CN106062506A - 干涉测定传感器 - Google Patents
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Abstract
提供一种干涉测定传感器，其具有：一个或多个波生成器(20，20')，其生成至少第一集合和第二集合，第一集合由均以第一波长为中心的两个波组成，第二集合由均以不同的第二波长为中心的两个波组成；以及感测元件(22)，由此被测对象分别引起第一集合的波之间的第一相对相移以及第二集合的波之间的第二相对相移；至少一个检测器(26，26')，其测量第一集合的波之间的第一干扰信号以及第二集合的波之间的第二干扰信号；以及还包含信号处理单元(31)，其适合从第一和第二干扰信号在2π范围内分别明确确定表示第一和第二相对相移的主值的两个量，并且从其组合来得出被测对象值。
Description
技术领域
本发明涉及干涉测定传感器，其中待测量参数中的变化与两个波之间的相对相移相关，例如特别是用于DC电压的电光电压传感器或者光纤电流传感器(FOCS)。
背景技术
依靠两个波、通常是波的两个正交偏振模式之间的干扰的传感器是已知的，并且用于大范围技术领域中。这些传感器的检测器信号与两个波之间的相对相移的余弦相关。因此，和 (n为整数，本文中又称作周期计数器)的相移产生相同干扰输出，并且因此相互无法加以区分。因此，相对相移的明确测量范围限制到[0, π]的范围。
例如，由锗酸铋(Bi4Ge3O12或BGO)晶体（其中其[001]晶轴沿波的光路径定向）所组成的电光DC电压传感器(为了另外的细节又参见参考文献[1])对于在1310 nm的光波具有大约75 kV的对应π电压或明确测量范围。能够插入四分之一波延迟器(QWR)，以得到范围[-π/2, π/2]、即以零电压为中心中的明确测量。在另一种版本中，两个反相输出通过在对电光轴的45°的两个分析器来生成，从而使得针对光功率波动更为强壮（robust）(为了细节参见参考文献[1])。
虽然符号歧义性(在与之间)能够如例如在参考文献[2]中所示地那样通过将两个偏振测定信号与(静态)相对相偏(优选地为π/2，称作正交信号)组合来去除，但是(与之间的)周期方面的歧义性是所有干涉测定测量的固有问题。
对于相移的相对测量，测量范围能够通过条纹计数、零计数或类似历史跟踪技术来扩展。在AC电压测量中，因而能够通过组合正交偏振测定信号并且使用通过AC电压在零周围持续振荡的事实所促进的零计数[2-4]，将测量范围扩展到π电压的许多倍。
但是，对于其中历史信息不可用或者不可靠的绝对测量，周期方面的歧义性是真正问题，并且对可取得测量范围放置基本限制。由于振荡电压波形的不存在并且因而零参考的缺乏，尤其对于DC电压或电流测量，情况是这样。此外，后者使得难以将电压或电流漂移与诸如变化光学损耗、应力引起双折射等的效应加以区分。参见参考文献[5]，已经尝试通过对所应用的电压进行斩波来解决漂移问题，但是这类解决方案不易适合高压(HV)应用。
电光电压传感器也能够使用如例如[6]中所述的调制相位检测(MPD)技术来构建。它一般在非交互相位调制方案中实现，并且通常用于光纤陀螺仪和光纤电流传感器中，参见参考文献[7、8]。交互MPD传感器具有优良相位精度和DC稳定性。共同拥有的专利US7911196 (本文中引用为参考文献[9])描述一种结合电压感测元件(或者若干这类元件)、45°法拉第旋转器以及MPD调制和检测电子器件的电压传感器。周期方面的歧义性仍然是这种技术中的局限性，并且因此这个传感器也只能够测量-π与+π之间的DC电光相移。具有横向配置电压单元的类似系统能够见于参考文献[10]中。
一直努力将干涉测量的明确测量范围扩展到2π之外，特别是对于电流或电压测量。专利EP 0864098B1 [11]描述一种组合不同灵敏度的两个独立测量的方法。在电流传感器的实现中，使用两个不同的法拉第元件。第一法拉第元件具有低电流灵敏度，但是具有正弦响应曲线，其周期比目标测量范围的两倍要长。因此，它能够提供低分辨率但明确的测量。另一方面，第二法拉第元件具有更高分辨率但是周期方面歧义的。组合两个测量，能够得到明确和高分辨率结果。这种方式中的测量范围扩展因子(来自第二歧义高分辨率测量)基本上是两个测量的周期性比。但是，对于许多应用，感测媒介的选择受到限制，并且可能难以查找适合于低灵敏度测量的适当媒介。在电光电压传感器的情况下，例如，Bi4Ge3O12(BGO)以及更小程度的Bi12GeO20或Bi4Si3O12作为实际感测晶体是已知的。晶体提供良好电压灵敏度，但是都不适合于低灵敏度测量，因为其π电压远小于在HV应用中对于明确电压测量所要求的数百千伏。
