CN104702253A - 用于功率半导体开关的短路保护的方法和装置 - Google Patents

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伊格纳西奥·利扎马
斯特芬·贝尔内特
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Abstract

本公开提供一种用于功率半导体开关的方法以及实现该方法的装置，其中流过开关的电流响应于在开关的控制端处的控制端电压，并且控制端电压被驱动器单元驱动。该方法包括：基于开关的键合电压来估计电流，通过将所估计的电流与短路电流极限进行比较来检测短路，基于该比较来对控制端电压的接通状态电压电平进行控制，以限制在短路期间流过开关的电流，以及将控制端电压控制为断开状态电压电平以断开开关。通过对驱动器单元的输出进行脉冲宽度调制来控制接通状态电压电平电压。调制的开关频率至少为控制端的低通特性的截止频率。

Description

用于功率半导体开关的短路保护的方法和装置
技术领域
本发明涉及功率半导体开关的短路保护。
背景技术
功率转换器广泛使用在各种应用中。功率转换器通常包括一个或更多个用来将电力从一种形式转换到另一种形式的半导体开关。例如，直流电压可被转换为交流电压。
为了执行转换，功率转换器中的每个开关通常被控制在两个状态中的一个：接通状态(即导通状态)和断开状态(即非导通状态)。因此，在本文中，接通开关指的是将开关设定为接通状态。相应地，断开开关指的是将开关设定为断开状态。
使用电功率转换器的应用，特别是高功率应用，通常需要高操作可靠性。因此，功率转换器中的半导体的故障保护是转换器保护方案的重要部分。需要故障保护以在短路情况下避免半导体的损坏并且提高转换器的可靠性。
各种短路检测方案已经被开发用于保护功率电子开关，例如，绝缘栅双极型晶体管(IGBT)。例如，可通过测量开关的集电极-发射极饱和电压VCE,SAT来检测短路[1,2]。然而，VCE,SAT的测量需要建立时间，这可能增加短路保护系统的响应时间。例如，断开短路电流可花费大约10μs。该延迟可引起开关结温的突然升高。例如，该温度在短时间段内可升高大约50℃。这可在半导体中引起高机械应力，高机械应力甚至可引起开关爆炸。这种不可控故障的可能性自然降低了转换器的可靠性。
为了实现对短路的更快的响应，可在检测到短路后立即断开半导体，即在实现半导体的稳定状态之前断开半导体。例如，可采用罗氏线圈(Rogowski coil)测量流过开关的电流来检测短路[3]。然而，在实现稳定状态之前断开半导体也可能产生应力并且甚至导致器件损坏。
短路保护可基于监测或控制流过开关的电流的变化率di/dt[4,5]。例 如，异常的变化率di/dt可被用作可能的短路的指示。如果可能的短路被检测到，则开关的控制电极可被放电以减少流过开关的电流。如果确认短路的其他标准被检测到，则断开开关。通过使用这种方法，由于短路导致的电流增加可被限制。另一方面，即使不存在短路，控制电极可能被不必要地放电。这可能增加在正常操作期间的损耗。
上述任何方法的实施均可导致材料、开发以及制造成本的额外代价，使得保养更加复杂和困难。
发明内容
本发明的目的在于提供一种方法和一种用于实现该方法的装置以缓解上述缺陷。本发明的目的通过在独立权利要求中阐述其特征的方法和装置来实现。在从属权利要求公开了本发明的优选实施方式。
本短路保护方法可包括如下步骤：检测功率半导体开关(例如，IGBT、金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)等)的短路，减少控制端电压的最大电平(例如，IGBT中的栅极-发射极电压)以限制短路电流并加速开关的去饱和，以及随后断开短路电流。可借助直接或间接电流估计来检测短路。例如，电流的间接估计可基于对键合电压(bond voltage)的测量。通过在高频处调制驱动控制端电压的驱动器单元的输出，可减小控制端电压的最大电平。
本公开的方法允许对短路电流的快速检测和断开，从而限制了短路涉及的能量。这使得短路期间的开关中的机械损伤的风险最小，从而能够节约成本和保养时间。本方法并不需要检测短路的电流传感器并且允许有效限制及快速断开短路电流。本方法不会在正常操作期间引起额外损耗。实际上，通过允许在正常操作中增加栅极-发射极电压，本方法允许减小正常操作期间的接通状态导通损耗。
