DE112015000882T5

DE112015000882T5 - Interferometrischer Sensor

Info

Publication number: DE112015000882T5
Application number: DE112015000882.9T
Authority: DE
Inventors: Xun Gu; Andreas Frank; Sergio Vincenzo Marchese; Klaus Bohnert
Original assignee: ABB Schweiz AG
Current assignee: Hitachi Energy Ltd
Priority date: 2014-02-21
Filing date: 2015-02-19
Publication date: 2016-11-17
Also published as: WO2015124677A1; CN106062506B; CN106062506A

Abstract

Ein interferometrischer Sensor wird bereitgestellt mit einem oder mehreren Wellengeneratoren (20, 20'), der mindestens einen ersten Satz von zwei Wellen erzeugt, die beide bei einer ersten Wellenlänge zentriert sind, und einen zweiten Satz von zwei Wellen, die beide bei einer anderen zweiten Wellenlänge zentriert sind, und einem Erfassungselement (22), bei dem eine Messgröße jeweils eine erste relative Phasenverschiebung zwischen dem ersten Satz von Wellen und eine zweite relative Phasenverschiebung zwischen dem zweiten Satz von Wellen induziert, mindestens einem Detektor (26, 26'), der ein erstes Interferenzsignal zwischen dem ersten Satz von Wellen und ein zweites Interferenzsignal zwischen dem zweiten Satz von Wellen misst, und ferner umfassend eine Signalverarbeitungseinheit (31), die dafür ausgelegt ist, anhand des ersten und des zweiten Interferenzsignals zwei Größen zu bestimmen, die jeweils die Hauptwerte der ersten und der zweiten relativen Phasenverschiebung nichtmehrdeutig innerhalb eines 2π-Bereichs repräsentieren, und einen Messgrößenwert aus deren Kombination abzuleiten.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die Erfindung betrifft einen interferometrischen Sensor, wobei sich eine Änderung der zu messenden Parameter auf eine relative Phasenverschiebung zwischen zwei Wellen bezieht, wie etwa einen elektrooptischen Spannungssensor, insbesondere für elektrische Gleichspannungen (DC-Spannungen), oder einen faseroptischen Stromsensor (FOCS – Fiber-Optic Current Sensor).
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Sensoren, die auf der Interferenz zwischen zwei Wellen, typischerweise zwei orthogonalen Polarisationsmoden einer Welle, basieren, sind bekannt und werden in einem weiten Bereich technischer Gebiete verwendet. Die Detektorsignale dieser Sensoren beziehen sich auf den Kosinus der relativen Phasenverschiebung ϕ zwischen den zwei Wellen. Daher erzeugen Phasenverschiebungen von ϕ und ±ϕ + 2nπ (wobei n eine ganze Zahl ist, hier auch als der Periodenzähler bezeichnet) dieselbe Interferenzausgabe und können somit nicht voneinander unterschieden werden. Demzufolge ist der nichtmehrdeutige Messbereich der relativen Phasenverschiebung auf einen Bereich von [0, π] beschränkt.
Zum Beispiel weist ein elektrooptischer DC-Spannungssensor, der aus einem Wismutgermaniumoxid-Kristall (Bi₄Ge₃O₁₂ oder BGO) besteht, dessen [001]-Kristallachse entlang dem optischen Pfad der Wellen (siehe auch Referenz [1] für weitere Details) ausgerichtet ist, eine korrespondierende π-Spannung oder einen nichtmehrdeutigen Messbereich von etwa 75 kV für Lichtwellen bei 1310 nm auf. Ein Viertelwellenverzögerer (Quarter-Wave-Retarder – QWR) kann eingesetzt werden, um eine nichtmehrdeutige Messung im Bereich [–π/2, π/2] zu erhalten, d. h. um die Nullpunktspannung herum zentriert. In einer weiteren Version werden mittels zwei Analysatoren unter ±45° zu den elektrooptischen Achsen zwei gegenphasige Ausgaben erzeugt, die sie gegenüber Lichtleistungsfluktuationen robuster machen (siehe Referenz [1] für Details).
Obwohl die Vorzeichenmehrdeutigkeit (zwischen ϕ und –ϕ) durch Kombinieren zweier polarimetrischer Signale mit einem (statischen) relativen Phasenversatz (vorzugsweise π/2, Quadratursignale genannt) entfernt werden kann, wie zum Beispiel in Ref. [2] gezeigt, ist die periodenweise Mehrdeutigkeit (zwischen ϕ und ϕ + 2nπ) ein inhärentes Problem für alle interferometrischen Messungen.
Für relative Messungen von Phasenverschiebungen kann der Messbereich durch Streifenzählen, Nullstellenzählen oder ähnliche vergangenheitsverfolgende Techniken erweitert werden. Bei AC-Spannungsmessungen kann man somit den Messbereich durch Kombinieren polarimetrischer Quadratursignale und Verwenden von Nullstellenzählen [2–4] auf ein Vielfaches der π-Spannung erweitern, was durch die Tatsache erleichtert wird, dass die AC-Spannung kontinuierlich um null herum oszilliert.