已存在设计成规避这个问题的另外方法。首先，不是具有两个不同的感测元件，而是能够利用传感器响应的波长相关性，仅使用一个感测元件，但是经过它传递两个不同波长的光。在两个波长的响应曲线则将具有不同的周期性。WO 9838517 [12]提出一种具有两个广泛分离的波长以及通过第一波长的明确范围所给出的扩展范围的电流传感器设计。其次认识到，如果在两个波长的测量共同被视为值对，则该对作为整体一般不是作为被测对象的函数周期地重复，并且因此能够用来在比任一波长的明确范围要大许多的范围中明确分配组合传感器输出。WO 9805975A1 [13]和EP 1179735 [14]均提出这个想法，但是在两种情况下，一些歧义值仍然存在。专利US 6515467 [15]描述基于此想法的电流传感器设计。P. J. de Groot在“Extending the unambiguous range of two-colorinterferometers”(Appl. Opt. 33(25)，第5948 – 5952页)中以及US 5404221也描述两个分支干涉计，其中在两个波长的光用来确定两个分支之间的相位延迟。
虽然二波长周期消歧乍看起来似乎是直截了当的，但是存在WO 9805975A1中忽略的重要警告（caveat）。以下更详细描述的未解决问题是多个歧义点（ambiguity point）的存在，其中两个可能的被测对象值产生相同传感器输出。如以下示出的，在很大程度上，这些歧义点在测量范围中均匀地分布，以及这些点的数量与测量范围大小的平方成比例地增加。对于具有1310 nm和1550 nm光的双通BGO电压传感器，存在大约100个歧义电压值，其在从0至450 kV的范围中准均匀地分布。即使特定测量在任何给定时刻击中这种歧义点的机会是小的，但是当这种意外事件在长期操作中确实发生时，它对信号处理造成实际问题，并且能够影响传感器的可靠性和频率响应。这对DC电压测量特别是问题。
在EP 1179735 [14]中提及这个问题，并且提出使用三个或更多不同波长的解决方案。虽然这种解决方案能够一般去除所有歧义点，但是在三个或更多波长操作光源和检测器不仅增加复杂度，并且降低整个传感器的可靠性，而且还使信号处理相当地更为复杂。
根据上文，将提供一种干涉测定传感器（其去除测量中的所有歧义性）看作本发明的目的。将提供一种电光电压传感器（其适合于高达电光感测元件的π电压的许多倍的DC电压测量）看作本发明的具体目的。
发明内容
因此，按照本发明的第一方面，提供一种干涉测定传感器，其具有：一个或多个波生成器，其生成至少第一集合和第二集合，第一集合由均以第一波长(λ1)为中心的两个波组成，第二集合由均以不同的第二波长(λ2)为中心的两个波组成；以及感测元件，由此被测对象分别引起第一集合的波之间的第一相对相移以及第二集合的波之间的第二相对相移；至少一个检测器，测量第一集合的波之间的第一干扰信号以及第二集合的波之间的第二干扰信号；以及还包含信号处理单元，其适合从第一和第二干扰信号在2π范围内分别明确确定表示第一和第二相对相移的主值的两个量，并且从其组合来得出被测对象值。
将能够在两个不同波长执行均在全2π范围中的个别相移测量并且使用其组合明确确定被测对象的传感器看作本发明的重要元件。
术语“波”在这里按照字面的一般物理意义意味着包含在空间和时间传播的所有类型的振荡。波可以具有窄或宽谱含量，可以是长久的或者在持续时间中受到限制，以及可由一个源生成或者从多个源综合。波的性质可以是机械(声)、电磁(光)的，或者具有任何其他类型。在下面描述中，使用光波作为示例来描述本发明。两个干扰波能够是例如光波的两个正交线性或圆偏振模式。
在λ1和λ2的波的两个集合可由单独源生成，或者可以是波的一个集合的谱部分，其中每个部分以不同波长为中心。两个干扰信号的波长选择性能够通过波长选择组件(例如，谱滤波器或波分复用器(WDM)组件)、不同谱响应的两个检测器或其他类似部件来实现。
能够在2π范围中明确确定相移的任何相移测量可用于本发明的实现。给出两个示例：偏振测定方法和调制相位检测方法。对于偏振测定方法，各种实现是可能的：一种能够具有两个正交通道并且测量总光功率的一个附加通道；备选地，总光功率能够通过偏振分束器的两个反相输出之和来测量；或者总光功率能够甚至通过感测媒介之前的检测器和电子器件来监测或稳定。根据正交检测，通道之间的90°相偏是期望但不是强制的。
对于按照本发明的电压或电场测量，感测元件能够包括电光晶体、结晶电光纤、极化光纤或者附连到压电元件的光纤或块状光学材料。对于按照本发明的力或应变测量，感测元件能够包括光纤或块状光学材料。对于按照本发明的光学磁场传感器或电流传感器，感测元件能够包括光纤或波导，其包含专业低双折射光纤、燧石玻璃光纤或自旋高双折射光纤、块状磁光材料(例如钇铁石榴石晶体或熔融硅石玻璃块)或者附连到磁致伸缩元件的光纤、波导或块状光学材料或者其组合。
两个中心波长[λ1, λ2]优选地被选择，使得测量范围中的第一和第二相移主值的轨迹均匀地填充2维相位空间(-π/2, π/2] × (-π/2, π/2]。特别适合的方针在于，在两个波长的传感器的逆响应周期（inverse response period）的差|Δq| = |q1 –q2|接近，其中L是传感器的测量范围的大小，以及ΔN为整数。
本发明的另一方面涉及一种包含下列步骤执行干扰测量的方法：
- 生成波的至少两个集合，其中第一集合由均以波长λ1为中心的两个波所组成，以及第二集合由均以不同波长λ2为中心的两个波所组成；
