MP3漏极电压也为高电平，那么与非门NAND1输入端B为高电平，与非门NAND2输入端D为低电平，与非门NAND1的输出端为低电平，与非门NAND2的输出端为高电平，反相器INV4输出端为低电平，PMOS管MP4处于导通状态，NMOS管MN5处于关断状态，则PMOS管MP4的漏极输出电压为高电平，同样分析可得当输入信号V_IN为高电平，PMOS管MP4的漏极输出电压为高电平，即IGBT未发生短路故障时，驱动电路正常输出驱动电路输入的信号。

当NMOS管MN4栅极电压V_SC为高电平时，即此时IGBT发生短路故障，NMOS管MN4管处于开启状态，NMOS管MN4漏极电压为低电平。同上分析可知，此时PMOS管MP4的栅极电压为高电平，NMOS管MN5的栅极电压为低电平，则PMOS管MP4和NMOS管MN5都处于关断状态，PMOS管MP4的漏极输出电压不受IGBT驱动电路输入信号V_IN的影响，因此可以有效防止短路处理电路关断IGBT时，IGBT驱动电路输出关断信号，对器件进行硬关断造成器件失效。

如图8所示为上述具体实施方式中短路处理电路003电路图。短路处理电路003采用的是一种对现有电路的改进，包括PMOS管MP5和MP6，NMOS管MN6、MN7、MN8和MN9，电阻R6、R7和R8，电容C4，齐纳二极管D1～D5，其中PMOS管MP5、MP6，NMOS管MN7、MN8，电阻R6、R7和电容C4构成延时电路，PMOS管MP5的源极和PMOS管MP6的源极均连接电源电压VCC，PMOS管MP5的漏极连接电阻R6的一端，电阻R6的另一端连接电阻R7的一端、电容C4的一端以及PMOS管MP6的栅极和NMOS管MN8的栅极，电阻R7的另一端连接NMOS管MN7的漏极，NMOS管MN7的源极接地GND，PMOS管MP5的栅极与NMOS管MN7的栅极互连作为延时电路的输入端与NMOS管MN6的栅极连接，该连接端也是短路处理电路的输入端，短路处理电路的输入端与逻辑或门OR1的输出V_SC连接，PMOS管MP6的漏极与NMOS管MN8的漏极互连并连接NMOS管MN9的栅极，NMOS管MN9的源极、NMOS管MN8的源极、NMOS管MN7的源极、NMOS管MN6的源极以及电容C4的另一端均接地GND并连接齐纳二极管D5的阴极，齐纳二极管D5的阳极连接齐纳二极管D4的阳极，齐纳二极管D4的阴极连接齐纳二极管D3的阳极，齐纳二极管D3的阴极连接齐纳二极管D2的阳极，NMOS管MN6的漏极连接齐纳二极管D1的阳极，NMOS管MN9的漏极连接电阻R8的一端，电阻R8的另一端与齐纳二极管D2的阴极和齐纳二极管D1的阴极连接在一起，作为短路处理电路的输出端连接IGBT功率开关器件的栅极电压V_GE，当IGBT发生短路故障时，短路检测电路003输出信号V_SC为高电平，NMOS管MN6处于导通状态，齐纳二极管D1击穿，栅极电压V_SC先下降到一个较低电压，短路处理电路003输入信号V_SC经过延时后到达NMOS管MN4的栅极，NMOS管MN9导通，IGBT栅极通过电阻R8放电，电阻R8阻值大于栅极驱动电阻R_G阻值，IGBT栅极电压V_GE缓慢下降，IGBT的电流也随之缓慢下降，实现软关断。

IGBT一般只能承受几十个μs甚至几个μs的过载电流，而保护电路必须能够在IGBT失效前对器件进行关断，即其检测和处理的时间必须小于器件的耐受时间，因此可用来检测和处理的时间必须要小于10μs，本发明由于采用了基于栅极瞬态行为的短路检测方法，检测信号为栅极电压，检测电路中无需引入延时电路，可以对HSF短路故障和FUL短路故障都进行有效检测，具有检测电路响应速度快，检测时间短的特点，可以在短路故障发生的1μs内关断IGBT，可靠地实现了对IGBT的短路保护。

如图9所示为本发明如图6所示的电路对IGBT进行短路保护的方法流程图，短路保护电路分别对IGBT进行HSF短路故障检测和FUL短路故障检测，若没有检测到短路故障，则说明IGBT处于正常工作状态。若检测电路输出的短路控制信号V_SC1为高，则说明发生HSF短路故障，若检测电路输出的短路控制信号V_SC2为高，则说明发生FUL短路故障，将此时的短路控制信号V_SC反馈给IGBT驱动电路的控制端口，锁定IGBT驱动电路的输出信号，屏蔽IGBT驱动电路的输出信号对IGBT栅极电压的影响，同时也将短路控制信号V_SC传输给短路处理电路，短路处理电路开始工作，对IGBT进行软关断处理。

以上所述仅为本发明的优选实例而已，并不限于本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种IGBT功率开关器件的短路保护方法，其特征在于：通过对IGBT功率开关器件的栅极驱动电路输出端串联的栅极驱动电阻R_G两端的电压，即IGBT功率开关器件的栅极驱动电压V_GG及栅极电压V_GE进行检测，判断IGBT功率开关器件是否短路，包括硬开关短路故障HSF检测和带载短路故障FUL检测两部分，分别对IGBT功率开关器件进行HSF短路故障检测和FUL短路故障检测。硬开关短路故障HSF检测的输出电压为V_SC1，带载短路故障FUL检测的输出电压为V_SC2，V_SC1和V_SC2经过两输入逻辑或门OR1输出短路控制信号V_SC，若检测电压V_SC1为高，则说明IGBT发生HSF短路故障，若检测电压V_SC2为高，则说明IGBT发生FUL短路故障，将此时的短路控制信号V_SC反馈给栅极驱动电路的控制端口，锁定栅极驱动电路的输出信号，屏蔽其对IGBT功率开关器件栅极电压的影响，同时也将短路控制信号V_SC经过短路处理后控制IGBT功率开关器件的栅极，对IGBT功率开关器件进行软关断处理，防止过电压对IGBT功率开关器件造成损坏。

2.根据权利要求1所述的IGBT功率开关器件短路保护方法设计的保护电路，包括IGBT功率开关器件的栅极驱动电路和栅极驱动电阻R_G，栅极驱动电路的输出连接驱动电阻R_G的输入端即栅极驱动电压V_GG，驱动电阻R_G的输出端即栅极电压V_GE连接IGBT功率开关器件的栅极，其特征在于：设置硬开关短路故障HSF检测电路、带载短路故障FUL检测电路、两输入逻辑或门OR1以及短路处理电路，其中：

3.根据权利要求2所述的IGBT功率开关器件短路保护方法设计的保护电路，其特征在于：固定电平V_REF1、V_REF2和V_REF3由基准电源提供，其中固定电平V_REF1的大小由具体的IGBT功率开关器件的栅极弥勒平台电压大小决定。