附图说明
接下来，将参照附图借助优选的实施方式更详细地描述本发明。
图1是本公开方法的示例性实施的简化框图。
图2示出了绝缘栅双极型晶体管的简化模型；
图3a至3c示出了通过将键合电压vbond与阈值电压vref进行比较来估 计集电极电流iC的示例性波形；
图4示出了基于通过比较进行估计的电流测量的简化示例性实施方式；
图5示出了能区分不同的短路情况的示例性短路检测方案的简化流程图；
图6a至6c示出了对不同类型的短路的示例性响应的简化流程图；
图7示出了适用于图1的驱动器单元的功率级的示例性实施；
图8示出了图7的功率级在短路期间的示例性波形；
图9示出了本公开的方法在频率转换器中的示例性实施方式的简化示图。
图10a至10e示出了本公开方法的示例性测试结果。
具体实施方式
本公开提出一种用于功率半导体开关的短路保护方法，其中通过开关的电流响应于在开关的控制端处的控制端电压。控制端电压可被驱动器单元驱动。例如，控制端电压可为绝缘栅双极型晶体管或金属氧化物半导体场效应管的栅极-发射极(gate-emitter)电压，并且控制端可为栅极开关。此时，驱动器单元可为栅极驱动器单元。
此外，本公开内容提出一种实现上述方法的装置。
所述方法可包括通过间接电流估计来检测短路。例如，可基于键合电压，即通过开关的芯片键合形成的杂散电感(stray inductance)上的电压，来估计电流。可通过将估计的电流与短路电流极限进行比较来检测短路。
然后，可基于上述比较对控制端电压进行控制。通过调整控制端电压的接通状态电压电平，可限制短路电流并加速开关的去饱和。在达到去饱和后，可以断开开关。
图1是本公开的方法的示例性实施的简化框图。在图1中，通过驱动器单元12控制具有IGBT形式的功率半导体开关11。驱动器单元12驱动控制端电压，在该情况下其是开关11的栅极-发射极电压vGE。驱动器单元12被控制器14控制。控制器14还可在正常操作期间控制开关11。在本文中，正常操作指的是在没有检测到短路的操作条件下的操作。例如， 控制器14可通过控制转换器中的开关的接通和断开来控制功率转换。例如，控制器14可为频率转换器上的现场可编程门阵列(FPGA)。
电流感测单元13估计流过开关11的电流。例如，电流感测单元13可通过测量与开关串联的电感上的电压来估计开关11的集电极电流iC。例如，电感上的电压可为键合电压vbond。电流感测单元13可通过将测得电压与预定极限相比较并且通过测量键合电压vbond超过该极限的时间来估计电流iC。随后可使用上述时间估计电流iC。
在图1中呈现了估计电流被传送到控制器14，该控制器14将该估计电流与短路电流极限进行比较以确定是否发生短路。然后，控制器14基于上述比较来控制在开关11的控制端(在情况下为栅极)处的控制端电压。
例如，在短路的情况下，控制器14可将开关11直接控制为断开状态。替选地，控制器14可首先通过调整接通状态的控制端电压电平来使开关11去饱和。接通状态的控制端电压可减小至限制电流但仍然超过开关的阈值电压的电平。在开关11已被去饱和后，开关11可被断开。
尽管图1中的框图仅示出了一个开关，但是本方法可容易地应用于多个开关。本公开的方法中的开关的快速检测和断开减小故障情况下涉及的能量，限制在故障期间半导体开关中的温度升高，并避免对半导体开关的机械损坏。
现在更具体地讨论本公开的方法的各个方面。
鲁棒性的电流估计可基于测量键合电感Lbond两端的键合电压vbond。图2示出了绝缘栅双极型晶体管的简化模型。该模型示出了内部的栅极-发射极电容CGE、集电极-栅极电容CCG、和集电极-发射极电容CCE。该模型还示出了内部杂散电容Lbond，其可表示例如在IGBT芯片上的发射极与IGBT模块的外部发射极端之间的芯片键合。该模型还示出了与IGBT的栅极连接的栅极电阻RG。
键合电压vbond以下述方式与集电极电流iC的斜率成比例：
L bond di C dt = v bond - - - ( 1 )