- 使感测元件(22)暴露于被测对象，从而引起在波长的每个的集合内的两个波之间的相对相移；
- 在波长的每个的2π范围内明确确定表示相对相移的主值的值；以及
- 从表示在两种波长的相对相移的值对来确定被测对象值。
在下面描述和附图中更详细描述本发明的上文及其他方面连同本发明的另外有利实施例和应用。
附图说明
图1A、图1B和图1C示出二波长测量输出的轨迹，其中图1A示出Y轨迹(利萨如图形)，并且图1B示出Z轨迹，以及图1C示出Φ轨迹，全部在测量范围[-450 kV, 450 kV]中对工作在1310 nm和1550 nm并且的双通BGO电压传感器来建模；
图2图示使用偏振测定正交信号检测方案的本发明的示例；
图3图示使用调制相位检测方案的本发明的示例；
图4图示在测量范围[-450 kV, 450 kV]中采用1310 nm和1550 nm并且所建模的双通BGO电压传感器的段选择图；
图5图示具有和不同值的三个二波长传感器的Φ轨迹。虚线对应于，短划线对应于N2 = N1 – 1 = 5，以及实线对应于N2 = N1+1 = 7；
图6示出扩展范围DC电压传感器；
图7是另一个扩展范围DC电压传感器设计；
图8示出图6所示传感器的反射配置版本；
图9A是采用二波长周期消歧的另一个扩展范围DC电压传感器设计；以及
图9B是采用二波长周期消歧的另一个扩展范围DC电压传感器设计。
具体实施方式
在下面，正交偏振干涉计的示例用来描述本发明中使用的信号操控或处理的步骤。应当注意，所述示例的基本原理应用于另外遭受周期方面的歧义性的许多不同类型的干涉测定传感器。因此，它们实际上能够应用于任何类型的干涉计(迈克逊、马赫-曾德尔、法布里-珀罗、萨格纳克等)，仅具有实现或解释方面的微小差异。
偏振测定干扰传感器的输出是相对相移的正弦函数，其涉及被测对象x。一般来说，在两个不同波长的输出为
，以及
其中和是相对相移，q1和q2是逆响应周期，以及和分别是在波长λ1和λ2的传感器的相偏。为了简洁起见并且没有损失一般性，输出y1和y2被归一化，使得其幅度设置为1，并且其偏移设置为0。
在BGO电压传感器的示例中，被测对象是待测量电压，以及逆响应周期
，
其中，λ是波长，n是折射率，以及r41是电光系数。随着被测对象x发生变化而在平面中绘制对，得到轨迹，其通常称作利萨如图形并且在图1A中示出。众所周知，当且仅当比为有理数、即时，利萨如图形是封闭曲线，或，其中N1和N2是互质整数，以及响应周期为。利萨如图形的形状是比以及相偏差的特性。因此，它被广泛地用于诸如谐波信号之间的关系的可视化的工程应用中。
从这个表示，显然的是二波长测量将1D变量x映射到沿图1A中的2D y1 – y2平面中的轨迹Y(x)的点。如果比是有理数，则Y(x)的周期d从单波长测量周期2π/qi增加Ni倍；如果是无理数，则轨迹不是封闭的，意味着二波长测量Y(x)是非周期的。因此，能够使用二波长方法显著增加偏振测定测量的明确范围。
从利萨如图形还可见的是，轨迹在本身上随着被测对象x前进而进行许多交叉。在任何这种交叉点，存在两个可能的被测对象值，其产生相同的传感器输出。因此，一个交叉点对应于一对两个可能的被测对象值，其在测量中无法相互区分。
EP 1179735 [14]认识到这些歧义点的存在，并且提出使用三个或更多波长作为解决方案。称作利萨如结（knot）的3D空间中的轨迹在本身上一般没有随着被测对象x前进而进行交叉(除了一些隔离退化情况之外)。因此，歧义性一般不存在。但是，在三个或更多波长操作光源、检测器和其他光学组件增加复杂度和成本，并且降低整个传感器系统的可靠性。此外，将3D(或更高维)测量映射到单个被测对象值还涉及更复杂信号处理。因此，它不是解决歧义性问题的优选方式。
歧义点的性质能够通过对利萨如图形执行反余弦变换来更好地研究
其中反余弦返回在范围[0, π]中定义的反余弦函数的主值。注意，由于反余弦变换是从[-1, 1]到[0, π]的双射(可逆一对一)映射，所以Y和Z是相同数据的等效表示。利用等式导致：
其中函数pv产生在范围(-π, π]中定义的相位角的主值，即，
Z在z1-z2平面中随着被测对象x前进的绘图在图1B中示出。因为z1和z2现在各为x的分段线性函数，所以Z轨迹由一系列直线来组成，并且被测对象x沿这些线条均匀地分布。
详细来看图1B中的线段，整个Z轨迹能够被看作是直射线的传播，因为它在通过所定义的正方形框的四个边界处持续“反射”。因此，段的一半具有正斜率，而另一半为负一个。歧义点通过正斜率段与负斜率段之间的交叉来创建。所有正斜率段彼此平行并且彼此之间均匀间隔，如对于负斜率段也是真实的。因此，交叉点还沿段均匀地间隔。因为被测对象x沿直线均匀分布，所以这还意味着，歧义点在整个被测对象范围中准均匀地分布。
段的数量通过反射的数量给出。在宽度L的被测对象范围中，在垂直边界存在总共反射以及在水平边界存在反射。在每个反射时，斜率符号发生变化；因此，正斜率段和负斜率段的数量是相同的，各为大约。段长度均匀地分布，因此特定段交叉的相反斜率段的数量也在0与N-1之间均匀地分布。因此，交叉点的总数通过近似地给出。