Allerdings ist die periodenweise Mehrdeutigkeit bei absoluten Messungen, bei denen entweder keine Vergangenheitsinformationen verfügbar oder diese aber unzuverlässig sind, ein echtes Problem und stellt eine fundamentale Grenze für den erreichbaren Messbereich dar. Dies ist insbesondere für DC-Spannungs- oder DC-Strommessungen aufgrund der Abwesenheit einer oszillierenden Spannungswellenform und des Verlusts einer Null-Referenz der Fall. Darüber hinaus macht es Letzteres schwierig, Spannungs- und Stromdrifts von Effekten wie etwa ändernde optische Verluste und spannungsinduzierte Doppelbrechung usw. zu unterscheiden. Es wurde versucht, siehe Ref. [5], das Driftproblem durch Zerhacken der angelegten Spannung anzugehen, doch sind derartige Lösungen nicht leicht an Hochspannungs(HV)-Anwendungen anpassbar.
Elektrooptische Spannungssensoren können auch unter Verwendung der wie zum Beispiel in [6] beschriebenen Modulationsphasendetektions(MPD)-Technik gebaut werden. Sie wird im Allgemeinen in einem nichtreziproken Phasenmodulations-Schema implementiert und gewöhnlich in faseroptischen Gyroskopen und faseroptischen Stromsensoren verwendet, siehe Ref. [7, 8]. Reziproke MPD-Sensoren weisen eine exzellente Phasengenauigkeit und DC-Stabilität auf. Das Patent US7911196 (hier als Referenz [9] zitiert) des gleichen Inhabers beschreibt einen Spannungssensor mit einem integrierten Spannungserfassungselement (oder mehreren solchen Elementen), einem 45°-Faraday-Rotator und der MPD-Modulations- und Detektionselektronik. Die periodenweise Mehrdeutigkeit bleibt bei dieser Technik eine Begrenzung und dieser Sensor ist daher ebenfalls nur zum Messen einer elektrooptischen DC-Phasenverschiebung ϕ zwischen –π und +π in der Lage. Ein ähnliches System mit einer Tansversalkonfigurations-Spannungszelle kann in Ref. [10] gefunden werden.
Es gab Anstrengungen, den nichtmehrdeutigen Messbereich der Interferometrie jenseits von 2π auszuweiten, insbesondere für Messungen elektrischen Stroms oder elektrischer Spannung. Das Patent EP0864098B1 [11] beschreibt ein Verfahren, das zwei unabhängige Messungen unterschiedlicher Empfindlichkeiten kombiniert. Bei der Implementation eines Stromsensors werden zwei verschiedene Faraday-Elemente verwendet. Das erste Faraday-Element weist eine geringe Stromempfindlichkeit auf, hat aber eine sinusförmige Antwortkurve, deren Periode länger als das Zweifache des Zielmessbereichs ist. Daher kann es eine gering aufgelöste, aber nichtmehrdeutige Messung liefern. Das zweite Faraday-Element weist andererseits eine höhere Auflösung auf, ist aber periodenweise mehrdeutig. Durch Kombinieren der zwei Messungen kann ein nichtmehrdeutiges und hochaufgelöstes Ergebnis erhalten werden. Der Messbereichs-Erweiterungsfaktor (von der zweiten mehrdeutigen hochaufgelösten Messung) bei diesem Ansatz ist grundsätzlich das Periodizitätsverhältnis der zwei Messungen. Für viele Anwendungen ist allerdings die Wahl des Erfassungsmediums begrenzt und es kann schwierig sein, ein richtiges Medium zu finden, das für die geringempfindliche Messung geeignet ist. Für den Fall eines elektrooptischen Spannungssensors, zum Beispiel, sind Bi₄Ge₃O₁₂ (BGO) und in geringerem Ausmaß Bi₁₂GeO₂₀ oder Bi₄Si₃O₁₂ als praktische Erfassungskristalle bekannt. Die Kristalle liefern gute Spannungsempfindlichkeit, wobei allerdings keiner für die geringempfindliche Messung geeignet ist, da deren π-Spannungen viel kleiner sind als die hunderte von Kilovolt, die für nichtmehrdeutige Spannungsmessung in Hochspannungsanwendungen erforderlich wären.
Es wurden weitere Verfahren vorgeschlagen, um dieses Problem zu umgehen. Statt zwei unterschiedliche Erfassungselemente einzusetzen, kann man die Wellenlängenabhängigkeit der Sensorantwort ausnutzen und nur ein Erfassungselement verwenden, aber Licht zweier unterschiedlicher Wellenlängen durchlassen. Die Antwortkurven bei den beiden Wellenlängen werden dann unterschiedliche Periodizitäten aufweisen. WO9838517 [12] präsentierte ein Stromsensordesign mit zwei weit getrennten Wellenlängen und einem erweiterten Bereich, der durch den nichtmehrdeutigen Bereich der ersten Wellenlänge gegeben ist. Zweitens kann man erkennen, dass, falls die Messungen bei den zwei Wellenlängen zusammen als ein Wertepaar behandelt werden, sich das Paar als Ganzes im Allgemeinen nicht periodisch als eine Funktion der Messgröße wiederholt und somit verwendet werden kann, um die kombinierte Ausgabe des Sensors in einem viel größeren Bereich als dem nichtmehrdeutigen Bereich bei beiden Wellenlängen zuzuordnen. Sowohl WO9805975A1 [13] als auch EP1179735 [14] präsentieren diese Idee, allerdings verbleiben in beiden Fällen noch einige mehrdeutige Werte. Das Patent US6515467 [15] beschreibt ein auf dieser Idee basierendes Stromsensordesign. P. J. de Groot beschreibt in „Extending the unambiguous range of two-color interferometers”, Appl. Opt. 33(25), pp. 5948–5952 sowie in US5404221 auch ein Zweizweig-Interferometer, bei dem Licht bei zwei Wellenlängen verwendet wird, um die Phasenverzögerung zwischen den Zweigen zu bestimmen.