为了检测短路，可以将键合电压vbond与所设定的阈值极限进行比较，从而生成数字脉冲式信号，其中脉冲表示超过阈值极限的时段。该时段的长度与集电极电流iC的值成比例。
可以测量键合电压超过所设定的极限的时间，并且可以基于测得的时间来估计电流。如果IGBT的内部参数的变化能被假定在所设定的范围内，例如少于10％，则电流估计足够准确用于检测短路。这允许非常简单和快速的用于检测短路的电流估计。
图3a至3c示出了通过将键合电压vbond与阈值电压vref进行比较来估计集电极电流iC的示例性波形。在图3a中，在接通瞬变期间，集电极电流iC上升。在图3b中，键合电压vbond跟随集电极电流iC的变化率(斜率)。将键合电压vbond与阈值电压vref相比较。在图3c中，电压vcmp表示比较的输出。当键合电压vbond电压超过基准电压vref时，电压vcmp被设定为高电压电平。否则，电压vcmp处于低电压电平。这样，电压vcmp形成脉冲形状的信号。该脉冲的长度ton与集电极电流iC成比例并且能被用于估计当前的集电极电流iC。
图4示出了基于通过比较进行的估计的电流测量40的简化示例性实施方式。通过使用补偿分压器42来感测开关41的键合电压vbond。比较器43将感测的电压vbond与小的基准值vref进行比较。比较器输出43形成数字脉冲形状信号，该信号指示开关41的集电极电流iC的变化率何时超过基准值。脉冲的长度可用于近似集电极电流iC。
在图4中，数字信号通过提供流电隔离(galvanic isolation)的光隔离器44传送到控制器45。控制器45评估脉冲的持续时间以检测短路。例如，控制器45可简单地将脉冲的持续时间与对应于期望的集电极电流极限的时间极限相比较。
上述电流估计方法能够区分不同类型的短路。例如，可区分类型I的短路和类型II的短路，在类型I的短路中IGBT接通而进入短路，而在类型II的短路中短路在IGBT已处于接通状态期间发生。这允许对不同的短路类型使用不同的时间/电流极限。
如果例如从频率转换器的控制器可获得关于开关的导通状态的信息，则该信息可被用于将短路分类成允许使用不同的时间/电流极限的特定的短路类型。针对特定的短路类型(例如，具有比短路类型I低的极限的短路类型II)使用最佳的电流极限允许更快的短路检测。
图5示出了能区分类型I的短路情况和类型II的短路情况的示例性短路检测方案的简化流程图。每种短路类型都具备其自身的表示短路电流的计数器。将短路电流与极限相比较以检查是否满足所关注的短路类型的 短路条件。在图5中，计数器cSC1表示短路类型I而计数器cSC2表示类型II。计数器cSC1和cSC2分别具备它们自身的基准极限cSC1,ref和cSC2,ref。
在图5中，在步骤51中首先测量键合电压vbond，接着在步骤52中，将测得的键合电压vbond与基准电平vref相比较。如果没有超过该基准电平vref，则在步骤53中将这两个计数器清零为零值并且该方法从第一步骤51开始。
如果超过了极限vref，则本方法前往步骤54，其中检查开关(在该情况下为IGBT)的导通状态。如果IGBT正在接通或刚被接通(例如，IGBT处于接通状态小于2μs)，则本方法前往步骤55，其中由于短路不具有类型II，因此将短路类型II的计数器cSC2清零。接着，本方法移至步骤56，其中短路类型I的计数器cSC1增加。在接下来的步骤57中，将计数器cSC1与其基准极限cSC1,ref相比较，并且如果超过了极限cSC1,ref，则在步骤58中指示类型I的短路。如果没有超过极限cSC1,ref，则本方法返回步骤51。
然而，如果在步骤54中IGBT已接通，则本方法前往步骤59，其增加短路类型II的计数器cSC2。然后，在步骤60中，将该计数器与其基准极限cSC2,ref相比较。如果超过该极限，则在步骤61中检测到类型II的短路。如果没有超过该极限，则本方法前往步骤56，并如前段所述那样继续进行。
在接通事件期间，可通过将电流和与开关的最高可允许电流(例如，开关的额定电流)成比例的极限相比较来检测(类型I的)短路。
然而，在稳定的接通状态期间不会预期电流快速上升。因此，短路类型II的基准极限可能远低于短路类型I的基准极限。通过该方式，在开关的接通状态期间的短路，即类型II的短路，能被更快地检测。