每个交叉点对应于一对歧义被测对象值，因此歧义被测对象值的总数为2M。显然，由于N随L是线性的，所以歧义被测对象值的总数随被测对象范围宽度L准二次地增加。
存在值得特殊提及的两种情况：
1. 如果比率是有理数，则，其中。在这种情况下，歧义点的先前一般分析仅应用于被测对象范围L≤d。
2. 如果射线直接进入边界的一角、即和m, n∈{0, 1}，则反射的射线与入射射线重叠，或者Z(x0+x)=Z(x0-x)。一般分析则仅对x0的任一侧应用。特殊情况是，因此。在这种情况下，问题被证明为符号歧义性，即，。
所提出的分析实际上是近似的，但是给出歧义被测对象值的数量的合理估计。例如，对于BGO电压传感器，π电压在1310 nm为大约75 kV以及在1550 nm为大约88.7 kV。如果使用在这两个波长的双通偏振测定输出，则在电压范围[0, 450 kV]中，先前分析给出N=11和M=55，并且交叉点的实际数量为M=50。因此，这个传感器中的歧义电压值的总数为100，意味着歧义电压值平均每4.5 kV发生。
大范围二波长偏振测定传感器中的歧义点的大数量提出信号处理的挑战。可能争论，因为歧义性在相反斜率的两段之间始终发生，所以有可能使用测量相移的时间导数来确定歧义测量应当落在哪一段上。但是，这种方式要求跟踪测量历史，并且假定被测对象波形在歧义点发生时具有有意义的大局部导数。在电压测量方面，这种方式对AC电压可能进行工作，但是对DC电压将不会可靠地工作。此外，信号处理对快速瞬变波形的测量特别成问题，其中被测对象的逐个样本的变化能够大于相邻歧义电压值之间的间距。
本发明在比两个波长的任一个的响应周期要大的给定测量范围中完全消除二波长测量中的歧义性。它能够描述如下。假定通过适当方法(在下一节将描述两个这类示例)，在2π范围内明确地确定相移的主值，即，
Φ在平面中随着被测对象x前进的绘图在图1C中示出。这个Φ轨迹由现在全部具有相同斜率q2/q1的直线段来组成。
Φ轨迹也能够设想为由边界所包围的正方形框内部的射线的传播。当射线到达边界时，它从相对侧上的相同位置再度出现，并且以相同斜率继续。因此，轨迹中的所有段彼此平行，并且是准等距的。没有交叉能够在平行段之间发生，意味着不存在关联歧义点。
关于上文论述的两种特殊情况，有理数周期比的第一情况仍然应用，意味着明确测量范围限制到。因此，应当仔细选择比q2/q1，以确保Φ在测量范围内没有呈现周期行为。但是，第二特殊情况在全2π范围二波长测量中不再导致歧义性，因为射线特别是对于的情况没有在角处被反射。这意味着本发明中不存在符号歧义性。
在2π范围中(在波长的每个)明确地确定相移的任何方法能够用于本发明的实现。接下来描述这类方法的两个示例。
第一示例是正交偏振测定方法。图2示意示出其中在两个检测通道之间引入静态光学相移偏置的典型传感器的组件。如所示的组件是光源20、输入偏振器21、感测元件22(其在使用中将会暴露于被测对象)、第一分束器23-1、第二分束器23-2、四分之一波延迟器(QWR)24、第一输出偏振器25-1、第二输出偏振器25-2和三个光功率检测器26-1、26-2、26-3。波的波束路径示为一个或多个短划线。三个检测器连接到输出波束路径：没有附连偏振器的第一检测器26-1、具有线性输出偏振器25-1的第二检测器26-2以及具有四分之一波延迟器24和线性输出偏振器25-2的第三检测器26-3。检测器连接到执行以下所述处理的至少一些的信号处理单元31。在检测器处所测量的光功率分别一直到某些比例常数，
,
其中I0表示由光源所发射的总功率，A是干扰对比度，以及是在给定中心波长的相对相移。
对于相移的计算，多个信号处理方法存在。例如，向量或复变量Y能够按照下面方式来计算
使用这个定义，在(-π, π]中定义的相移的主值则是Y的自变量或相位，即。
还能够示出，如由图2所表示的检测方案在没有准确90°相偏(尽管是优选的)的情况下也进行工作，并且仅要求具有两个偏振测定通道，其具有除了0°或180°之外的某个已知相对相位差。实际上，如果通道3具有附加相偏δ，则复变量能够计算为
其自变量仍然产生相移主值。在这种情况下，QWR元件能够通过除了全波和半波延迟器之外的任何相位延迟器来取代。
测量I0的另一个选项能够具有在如由检测器26-2和26-3所表示的两个偏振测定检测器通道的至少一个中测量来自偏振分束器(取代偏振器25-1或25-2)的两个反相输出的检测器。两个反相输出之和则将会产生总光功率I0。还应当注意，在其中总光功率为已知和/或保持为恒定的情况下，I0测量不被要求，或者能够易于经过位于感测光学子系统之前的电子部件或其他检测器来监测或控制。
全2π范围中的相移测量方法的第二示例是调制相位检测(MPD)技术，其常常在“非交互相位调制”方案中实现，并且通常用于光纤陀螺仪和电流传感器中。
为了图示MPD原理，透射开环MPD设置在图3中示出。如所示(并且在适当情况下对于具有相同或类似功能的组件使用与图2中相同的数字)的基本组件是光源20、输入偏振器21、感测元件22(其在使用中将会暴露于被测对象)、输出偏振器25和检测器26。波的波束路径示为一个或多个短划线。双折射相位调制器30也包含在波束路径中。相位调制器30和检测器26经过信号处理单元31来耦合，用于执行信号分析，如下面所述。