Obwohl die Zweiwellenlängen-Perioden-Nichtmehrdeutigkeit auf den ersten Blick einfach erscheint, gibt es einen wichtigen Vorbehalt, der in WO9805975A1 übersehen wurde. Das weiter unten ausführlicher beschriebene ungelöste Problem ist das Vorhandensein einer Vielzahl von Mehrdeutigkeitspunkten, an denen zwei mögliche Messgrößenwerte dieselbe Sensorausgabe erzeugen. Wie unten gezeigt ist, sind diese Mehrdeutigkeitspunkte weitestgehend gleichmäßig über den Messbereich verteilt und die Anzahl dieser Punkte nimmt proportional zum Quadrat der Messbereichsgröße zu. Für einen Doppeldurchgang-BGO-Spannungssensor mit Licht von 1310 nm und 1550 nm gibt es etwa 100 mehrdeutige Spannungswerte, die quasigleichmäßig im Bereich von 0 bis 450 kV verteilt sind. Auch wenn die Wahrscheinlichkeit, dass eine bestimmte Messung zu einem beliebigen Zeitpunkt einen solchen Mehrdeutigkeitspunkt trifft, klein ist, so stellt dies ein reales Problem für die Signalverarbeitung dar, wenn solch ein Ereignis bei einem Langzeitbetrieb auftritt, und kann die Zuverlässigkeit und die Frequenzantwort des Sensors beeinflussen. Dies ist insbesondere für DC-Spannungsmessungen ein Problem.
Dieses Problem wird in EP1179735 [14] erwähnt und eine Lösung unter Verwendung von drei oder mehr unterschiedlichen Wellenlängen wird vorgeschlagen. Obwohl diese Lösung im Allgemeinen alle Mehrdeutigkeitspunkte entfernen kann, so erhöht das Betreiben von Lichtquellen und Detektoren bei drei oder mehr Wellenlängen nicht nur die Komplexität und verringert die Zuverlässigkeit des gesamten Sensors, sondern macht die Signalverarbeitung erheblich komplizierter.
Im Lichte des Obigen wird es als ein Ziel der Erfindung angesehen, einen interferometrischen Sensor bereitzustellen, der alle Mehrdeutigkeiten bei der Messung entfernt. Es wird als ein besonderes Ziel der Erfindung angesehen, einen elektrooptischen Spannungssensor bereitzustellen, der für DC-Spannungsmessungen bis zu viele Male der π-Spannung des elektrooptischen Erfassungselements geeignet ist.
KURZDARSTELLUNG DER ERFINDUNG
Somit wird, gemäß einem ersten Aspekt der Erfindung, ein interferometrischer Sensor mit einem oder mehreren Wellengeneratoren bereitgestellt, der mindestens einen ersten Satz von zwei Wellen erzeugt, die beide bei einer ersten Wellenlänge (λ₁) zentriert sind, und einen zweiten Satz von zwei Wellen, die beide bei einer anderen zweiten Wellenlänge (λ₂) zentriert sind, und einem Erfassungselement, bei dem jeweils eine erste Messgröße eine erste relative Phasenverschiebung zwischen dem ersten Satz von Wellen und eine zweite relative Phasenverschiebung zwischen dem zweiten Satz von Wellen induziert, mindestens einem Detektor, der ein erstes Interferenzsignal zwischen dem ersten Satz von Wellen und ein zweites Interferenzsignal zwischen dem zweiten Satz von Wellen misst, und ferner beinhaltend eine Signalverarbeitungseinheit, die dafür ausgelegt ist, anhand des ersten und des zweiten Interferenzsignals zwei Größen zu bestimmen, die jeweils die Hauptwerte der ersten und der zweiten relativen Phasenverschiebung nichtmehrdeutig innerhalb eines 2π-Bereichs repräsentieren, und einen Messgrößenwert aus deren Kombination abzuleiten.
Es wird als ein wichtiges Element der Erfindung angesehen, dass der Sensor in der Lage ist zum Durchführen individueller Phasenverschiebungsmessungen bei zwei verschiedenen Wellenlängen, beide in einem vollen 2π-Bereich, und zum Verwenden von deren Kombination, um die Messgröße nichtmehrdeutig zu bestimmen.
Der Begriff „Welle” ist hier im allgemeinen physikalischen Sinne des Wortes gemeint, einschließlich aller Arten von Oszillationen, die sich in Raum und Zeit bewegen. Die Welle kann einen schmalen oder breiten spektralen Inhalt aufweisen, kann langandauernd oder in ihrer Dauer begrenzt sein und kann von einer Quelle erzeugt oder von mehreren Quellen synthetisiert werden. Die Natur der Welle kann mechanisch (akustisch), elektromagnetisch (optisch) oder von einer beliebigen anderen Art sein. In der folgenden Beschreibung wird die Erfindung unter Verwendung von Lichtwellen als Beispiele beschrieben. Die zwei interferierenden Wellen können zum Beispiel zwei orthogonal linear oder zirkular polarisierte Moden einer Lichtwelle sein.
Die zwei Sätze von Wellen bei λ₁ und λ₂ können von verschiedenen Quellen erzeugt werden oder können spektrale Anteile eines Satzes von Wellen sein, wobei jeder Anteil bei einer anderen Wellenlänge zentriert ist. Die Wellenlängenselektivität der zwei Interferensignale kann durch eine Wellenlängenauswahlkomponente (zum Beispiel einen Spektralfilter oder eine Wellenlängen-Aufteilungs-Multiplexer(WDM)-Komponente), zwei Detektoren mit unterschiedlicher spektraler Antwort oder durch andere ähnliche Mittel realisiert werden.