检测到短路之后的动作可根据短路的类型变化。图6a至6c示出了对不同类型的短路的示例性响应的简化流程图。
在IGBT的短路类型I的情况下，在检测到短路之后，在IGBT饱和之前，IGBT能立即断开。图6a示出了这样的方法。
为了限制流过已饱和的开关的电流和/或确保开关的去饱和，可基于短路来控制功率半导体开关的控制端电压的接通状态电压电平。例如，在图6a中的短路类型II的情况下，在步骤70中，首先将具有IGBT的栅极-发射极电压vGE的形式的控制端电压减小至超过IGBT的阈值电压的值，以生成IGBT的较快的去饱和并限制电流。在从检测到短路起的预定 时间(例如3μs)之后，控制端电压可被控制为断开状态电压电平以断开开关。图6a的步骤72示出了在步骤71中将降低的接通状态电压电平保持时间tdesat之后断开IGBT。
不同于在类型I的短路中立即断开开关，如图6a中所示，可以通过与短路类型II的情况相同的方式来减小控制端电压。例如，图6b示出了其中短路类型I和II两者跟随有使用减小的栅极-发射极电压vGE的步骤73的流程图。在步骤74中等待时间tdesat后，在步骤75中断开IGBT。
在可以检测开关的去饱和的实施方式中，在已经检测到去饱和之后可以将控制端电压控制为断开状态电压电平。图6c示出了使用去饱和检测的短路保护的简化流程图。在检测到(任一类型的)短路之后，在步骤76中减小栅极-发射极电压vGE。接着，在步骤77中，对去饱和进行监测。例如，对去饱和的监测可使用任一已知的去饱和检测方法。如果在步骤78中检测到去饱和，则在步骤79中断开IGBT。如果未检测到去饱和，则本方法通过在步骤77中再次监测去饱和而继续。为了确保IGBT在某个点断开，在所设定的最大时间后本方法可以移至步骤79，即便没有检测到去饱和。
利用开关的结构特征可以实现对控制端电压的控制的高动力学特征。利用开关的内部电容可在开关器件的控制端处生成低通特性。如果驱动控制端电压的驱动器单元的输出能提供高频的脉冲宽度调制信号，则通过在开关频率处对驱动器单元的输出进行脉宽调制，可以实现控制端电压的减小，该开关频率至少是控制端的低通特性的截止频率。该低通特性将经脉冲宽度调制的驱动器单元输出信号滤波为基本上直流的电压。
例如，在图2的模型中，栅极处呈现的电容和栅极电阻一起完成RC低通滤波。栅极电阻和内部栅极-发射极电容CGE形成直到开关的阈值电压的低通滤波器。对于在阈值电压以上的电压，集电极-栅极电容CCG同样影响截止低通特性。这样，滤波器的截止频率取决于电容CGE和电容CCG以及栅极电阻。例如，截止频率可位于0.5至5MHZ的范围内。当驱动器单元输出的驱动栅极-发射极电压在高频处被脉冲宽度调制时，图2中的IGBT的栅极-发射极电压可以极高的动力学特征被控制。驱动器单元PWM开关频率可以使得在IGBT的栅极处的低通特性将驱动器单元输出滤波为基本上为直流电压的信号，该直流电压的电压电平在正常操作期间的栅极-发射极电压的接通状态电压电平以下。
图7示出了一种功率级80的示例性实施方式，功率级80可用来驱动 图7中的作为IGBT的开关81的栅极-集电极电压vGE。功率级80包括通过光隔离器82由控制信号cG控制的缓冲器电路82。通过使用推挽式输出电路83将缓冲器82的输出转换为IGBT的栅极电压电平。推挽式电路83的电源电压Vp和Vn由图7中未示出的电源单元生成。
功率级80能在高频处生成PWM信号，诸如5MHz。该PWM信号被IGBT 81滤波，并形成栅极-发射极电压vGE。
图8示出了图7的功率级在短路期间的示例性波形。在时刻t1处的接通事件期间，作为正常操作的一部分，控制信号cG将推挽式电路83的输出控制为接通状态。栅极-发射极电压vGE被驱动到正电源电压Vp。
然而，在图8中，在时刻t2检测到短路。栅极控制信号cG开始调制。结果，推挽式电路83的输出在正电源电压Vp和负电源电压Vn电压之间切换。因为调制的开关频率至少是在IGBT 81的栅极处呈现的低通特性的截止频率，因此调制电压通过在栅极处呈现的低通特性进行滤波，这样，形成相对稳定的栅极-发射极电压vGE。如图8中所示，在时刻t2之后该稳定的栅极-发射极电压vGE是带小波纹的直流电压。栅极-发射极电压vGE的电压电平vmod在栅极-发射极电压vGE在正常操作期间的电平Vp以下。