双折射相位调制器30与感测媒介22串联连接，使得附加相移调制β(t)能够添加到待测量相移。检测器26在线性偏振器25之后测量调制光功率。调制检测器信号能够写为
其中I0表示源的总功率，是在给定中心波长的相移，以及A是干扰对比度。
不同信号调制和处理方案存在。在MPD方案的一种版本中，正弦调制β(t)=βsinΩt由相位调制器来强加。等式[4]的检测器信号能够按照傅立叶展开写为在调制频率Ω的不同阶数k的一系列谐波，即，
其中前三个谐波幅度Bk和相位为
使用第一种类Jk(β)的贝塞尔函数。谐波分量的符号能够通过将谐波分量的相位与激励波形的相位进行比较来确定。
向量或复数能够从上文表示来形成，其允许从所检测信号来得出相移主值。
相移主值能够计算为Y的自变量，其再次在范围(-π, π]中定义。
优选调制幅度是β = 1.84拉德，其中J1(β)具有其第一最大数；另一个优选幅度是β = 2.63拉德，其中J1(β)和J2(β)是相等的。但是，大体上，对于用来工作的MPD方法，相位调制幅度β能够为任意小。此外，例如为了稳定幅度的目的，已知的是调制幅度β也能够从测量谐波幅度来计算。代替正弦调制，可使用其他波形、具体来说是方波调制。开环MPD信号处理的另外细节能够见于参考文献[6、16]。
关于如由单元31所执行的、将测量二波长输出转换成明确被测对象值的信号处理程序，存在若干不同方式。
一种方式如下：在两个波长测量相移主值之后，在测量范围中生成相移 (m和n为整数)的可能全值的两个列表。然后，可能的被测量对象值的两个列表从这些相移来计算
接下来，能够比较两个列表，以识别具有最小差的一对。最后，输出能够设置为两者的平均。
第二种更复杂方法如下：Φ轨迹的每段(参见图1C)能够通过关系采用一对下标唯一地标记。因此能够定义
在数学上，是从原点到具有下标对[m, n]的段的有符号垂直距离，其中其符号指示该段位于原点的哪一侧上。因此，在整个明确测量范围中，每个下标对[m, n]对应于唯一Δmn，反过来也是一样并且反之亦然。这个映射能够预先计算并且按照1D表格形式来保存。图4中示出Δmn与[m, n]之间的逐一对应的示例，其对工作在1310 nm和1550 nm，具有测量范围[-450 kV, 450 kV]中= = 0的双通BGO电压传感器来建模。对应地，在这个示例中，q1=0.0838拉德/kV，以及q2=0.0708 拉德/kV。实线是所计算Δmn，虚线是q1段号m，以及短划线是q2段号n。
因此，从所测量相移主值，能够使用等式[6]来计算Δmn，并且从预先计算的表中查找对应下标[m, n]。最后，能够计算相移的全值和对应被测对象值。
第一方法涉及由两个动态列表所组成的2D空间中的搜索，而第二方法仅涉及静态列表中的1D查找。因此，在计算复杂度方面，第二方法是优选方法。
最后，提出与传感器的两个波长的最佳选择有关的一些设计方针。
传感器设计能够开始于一个给定波长λ1和对应q1。为了简洁起见，假定q1 = 2π N1/ L。因此，在λ1的测量导致2D空间(-π/2, π/2] × (-π/2, π/2]的左(或右)边界上的N1线段端点。
首先，将图1C中的所有线段彼此之间尽可能远地分隔一般是有利的，以便使测量噪声的影响为最小。这在段逐个角均匀地填充2D相位空间时能够最好地实现。
为了满足均匀填充的这个条件，垂直相位空间边界上的端点应当均匀地分布，即，两个相邻端点之间的间隔应当为2π / N1。这能够通过在λ2填充2π范围进行测量来取得，即，q2= 2π / L(图5中的虚线)。以及甚至更一般地，对所有q2 = 2π N2 / L满足条件，只要N1和N2是互质的，即，它们的最大公约数为1。这引起下列准则：
其中Δq = |q1 – q2|，以及ΔN = |N1 – N2|。
等式[7]提供通过整数ΔN(或者等效N2)所定义的、满足均匀填充条件的候选波长的列表。然后能够考虑其他考虑进行传感器波长的选择。
例如，在许多情况下，期望具有彼此接近的两个波长，以便在传感器的所有光学组件中保持最小不同操作条件和性能。这能够通过使ΔN=1来实现，图5中示为实线和短划线(注意，N2 = N1± 1与N1始终是互质的)。在这种情况下，
在其中期望不同波长间隔的其他情况下，适当选择也能够从通过等式[7]所确定的列表进行。
虽然对于其测量范围是相位周期的整数的传感器所得出，但是这里所给出的条件能够被解释为任意两个波长传感器的波长的最佳选择的一般方针。
二波长消歧的本发明能够易于应用于扩展范围电光DC电压传感器的设计。接下来提出一些示例。
对于这些传感器示例，组合不同中心波长 (例如1310 nm和1550 nm) 的两个光源的输出。低相干光源(例如SLED源、40 nm FWHM带宽)是优选的，以降低来自系统中的各种交叉耦合的寄生干扰。电光晶体用作感测媒介，以便将待测量电压转换成晶体中的正交偏振模式之间的相移。在没有自然双折射的情况下的电光晶体(例如Bi4Ge3O12、BGO)是优选的。电光波导或光纤也能够用作电压感测媒介。BGO晶体的端面(与[001]方向垂直地切割)电连接到电极，其提供电压降。