Jegliche Phasenverschiebungsmessung, die nichtmehrdeutig eine Phasenverschiebung in einem 2π-Bereich bestimmen kann, kann für die Implementierung dieser Erfindung verwendet werden. Zwei Beispiele werden angeführt: das polarimetrische Verfahren und das Modulationsphasendetektions-Verfahren. Für das polarimetrische Verfahren sind verschiedene Implementierungen möglich: eine kann zwei Quadratur-Kanäle und einen zusätzlichen Kanal zum Messen der Gesamtlichtleistung aufweisen; alternativ kann die Gesamtlichtleistung durch die Summe der zwei gegenphasigen Ausgaben eines polarisierenden Strahlteilers gemessen werden; oder die Gesamtlichtleistung kann sogar von Detektoren und Elektronik vor dem Erfassungsmedium überwacht oder stabilisiert werden. Hinsichtlich der Quadratur-Detektion ist ein 90°-Phasenversatz erwünscht, aber nicht zwingend.
Für Messungen der Spannung oder eines elektrischen Feldes gemäß dieser Erfindung kann das Erfassungselement einen elektrooptischen Kristall, eine kristalline elektrooptische Faser, eine gepolte Faser oder eine Faser oder ein optisches Volumenmaterial, das an einem piezoelektrischen Element befestigt ist, umfassen. Für Messungen von Kraft oder von mechanischen Spannungen gemäß dieser Erfindung kann das Erfassungselement eine optische Faser oder ein optisches Volumenmaterial umfassen. Für optische Magnetfeldsensoren oder Stromsensoren gemäß dieser Erfindung kann das Erfassungselement optische Fasern oder Wellenleiter umfassen, einschließlich spezieller niederdoppelbrechender Fasern, Flintglas-Fasern oder versponnener hochdoppelbrechender Fasern, magnetooptischer Volumenmaterialien, wie etwa Yttrium-Eisen-Granat-Kristalle oder Blöcke aus Quarzglas, oder optischer Fasern, Wellenleiter oder optischer Volumenmaterialien, die an einem magnetostriktiven Element angebracht sind, oder Kombinationen davon.
Die zwei Mittenwellenlängen [λ₁, λ₂] werden vorzugsweise derart ausgewählt, dass die Spur der ersten und der zweiten Phasenverschiebungs-Hauptwerte [φ₁, φ₂] im Messbereich den 2-dimensionalen Phasenraum (–π/2, π/2] × (–π/2, π/2] gleichmäßig ausfüllt. Ein besonders geeigneter Leitfaden besteht darin, dass die Differenz |Δq| = |q₁ – q₂| der inversen Antwortperioden des Sensors bei den zwei Wellenlängen dicht an ΔN·2π/L liegt, wobei L die Größe des Messbereichs des Sensors und ΔN eine ganze Zahl ist.
Ein weiterer Aspekt der Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Durchführen einer Interferenzmessung, das die Schritte beinhaltet des:

– Erzeugens von mindestens zwei Sätzen von Wellen, wobei der erste Satz aus zwei Wellen besteht, die beide bei einer Wellenlänge λ₁ zentriert sind, und der zweite Satz aus zwei Wellen besteht, die beide bei einer anderen Wellenlänge λ₂ zentriert sind;
– Aussetzens eines Erfassungselements (22) einer Messgröße, die relative Phasenverschiebungen zwischen den zwei Wellen innerhalb eines Satzes von jeder der Wellenlängen induziert;
– Bestimmens eines Wertes, der den Hauptwert der relativen Phasenverschiebung (φ) innerhalb eines 2π-Bereichs bei jeder der Wellenlängen repräsentiert, auf nichtmehrdeutige Weise; und
– Bestimmens eines Messgrößenwertes aus dem Paar von Werten, die die relativen Phasenverschiebungen bei beiden Wellenlängen repräsentieren.

Die obigen und andere Aspekte der vorliegenden Erfindung zusammen mit weiteren vorteilhaften Ausführungsformen und Anwendungen der Erfindung werden in der folgenden Beschreibung und den Figuren in weiteren Details beschrieben.
KURZE BESCHREIBUNG DER FIGUREN
1A, 1B und 1C zeigen Spuren der Zweiwellenlängen-Messausgaben, wobei 1A eine Y-Spur (Lissajous-Figur) und 1B eine Z-Spur und 1C eine Φ-Spur zeigt, die alle für einen Zweidurchgangs-BGO-Spannungssensor modelliert wurden, der bei 1310 nm und 1550 nm und δ₁ = δ₂ = 0 betrieben wird, in einem Messbereich [–450 kV, 450 kV];
2 veranschaulicht ein Beispiel der Erfindung, das das polarimetrische Quadratursignaldetektions-Schema verwendet;
3 veranschaulicht ein Beispiel der Erfindung, das das Modulationsphasendetektions-Schema verwendet;
4 veranschaulicht ein Segmentauswahldiagramm für einen Zweidurchgangs-BGO-Spannungssensor, der mit 1310 nm und 1550 nm und δ₁ = δ₂ = 0 modelliert wurde, in einem Messbereich [–450 kV, 450 kV].