用于调整控制端电压的上述方法简单并具有高动力学响应。该方法通过减小限制短路电流的栅极-发射极电压来提高故障情况下的短路电流的控制可能性。
图9示出了本公开的方法在频率转换器中的示例性实施方式的简化示图。在图9中示出了频率转换器的一个IGBT的短路保护装置。
该短路保护装置包括驱动器单元92、电流感测单元96和控制器95。流过IGBT 91的电流响应于开关的栅极-发射极电压vGE。驱动器单元92驱动栅极-发射极电压vGE(即控制端电压)。驱动器单元92包括推挽式输出电路93和第一光耦合器94。响应于控制信号cG控制推挽式输出电路93的输出电压。控制器95通过在控制器95与推挽式电路93之间提供流电隔离的第一光耦合器94向推挽式输出电路93提供控制信号cG。在图9中，控制器95为FPGA，其还控制正常操作期间的频率转换器的IGBT的开关。控制器95可用于实现频率转换器中所有IGBT的短路保护。
在图9中，IGBT具有集电极电流iC的路径中的杂散电感Lbond。杂散电感Lbond通过芯片键合形成。电流感测单元96被配置成通过测量在杂散电感Lbond上的键合电压vbond来估计集电极电流iC。电流感测单元96 使用补偿分压器97测量键合电压vbond。电流感测单元96还包括比较器98和第二光耦合器99。比较器98被配置成将键合电压vbond与预定的极限vref进行比较，使得比较器98的输出vcmp在键合电压vbond超过该极限vref时呈现。比较器98的输出可具有一位数字信号的形式。
接着，键合电压vbond超过极限vref的时间被用来估计集电极电流iC。在图9中，比较结果vcmp通过第二光耦合器99被传送到控制器95。控制器95将其与短路电流极限比较以确定是否发生短路。
控制器95被配置成基于检测到的短路控制IGBT 91的栅极处的栅极-发射极电压vGE。当检测到短路时，控制器95对控制信号cG进行控制以在高频处进行脉冲宽度调制。结果，推挽式电路93的输出也进行调制。IGBT 91的栅极上呈现的低通特性对形成直流电压的经调制的输出信号进行滤波。通过该方式，栅极-发射极电压vGE减小至IGBT阈值电压之上的值。这样，集电极电流在短路期间被限制并且IGBT 91开始去饱和。在几微秒(在所研究的情况下为3μs)后，或者替选地，在检测到IGBT去饱和后，IGBT 91被断开。
图10a至10e示出了本公开的方法的示例性测试结果。在图10a至10e中，将本公开的短路电流检测和限制方法与通过测量集电极-发射极饱和电压(VCE,SAT)进行检测的惯用方法相比较。使用英飞凌(Infineon)1200-V、1400-A的IGBT模块FF1400R12IP4执行测试。短路检测极限被设定在大约1400A处。在测试中，IGBT被切换至短路，即检测到的短路具有类型I。在检测到短路后，本公开的方法将栅极-发射极电压减小至所设定的电平。
惯用方法的结果在图10a中示出。使用4个不同的栅极-发射极电压电平测试本公开的方法。在这些电平处，即在15v(100％占空周期)，12V(80％占空周期)，11.6V(77.5％占空周期)和11.3V(75％占空周期)处的结果，分别在图10b至10e中示出。在图10a至10e中，顶部的图线示出了集电极电流；中间的图线示出了各自的集电极-发射极饱和电压；底部的图线示出了各自的栅极-发射极电压。
图10a至10e示出了，相比于惯用方法的电流，本公开的方法能将电流限制到40％或更少。短路的快速断开减少了短路的能量的数量，并且因此降低了在短路期间的半导体的温度。这样，本公开的方法呈现了在故障情况下使机械损伤最小的潜力。此外，结果表明，通过本公开的方法，在正常操作期间可使用较高的栅极-发射极电压以降低接通状态损耗。
对本领域技术人员显而易见的是，本发明构思可通过各种方式实现。本发明及其实施方式不限于上面描述的示例，而是可在权利要求的范围内变化。例如，本公开的方法可在开关的驱动器单元中完全实现。本公开的方法可应用于各种类型的半导体开关。根据所关注的半导体开关，电流估计可被校准并且短路极限可被调节。
可以使用杂散电感上的电压的电容性或电感性测量。可以通过使用A/D转换器来测量电压。未转换为数字格式的测量也是可能的。