与见于现有技术的一些传感器设计相比，全电压(不是其一小部分)跨感测晶体来应用。电压在晶体的纵向上来应用，因而测量在这个方向上的电场(即，所应用电压)的路径积分。因此，电压测量与晶体中的内部电荷重新分配无关。
首先基于正交偏振测定信号检测方案来描述一些二波长电压传感器设计：
图6的示例示出按照透射配置的扩展范围DC电压传感器的设计。基本组件是图2已经描述的那些组件。但是，传感器扩大成适应在两个不同波长λ1和λ2的操作。与第二波长相关的组件携带撇号。因此，光源20生成以波长λ1为中心的光，以及光源20'生成以波长λ2为中心的光。在两个波长的信号组合并且通过WDM滤波器60来分离。在每个波长，三个检测器通道26和26'分别产生总光功率和两个正交偏振测定信号。在每个波长的相移如上文所述来评估(参见等式[2]和[3])，并且组合以计算电压电平，如上文参照等式[6]所述。偏振器21以及25-1和25-2的轴以±45°对齐，以及QWR轴与BGO晶体的电光轴平行对齐。
优选地，分束器23-1和23-2应当以相对于BGO晶体轴的45°与其轴对齐，以便使两个偏振波可能从分束器经历的任何可能相移相等。例如来自分束器或者来自BGO晶体的残余自然双折射的任何残余系统相移能够通过校准来表征和去掉。BGO的残余双折射也能够通过串联组合两个BGO晶体来降低，其中反平行[001]轴和x/y轴相对彼此旋转90°。在这个布置中，电光相移进行合计，而本征双折射取消，从而引起更好的零点稳定性。
图7示出备选偏振测定检测方案，其中仅使用一个无双折射分束器23-2，并且其中两个检测器对26-1、26-1'和26-2、26-2'各在每个波长连接到偏振分束器65的两个输出其中之一。总光功率通过在检测器26-1和26-1'以及26-2和26-2'的功率之和来给出，而检测器26-1和26-1' (或26-2和26-2')以及检测器26-3和26-3'构成两对(每个波长一个)正交偏振测定通道。
代替测量在BGO晶体的输出端的总光功率，还能够监测光进入感测晶体之前的总光功率。甚至能够依靠光源的内部监测来保持稳定光功率输出。但是，这类方案将会不能够应对从光源到偏振测定检测器的路径中的光学损耗变化，其在实际传感器中可证明是重要的，特别是如果光纤用来从光源向感测晶体传送光的话。
在这些设计中，偏振器和波板应当具有足够宽以覆盖两种波长的工作带宽，其在公共偏振测定感测装置22之前组合并且在公共偏振测定感测装置22之后分离。备选地，能够交换偏振器/波板和WDM的顺序，在所述情况下，在每个波长需要两组(较窄带宽)偏振光学器件。包含偏振器、WDM和QWR的传感器中的光学组件可以是块状光学组件或者其光纤对等体。检测器可直接附连到传感器，或者备选地，它们可经由单模或多模光纤连接到传感器。优选地，感测晶体的光源端连接到地电位，并且晶体的检测器端连接到高压电位。在这种情况下，为了避免将检测器放置在高电位，应当经由光纤将检测器连接到传感器。
偏振测定电压传感器也能够按照反射配置来设计。示例在图8中示出，其中反射光学器件70放置在晶体的一端处，而所有其他光学器件位于另一端处。其他元件与在上文参照图6时已经描述的元件相同或类似。
反射光学器件70可以是平坦/弯曲反射镜、屋顶型反射镜、角锥棱镜反向反射器或者只是沉积在晶体端面上的反射薄膜涂层。反射光学器件处的反射应当理想地保存光的偏振状态，而没有旋转或偏振相关相移。来自反射的任何残余相移也能够通过校准来表征和去掉。优选地，光源和晶体的检测器端连接到地电位，并且反射器端连接到高压电位，以便将光源和检测器保持在地电位。由于图8的传感器是与图6所示的传感器对应的反射配置设计，所以图7所示的传感器也能够适合反射配置(未描绘)。
调制相位检测方案是同时测量相移的另一种方式，如上所述。但是，与图3中描绘的传感器类似，按照透射配置的基于MPD的电压传感器在现实世界应用中具有缺点，因为相位调制器和连接偏振保持光纤一般对温度和/或应力变化极为敏感。因此，透射的基于MPD的电压传感器的输出易受到环境扰动影响，并且因此对现场应用不是可靠的。
如在以往应用中已经证明，健壮MPD传感器的关键是交互光学设计，由此两个干扰波在环路中对向传播(在光纤陀螺仪的情况下)，或者在具有交换正交偏振的反射时折回（retrace）光路径(在反射光纤电流传感器的情况下)。在适当设计中，相位调制器和互连偏振保持(PM)光纤的本征相移沿交互路径自动取消(因此没有其温度相关性)，而相位调制和被测对象引起相移加倍。这通常称作“非交互相位调制”。
共同拥有的专利US 7911196 [9]描述一种结合电压感测元件(或者若干这类元件)、45°法拉第旋转器、MPD调制和检测电子器件的非交互相位调制电压传感器。这个专利中的传感器因相移的周期方面的歧义性而只能够明确测量的DC电光相移。采用二波长周期消歧方案，US 7911196中所述的传感器能够修改成明确测量扩展范围中的DC电压。