5 veranschaulicht Φ-Spuren von drei Zweiwellenlängen-Sensoren mit N₁ = 6 und verschiedenen N₂-Werten. Die gepunktete Linie entspricht N₂ = 1, die gestrichelte Linie N₂ = N₁ – 1 = 5 und die durchgezogene Linie N₂ = N₁ + 1 = 7;
6 zeigt einen DC-Spannungssensor mit Bereichserweiterung;
7 ist ein anderes DC-Spannungssensor-Design mit Bereichserweiterung;
8 zeigt eine Version des in 6 gezeigten Sensors mit Reflexionskonfiguration;
9A ist ein anderes DC-Spannungssensor-Design mit Bereichserweiterung mit Zweiwellenlängen-Perioden-Nichtmehrdeutigkeit; und
9B ist ein anderes DC-Spannungssensor-Design mit Bereichserweiterung mit Zweiwellenlängen-Perioden-Nichtmehrdeutigkeit.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
Im Folgenden wird das Beispiel eines Orthogonal-Polarisations-Interferometers verwendet, um Schritte der in der vorliegenden Erfindung verwendeten Signalhandhabung oder -verarbeitung zu beschreiben. Es sei angemerkt, dass die zugrundeliegenden Prinzipien des beschriebenen Beispiels auf viele verschiedene Arten von interferometrischen Sensoren anwendbar sind, die ansonsten von periodenweiser Mehrdeutigkeit betroffen sind. Somit können sie tatsächlich auf beliebige Arten von Interferometern (Michelson, Mach-Zehnder, Fabry-Perot, Sagnac, usw.) mit lediglich geringen Unterschieden bei Implementierung oder Interpretation angewendet werden.
Die Ausgabe eines polarimetrischen Interferenzsensors ist eine sinusförmige Funktion einer relativen Phasenverschiebung, die sich auf die Messgröße x bezieht. Im Allgemeinen sind die Ausgaben der zwei verschiedenen Wellenlängen y₁(x) = cos(ϕ₁) = cos(q₁·x + δ₁), und y₂(x) = cos(ϕ₂) = cos(q₂·x + δ₂) [1] wobei jeweils ϕ₁ und ϕ₂ die relativen Phasenverschiebungen, q₁ und q₂ die inversen Antwortperioden und δ₁ und δ₂ die Phasenversätze des Sensors bei den Wellenlängen λ₁ und λ₂ sind. Zwecks Vereinfachung und ohne Verlust der Allgemeinheit werden die Ausgaben y₁ und y₂ normiert, so dass deren Amplituden auf 1 und deren Versätze auf 0 gesetzt sind.
In dem Beispiel eines BGO-Spannungssensors ist die Messgröße die zu messende Spannung und die inverse Antwortperiode q = 2πn²r₄₁/λ, wobei λ die Wellenlänge, n der Brechungsindex und r₄₁ der elektrooptische Koeffizient ist. Zeichnen des Paares Y(x) = [y₁(x), y₂(x)] in der y₁ – y₂-Ebene mit sich ändernder Messgröße x ergibt eine Spur, die gemeinhin als eine Lissajous-Figur bekannt und in 1A gezeigt ist. Es ist gut bekannt, dass eine Lissajous-Figur dann und nur dann eine geschlossene Kurve ist, oder Y(x + d) = Y(x), wenn das Verhältnis q₁/q₂ rational ist, d. h. q₁/q₂ = N₁/N₂, wobei N₁ und N₂ teilerfremde ganze Zahlen sind, und die Antwortperiode d = 2πN₁/q₁ = 2πN₂/q₂ ist. Die Gestalt einer Lissajous-Figur ist charakteristisch für das Verhältnis q₁/q₂ sowie die Phasenversatzdifferenz δ₁ – δ₂. Deshalb wird es in technischen Anwendungen, wie etwa Visualisierung der Beziehung zwischen harmonischen Signalen, weithin eingesetzt.
Anhand dieser Darstellung ist es augenscheinlich, dass eine Zweiwellenlängen-Messung eine 1D-Variable x auf einen Punkt entlang der Spur Y(x) in der 2D-y₁ – y₂-Ebene von 1A abbildet. Wenn das Verhältnis q₁/q₂ rational ist, wird die Zeit d von Y(x) N_i-fach gegenüber der Einzelwellenlängen-Messzeit 2π/q_i erhöht; wenn q₁/q₂ irrational ist, ist die Spur nicht geschlossen, was bedeutet, dass die Zweiwellenlängen-Messung Y(x) aperiodisch ist. Deshalb kann man das Zweiwellenlängen-Verfahren verwenden, um den nichtmehrdeutigen Bereich der polarimetrischen Messung signifikant zu vergrößern.
Man sieht auch anhand der Lissajous-Figur, dass sich die Spur mit sich selbst kreuzt, wenn die Messgröße x fortschreitet. Bei jeglichem derartigen Kreuzungspunkt gibt es zwei mögliche Messgrößenwerte, die dieselbe Sensorausgabe [y₁, y₂] erzeugen. Demnach entspricht ein Kreuzungspunkt einem Paar von zwei möglichen Messgrößenwerten, die in der Messung nicht gegeneinander unterschieden werden können.