在本公开内容的方法中，还可通过其它手段确定电流。例如，还可使用罗氏线圈或分流电阻器测量流过开关的电流。还可通过对键合电压进行积分来估计电流。根据式1，集电极电流iC可被计算为键合电压vbond的积分。
⇒ 1 L bond ∫ t 1 t 2 v bond dt = i c - - - ( 2 )
基于式2，可通过在一段时间内对键合电压(或与开关串联的其他电感上的电压)积分，测量该积分电压，并基于该积分电压估计电流，来对流过开关的电流进行估计。例如，可使用模拟积分器对电压进行测量和积分。
此外，尽管现场可编程门阵列被提及作为实现控制器的平台，还可使用其他方法。例如，本公开的方法的步骤的实现可通过模拟电子电路实施。还可在其他数字器件上实现控制，例如CPU,数字信号处理器(DSP)或微处理器。
栅极-集电极电压的变化可通过改变驱动器单元的电源电压来实现，或通过为驱动器单元使用若干个电源并在这些电源之间切换来实现。
参考文献
[1]CT-Concept Technologie AG.；"2SP0320T Description&Application Manual,"http://www.igbt-driver.com/fileadmin/Public/PDF/Products/ENG/SCALE-2/PnP/2SP0320/Manuals/2SP0320T_Manual.pdf”
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Claims (11)

1.一种用于功率半导体开关的方法，其中流过所述开关的电流响应于在所述开关的控制端处的控制端电压，所述控制端电压被驱动器单元驱动，其中所述方法包括：
测量或估计所述电流，
通过将所估计的电流与短路电流极限进行比较来检测短路，
基于所述比较来控制所述控制端电压的接通状态电压电平，以限制在所述短路期间流过所述开关的电流，其中，通过对所述驱动器单元的输出进行脉冲宽度调制来控制所述接通状态电压电平电压，其中所述调制的开关频率至少为所述控制端的低通特性的截止频率，以及
将所述控制端电压控制为断开状态电压电平以断开所述开关。
2.根据权利要求1所述的方法，其中基于所述开关的键合电压来估计所述电流。
3.根据权利要求2所述的方法，其中估计所述电流包括：
在一段时间内对所述键合电压进行积分，
测量积分电压，以及
基于所述积分电压来估计所述电流。
4.根据权利要求2所述的方法，其中估计所述电流包括：
将所述键合电压与所设定的极限相比较，
测量所述键合电压超过所设定的极限的时间，
基于测得的时间来估计所述电流。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的方法，其中在从检测到的短路起的预定时间之后，所述控制端电压被控制为所述断开状态电压电平。
6.根据权利要求1至4中任一项所述的方法，其中将所述控制端电压控制为断开状态电压电平包括：
检测所述开关的去饱和，以及
在检测到去饱和之后，将所述控制端电压控制为断开状态电压电平。
7.根据前述任一项权利要求所述的方法，其中所述控制端的低通特性通过呈现在栅极的电容与栅极电阻一起形成。
8.根据权利要求1所述的方法，其中所述栅极电阻和内部栅极-发射极电容CGE形成所述低通滤波器。
9.一种用于功率半导体开关的装置，其中流过所述开关的电流响应于在所述开关的控制端处的控制端电压，所述控制端电压被驱动器单元驱动，其中所述装置包括如下构件，所述构件被配置成：
测量或估计所述电流，
通过将所估计的电流与短路电流极限进行比较来检测短路，
基于所述比较来控制所述控制端电压的接通状态电压电平，以限制在所述短路期间流过所述开关的电流，其中，所述构件被配置成，通过对所述驱动器单元的输出进行脉冲宽度调制来控制所述接通状态电压电平电压，所述调制的开关频率至少为所述控制端的低通特性的截止频率，以及
将所述控制端电压控制为断开状态电压电平以断开所述开关。
10.根据权利要求9所述的装置，其中所述装置包括被配置成基于所述开关的键合电压来估计所述电流的构件。
11.一种包括根据权利要求9或10所述的装置的频率转换器。
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