专利US 7911196中的所有实施例能够获益于如采用下面一些示例所证明的二波长周期消歧方案。基于MPD的传感器的反射版本在图9A中使用在参照上文附图时已经描述的元件来示出。在这里，低相干光源20、20'和光电检测器26、26'经由1×2光纤耦合器来连接到感测元件22，其中WDM元件60提供波长λ1和λ2的组合和分离。光首先经过线性偏振器21，进入PM光纤80中，并且经过45°接头81耦合到光纤双折射相位调制器30的两个轴中。波束然后经过准直仪82，经过45°法拉第旋转器83，并且进入感测元件22(具有沿[001]轴传播的波束的BGO晶体)，其端分别电连接到高压和地电位。光通过在感测媒介22的远端处的反射光学器件70依次反射回感测媒介、双折射晶体、法拉第旋转器和PM光纤80中。反射光学器件70可以是平坦/弯曲反射镜、屋顶型反射镜、角锥棱镜反向反射器或者只是沉积在晶体端面上的反射薄膜涂层。在这个示例中，在反向反射器处的反射应当保存光的偏振状态，而没有旋转或偏振相关相移。
由于交互路径中的二次45°法拉第旋转，干扰正交偏振波在其重新进入PM光纤80和双折射相位调制器30时交换其偏振，由此取消关联本征相移，并且消除其温度相关性。返回路径上的45°接头81和偏振器21允许偏振波的相干混合，以及光电检测器26、26'测量两个不同波长的所得到光功率。
信号处理和控制单元31控制相位调制波形，并且在两个波长测量光电检测器处的光功率。它例如按照等式[4']和[5]中所述的程序在波长的每个个别计算相移主值。最后，两个相移主值再次使用上述方法之一来组合，以产生电压V的明确测量。
来自分束器、来自反射光学器件或者来自BGO晶体的残余自然双折射的任何残余系统相移能够通过校准来表征和去掉。
其中图9A的反射光学器件70采用Y类型相位调制器30以及另一组准直仪82'和法拉第旋转器83'来取代的环路配置在图9B中示出。由于法拉第旋转器83和83'，波沿感测媒介22的正交电光轴在两个对向传播方向上来偏振。相对图9A的反射配置的优点在于，在光学组件的对齐方面存在更大自由度，其可简化从电光晶体回到PM光纤80中的光耦合，在使用块状光学感测元件时的潜在问题。可能的缺点是较大数量的组件。
如从上述实施例并且还从附图能够看到，第一组波和所述第二组波全部通过感测元件22。
虽然本文示出和描述本发明的一些优选实施例，但是要理解，本发明并不局限于此，而是可在下面权利要求书的范围之内另外以不同方式来实施和体现。
虽然上文示例描述基于光学干涉测定的传感器，但是应当领会，本发明能够应用于所有类型的干涉计。例如，RF或其他电磁辐射带中的干涉计也能够获益于测量范围的相同明确扩展。本发明也不局限于电磁波。涉及波(无论它是声、密度还是其他类型的波)的任何干涉计也能够同样地获益。
虽然作为示例描述了DC电压传感器的设计，但是本发明也能够易于应用于光纤电流传感器、光纤陀螺仪或其他类型的干涉测定传感器。但是，它对于覆盖其中绝对零参考不可用的大范围的任何DC干涉测定传感器是特别有利的。
所引用的参考文献
参考标号列表
波或光源20(')
输入偏振器21
感测元件22
分束器23-1、23-2
四分之一波延迟器(QWR)24
输出偏振器25、25-1、25-2
波或光学检测器26(')、26-1(')、26-2(')、26-3(')
相位调制器30
信号处理单元31
波分复用器60
偏振分束器65
反射光学器件70
偏振保持(PM)光纤80
45°接头81
准直仪82(')
法拉第旋转器83(')
Claims (21)
1.一种干涉测定传感器，包括：一个或多个波生成器(20，20')，其生成至少第一集合和第二集合，所述第一集合由均以第一波长(λ1)为中心的两个波组成，所述第二集合由均以不同的第二波长(λ2)为中心的两个波组成；感测元件(22)，由此被测对象分别引起所述第一集合波之间的第一相对相移以及所述第二集合波之间的第二相对相移；至少一个检测器(26，26')，其测量所述第一集合的波之间的第一干扰信号以及所述第二集合的波之间的第二干扰信号；以及还包括信号处理单元(31)，其适合从所述第一和第二干扰信号在2π范围内分别明确确定表示所述第一和所述第二相对相移的主值的两个量，并且从其组合来得出被测对象值。
2.如权利要求1所述的传感器，还包括至少元件(24，30)，其在两个波的所述第一集合内和两个波的所述第二集合内引入附加相移偏移，以在2π范围内执行相移测量。
3.如前述权利要求中的任一项所述的传感器，其中，波的所述第一和第二集合是波的一个集合内包含的谱部分，其中每个部分选择成以不同波长为中心。
4.如前述权利要求中的任一项所述的传感器，其中，所述信号处理单元(31)适合将表示2π范围中的所述第一和所述第二相对相移的所述主值的两个测量的量匹配到经过预定查找表、参数映射或函数所确定的对应被测对象值。
5.如权利要求4所述的传感器，其中，所述第一和所述第二干扰信号取决于所述被测对象如下所述
以及
，
其中y1和y2是所述干扰信号，x是所述被测对象，和是所述第一和所述第二波长的相偏，并且q1和q2是所述第一和所述第二波长的逆响应周期，