EP1179735 [14] erkannte die Existenz dieser Mehrdeutigkeitspunkte und schlug vor, als Lösung drei oder mehr Wellenlängen zu verwenden. Eine Spur Y(x) = [y₁(x), y₂(x), y₃(x)] im 3D-Raum, bekannt als ein Lissajous-Knoten, kreuzt sich im Allgemeinen nicht mit sich selbst, wenn die Messgröße x fortschreitet (mit der Ausnahme einiger isolierter entarteter Fälle). Somit gibt es keine allgemeine Mehrdeutigkeit. Allerdings erhöht der Betrieb von Lichtquellen, Detektoren und anderen optischen Komponenten bei drei oder mehr Wellenlängen die Komplexität und die Kosten und verringert die Zuverlässigkeit des gesamten Sensorsystems. Weiterhin involviert das Abbilden einer 3D-(oder höherdimensionalen)Messung auf einen einzigen Messgrößenwert auch eine kompliziertere Signalverarbeitung. Deshalb ist es kein bevorzugter Ansatz zum Lösen des Mehrdeutigkeitsproblems.
Die Eigenschaften der Mehrdeutigkeitspunkte können besser mittels Durchführen einer arccos-Transformation an der Lissajous-Figur durchgeführt werden Z = [z₁, z₂] = arccos(Y) = [arccosy₁, arccosy₂] [2] wobei arccos den Hauptwert der inversen Kosinus-Funktion zurückgibt, definiert im Bereich [0, π]. Man nehme zur Kenntnis, dass, da die arccos-Transformation eine bijektive (eins-zu-eins invertierbare) Abbildung von [–1, 1] nach [0, π] ist, Y und Z äquivalente Darstellungen derselben Daten sind. Ausnutzen der Gleichung arccos(cosϕ) = |pvϕ| führt zu: Z = [|pv(q₁x + δ₁)|, |pv(q₂x + δ₂)|] [1'] wobei die Funktion pv den Hauptwert eines Phasenwinkels liefert, der im Bereich (–π, π] definiert ist, d. h. pvϕ = ϕ – 2π[(ϕ/2π) – (1/2)]
Ein Graph von Z in der z₁ – z₂-Ebene mit fortschreitender Messgröße x ist in 1B gezeigt. Da z₁ und z₂ nun jeweils segmentierte lineare Funktionen von x sind, besteht die Z-Spur aus einer Reihe von geraden Linien und die Messgröße x ist entlang dieser Linien gleichmäßig verteilt.
Bei detaillierter Betrachtung der Liniensegmente in 1B kann die gesamte Z-Spur als die Ausbreitung eines geraden Strahls [q₁x + δ₁, δ₂x + δ₂] angesehen werden, wie dieser ständig an den vier Abgrenzungen einer quadratischen Kiste „reflektiert” wird, die durch z_1,2 = 0, π definiert ist. Daher weist die Hälfte der Segmente eine positive Steigung q₂/q₁ auf und die andere Hälfte eine Negative –q₂/q₁. Ein Mehrdeutigkeitspunkt wird durch das Kreuzen eines Positiv-Steigungssegments mit einem Negativ-Steigungssegment geschaffen. All die Positiv-Steigungssegmente sind parallel zu- und gleichmäßig untereinander beabstandet, was auch für die Negativ-Steigungssegmente gilt. Folglich sind auch die Kreuzungspunkte gleichmäßig entlang den Segmenten beabstandet. Da die Messgröße x entlang der geraden Linien gleichmäßig verteilt ist, bedeutet dies auch, dass die Mehrdeutigkeitspunkte quasigleichmäßig im gesamten Messgrößenbereich verteilt sind.
Die Anzahl der Segmente wird durch die Anzahl der Reflexionen gegeben. In einem Messgrößenbereich der Breite L gibt es insgesamt [q₁L/π] Reflexionen an den vertikalen Begrenzungen y₁ = 0, π und [q₂L/π] Reflexionen an den horizontalen Begrenzungen y₂ = 0, π. Bei jeder Reflexion ändert sich das Vorzeichen der Steigung; somit ist die Anzahl der Positiv-Steigungssegmente und der Negativ-Steigungssegmente dieselbe, beträgt etwa jeweils N = [(q₁ + q₂)L/2π]. Die Segmentlängen sind gleichmäßig verteilt, so dass die Anzahl von Entgegengesetzt-Steigungssegmenten, die ein bestimmtes Segment kreuzt, ebenfalls gleichmäßig zwischen 0 und N – 1 verteilt ist. Daher wird die Gesamtanzahl der Kreuzungspunkte näherungsweise durch M = Σ N-1 / n=0n = N(N – 1)/2 angegeben.
Jeder Kreuzungspunkt entspricht einem Paar von mehrdeutigen Messgrößenwerten, so dass die Gesamtanzahl von mehrdeutigen Messgrößenwerten 2 M ist. Da N linear in L ist, nimmt offensichtlicherweise die Gesamtanzahl von mehrdeutigen Messgrößenwerten quasiquadratisch mit der Messgrößenbereichsbreite L zu.
Es gibt zwei Fälle, die besondere Erwähnung verdienen:

1. Falls das Verhältnis q₁/q₂ = N₁/N₂ rational ist, dann gilt Z(x + d) = Z(x) mit d = 2πN₁/q₁ = 2πN₂/q₂. In diesem Fall ist die frühere generelle Analyse von Mehrdeutigkeitspunkten nur in einem Messgrößenbereich von L ≤ d anwendbar.
2. Falls der Strahl direkt in eine Ecke der Begrenzungen geht, d. h. Z(x₀) = [mπ, nπ] und m, n ∊ {0, 1}, dann überlappt der reflektierte Strahl mit dem einfallenden Strahl oder es gilt Z(x₀ + x) = Z(x₀ – x). Die generelle Analyse ist dann nur auf beide Seiten von x₀ anwendbar. Ein Spezialfall ist δ_1,2 = 0, somit x₀ = 0. In diesem Fall manifestiert sich das Problem als seine Vorzeichenmehrdeutigkeit, d. h. Z(x) = Z(–x).

Die präsentierte Analyse ist in ihrer Natur näherungsweise, gibt aber eine vernünftige Schätzung der Anzahl von mehrdeutigen Messgrößenwerten. Zum Beispiel beträgt die π-Spannung für einen BGO-Spannungssensor etwa 75 kV bei 1310 nm und 88,7 kV bei 1550 nm. Falls die polarimetrischen Zweidurchgangs-Ausgaben bei diesen beiden Wellenlängen verwendet werden, im Spannungsbereich von [0, 450 kV], ergibt die vorhergehende Analyse N = 11 und M = 55 und die tatsächliche Anzahl von Kreuzungspunkten ist M = 50. Die Gesamtanzahl von mehrdeutigen Spannungswerten in diesem Sensor beträgt demnach 100, was bedeutet, dass im Mittel ein mehrdeutiger Spannungswert alle 4,5 kV auftritt.
Die große Anzahl von Mehrdeutigkeitspunkten in einem polarimetrischen Weitbereichs-Zweiwellenlängen-Sensor stellt eine Herausforderung für die Signalverarbeitung dar. Da die Mehrdeutigkeit immer zwischen zwei Segmenten entgegengesetzter Steigung auftritt, könnte man argumentieren, dass es möglich ist, die zeitliche Ableitung der gemessenen Phasenverschiebung zu verwenden, um zu bestimmen, auf welches Segment die mehrdeutige Messung fallen sollte. Dieser Ansatz verlangt allerdings das Verfolgen der Messvergangenheit und setzt voraus, dass die Messgrößenwellenform eine hinreichend große lokale Ableitung aufweist, wenn der Mehrdeutigkeitspunkt auftritt. Hinsichtlich Spannungsmessungen kann dieser Ansatz für AC-Spannungen funktionieren, würde allerdings nicht zuverlässig für DC-Spannungen funktionieren. Darüber hinaus ist Signalverarbeitung für das Messen von schnellen transienten Wellenformen besonders problematisch, bei denen die Änderung der Messgröße von Abtastung zu Abtastung größer als der Abstand zwischen angrenzenden mehrdeutigen Spannungswerten ist.
Die vorliegende Erfindung beseitigt vollständig die Mehrdeutigkeit in einer Zweiwellenlängen-Messung in einem vorgegebenen Messbereich, der größer als Antwortperioden bei einer der zwei Wellenlängen ist. Sie kann folgendermaßen beschrieben werden. Angenommen, dass, mittels eines geeigneten Verfahrens (zwei derartige Beispiele werden im nächsten Abschnitt beschrieben werden), die Hauptwerte der Phasenverschiebungen nichtmehrdeutig innerhalb eines 2π-Bereichs bestimmt werden, d. h. Φ = [φ₁, φ₂] = [pv(q₁x + δ₁), pv(φ₂x + δ₂)]
Ein Graph von Φ mit fortschreitender Messgröße x in der φ₁ – φ₂-Ebene ist in 1C gezeigt. Diese Φ-Spur besteht aus geraden Liniensegmenten, nunmehr alle mit derselben Steigung q₂/q₁.
Die Φ-Spur kann auch als die Ausbreitung eines Strahls innerhalb einer quadratischen Kiste, die von Begrenzungen φ_1,2 = ±π eingeschlossen wird, angesehen werden. Wenn der Strahl eine Begrenzung erreicht, taucht er an der gleichen Position auf der gegenüberliegenden Seite wieder auf und setzt sich mit derselben Steigung fort. Daher sind alle Segmente in der Spur parallel zueinander und sind quasigleichmäßig beabstandet. Kein Kreuzen kann zwischen den parallelen Segmenten stattfinden, was bedeutet, dass es keine assoziierten Mehrdeutigkeitspunkte gibt.
Die zwei oben erörterten Spezialfälle betreffend, ist der erste Fall eines rationalen Periodenverhältnisses weiter anwendbar, was bedeutet, dass der nichtmehrdeutige Messbereich auf L < d begrenzt ist. Deshalb sollte man das Verhältnis q₂/q₁ sorgfältig auswählen, um zu gewährleisten, dass Φ innerhalb des Messbereichs kein periodisches Verhalten zeigt. Der zweite Spezialfall führt jedoch nicht mehr zu einer Mehrdeutigkeit in einer vollen 2π-Bereich-Zweiwellenlängen-Messung, da der Strahl in der Ecke nicht reflektiert wird, insbesondere für den Fall von δ_1,2 = 0. Dies bedeutet, dass es bei der vorliegenden Erfindung keine Vorzeichen-Mehrdeutigkeit gibt.
Jedes Verfahren, das eine Phasenverschiebung in einem 2π-Bereich (bei jeder der Wellenlängen) nichtmehrdeutig bestimmt, kann für die Implementierung dieser Erfindung verwendet werden. Als Nächstes werden zwei Beispiele derartiger Verfahren beschrieben.