其中
其中、是所述第一和所述第二相对相移的所述主值，并且m、n是整数下标，以及
其中所述信号处理单元(31)使用所测量的相对相移主值、、表示分别在所述第一和第二波长的所述逆响应周期的参数q1和q2来确定表示的值，将Δmn映射到下标对[m, n]，并且使用下标m、n将所测量的相对相移主值、转换成对应被测对象值。
6.如前述权利要求中的任一项所述的传感器，其中，所述两个波长被选择，使得所述测量范围中的所述第一和所述第二相对相移主值的轨迹(Φ)均匀地填充2维相位空间(-π/2, π/2] × (-π/2, π/2]。
7.如前述权利要求中的任一项所述的的传感器，其中，所述第一和所述第二干扰信号取决于所述被测对象，如下所述
以及
,
其中y1和y2是所述干扰信号，x是所述被测对象，和是所述第一和所述第二波长的相偏，并且q1和q2是所述第一和所述第二波长的所述逆响应周期，以及
其中所述第一和所述第二中心波长[λ1, λ2]被选择，使得在所述两个波长的所述传感器的所述逆响应周期的差Δq = |q1 – q2|接近、具体来说在其10%之内，其中L是所述传感器的所述测量范围的大小，并且ΔN是不包括零的整数，优选地为±1。
8.如前述权利要求中的任一项所述的传感器，还包括至少一个静态相位偏置元件(24)，其在两个波的所述第一集合内和两个波的所述第二集合内引入静态相移偏置，并且其中所述信号处理单元(31)组合由波的每个集合所生成的所述干扰信号，以计算在所述两个波长的每个的所述相对相移主值(arg Y)。
9.如权利要求8所述的传感器，其中，两个波的所述第一集合内和两个波的所述第二集合内的静态相位偏置差处于的范围之内，其中i是包含零的整数。
10.如权利要求8或9所述的传感器，对所述波长的任何还包括附加信号通道，其中检测器(26-1，26-1')测量表示干扰之前的所述波的总功率的量，或者备选地包括与干扰通道的任何反相的至少一个附加通道，并且其中所述信号处理单元(31)组合所述干扰通道信号和一个或多个附加通道信号，以便与总功率或损耗变化无关地计算所述第一和所述第二测量。
11.如权利要求1至7中的任一项所述的传感器，对于所述波长的任何还包括将附加相位调制添加到波的所述第一集合内和波的所述第二集合内的所述相移的至少一个相位调制元件(30)以及测量所述第一和所述第二干扰信号的至少一个检测器(26，26')，并且其中所述信号处理单元(31)适合分析所述干扰信号，以确定在所述两个波长的每个的所述相对相移主值(arg Y)。
12.如权利要求11所述的传感器，其中，所述信号处理单元(31)形成闭环控制，以及所述反馈信号表示所述相对相移主值的至少一个。
13.如前述权利要求中的任一项所述的传感器，其中，所述波是光波，具体来说是正交线性偏振光波或者左和右圆偏振光波。
14.如前述权利要求中的任一项所述的传感器，其中，所述被测对象是电压或电场强度，并且所述感测元件(22)内部的所述相对相移响应于施加在其面的两个之间的电压。
15.如权利要求13和14中所述的传感器，其中，所述感测元件(22)包括电光晶体或电光纤，具体来说是结晶电光纤或极化电光纤或者光纤和压电材料。
16.如前述权利要求中的任一项所述的传感器，其中，所述第一集合的波和所述第二集合的波通过所述感测元件(22)。
17.一种执行干扰测量的方法，包括下列步骤：
- 生成波的至少两个集合，其中第一集合由均以波长λ1为中心的两个波所组成，以及第二集合由均以不同波长λ2为中心的两个波所组成；
- 使感测元件(22)暴露于被测对象，从而引起在所述波长的每个的集合内的两个波之间的相对相移；
- 在所述波长的每个的2π范围内明确确定表示所述相对相移的主值的值；以及
- 从表示在两种波长的所述相对相移的值对来确定被测对象值。
18.如权利要求17所述的方法，其中，波的所述第一和第二集合是波的一个集合中的谱部分，其中每个部分以不同波长为中心。
19.如权利要求17和18所述的方法，其中，确定被测对象值的步骤涉及使用预定查找表、参数映射或函数。
20.如权利要求17至19中所述的方法，还包括下列步骤
- 取决于所述被测对象来测量第一和第二干扰信号，如下
以及
，
其中y1和y2是所述干扰信号，x是所述被测对象和是所述第一和所述第二波长的相偏，并且q1和q2是所述第一和所述第二波长的逆响应周期，以及其中
其中、是所述第一和所述第二相对相移的所述主值，并且m、n是整数下标，
- 按照在所述波长的每个的所述传感器响应来准备下标[m, n]与Δnm的对应值之间的查找表；
- 采用表示在所述第一和第二波长的所述逆响应周期的参数q1和q2从所述相对相移的所述所测量主值和来计算；
- 使用所述查找表从所述相对相移的所测量主值来确定下标对[m, n]；
- 使用所述下标[m, n]将相移主值转换成全值，并且计算所述对应被测对象值。
21.如权利要求17至20中的任一项所述的方法，其中，波的所述第一集合和波的所述第二集合通过所述感测元件(22)。
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