Das erste Beispiel ist das polarimetrische Quadraturverfahren. 2 zeigt schematisch Komponenten eines typischen Sensors, bei dem eine statische optische Grundphasenverschiebung zwischen zwei Detektionskanälen induziert wird. Die Komponenten sind, wie gezeigt, eine Lichtquelle 20, ein Eingangspolarisator 21, ein Erfassungselement 22 (das bei Benutzung der Messgröße ausgesetzt werden würde), ein erster Strahlteiler 23-1, ein zweiter Strahlteiler 23-2, ein Viertelwellenverzögerer (QWR) 24, ein erster Ausgangspolarisator 25-2, ein zweiter Ausgangspolarisator 25-2 und drei Optoleistungsdetektoren 26-1, 26-2, 26-3. Der Strahlpfad der Welle ist als (eine) gestrichelte Linie(n) gezeigt. Drei Detektoren sind mit dem Ausgangsstrahlpfad verbunden: der erste Detektor 26-1 mit keinem angebrachten Polarisator, der zweite Detektor 26-2 mit dem linearen Ausgangspolarisator 25-1 und der dritte Detektor 26-3 mit einem Viertelwellenverzögerer 24 und dem linearen Ausgangspolarisator 25-2. Die Detektoren sind mit einer Signalverarbeitungseinheit 31 verbunden, die mindestens einiges von dem unten beschriebenen Verarbeiten durchführt. Die an den Detektoren gemessenen optischen Leistungen sind jeweils, bis auf gewisse Proportionalitätskonstanten, I₁ = I₀ I₂ = I₀/2[1 + Acos(ϕ)] I₃ = I₀/2[1 + Asin(ϕ)], [2] wobei I₀ die gesamte von der Lichtquelle emittierte Leistung repräsentiert, A der Interferenzkontrast ist und ϕ die relative Phasenverschiebung bei der vorgegebenen Mittenwellenlänge ist.
Für die Berechnung der Phasenverschiebung ϕ gibt es eine Anzahl von Signalverarbeitungsrezepten. Zum Beispiel kann ein Vektor oder eine komplexe Variable Y auf die folgende Weise berechnet werden: Y = (I₁/I₂ – 1) + i(2I₃/I₁ – 1) = A·exp(iϕ) [3]
Unter Verwendung dieser Definition ergibt sich der in (–π, π] definierte Hauptwert der Phasenverschiebung als das Argument oder die Phase von Y, d. h. φ = pvϕ₀ = argY.
Es kann ferner gezeigt werden, dass das Detektionsschema, wie es durch 2 repräsentiert wird, auch ohne einen exakten 90°-Phasenversatz (auch wenn dieser bevorzugt wird) funktioniert und nur zwei polarimetrische Kanäle benötigt, die eine bestimmte, bekannte relative Phasendifferenz von weder 0° noch 180° aufweisen. Tatsächlich kann, falls Kanal 3 einen zusätzlichen Phasenversatz 6 aufweist, eine komplexe Variable berechnet werden als Y = (1 – itanδ)[(2I₂/I₁) – 1] + i[2I₃/I₁) – i]/cosδ = Ae^iϕ, [3'] deren Argument noch immer den Phasenverschiebungs-Hauptwert ergibt. In diesem Fall kann das QWR-Element durch einen beliebigen anderen Verzögerer als einen Voll- und Halbwellenverzögerer ersetzt werden.
Eine weitere Option zum Messen von I₀ könnten Detektoren sein, die beide gegenphasige Ausgaben eines polarisierenden Strahlteilers (der den Polarisator 25-1 oder 25-2 ersetzt) in mindestens einem der zwei polarimetrischen Detektorkanäle messen, wie durch die Detektoren 26-2 und 26-3 repräsentiert wird. Die Summe der zwei gegenphasigen Ausgaben würde dann die Gesamtlichtleistung I₀ ergeben. Es sei ferner angemerkt, dass die I₀-Messung nicht in Fällen benötigt wird, in denen die Gesamtlichtleistung bekannt ist und/oder konstant gehalten wird, oder einfach durch elektronische Mittel oder andere Detektoren, die sich vor dem optischen Erfassungs-Subsystem befinden, überwacht oder gesteuert werden kann.
Das zweite Beispiel eines Verfahrens zur Messung einer Phasenverschiebung in einem vollen 2π-Bereich ist die Modulationsphasendetektions(MPD)-Technik, die häufig in einem „nichtreziproken Phasenmodulations”-Schema implementiert ist und gewöhnlich in faseroptischen Gyroskopen und Stromsensoren verwendet wird.
Um das Prinzip der MPD zu veranschaulichen, ist in 3 ein transmittierender Offenkreis-MPD-Aufbau gezeigt. Die Basiskomponenten sind wie gezeigt (und, wo angebracht, unter Verwendung derselben Ziffern wie in 2 für Komponenten mit denselben oder ähnlichen Funktionen) eine Lichtquelle 20, ein Eingangspolarisator 21, ein Erfassungselement 22 (das bei Benutzung der Messgröße ausgesetzt würde), ein Ausgangspolarisator 25 und ein Detektor 26. Der Lichtpfad der Welle ist als (eine) gestrichelte Linie(n) gezeigt. Ein doppelbrechender Phasenmodulator 30 ist ebenfalls in dem Strahlpfad enthalten. Der Phasenmodulator 30 und der Detektor 26 sind durch eine Signalverarbeitungseinheit 31 zum Durchführen der Signalanalyse gekoppelt, wie im Folgenden beschrieben wird.
Der doppelbrechende Phasenmodulator 30 ist in Reihe mit dem Erfassungsmedium 22 geschaltet, so dass eine zusätzliche Phasenverschiebungsmodulation β(t) zu der zu messenden Phasenverschiebung hinzuaddiert werden kann. Der Detektor 26 misst die modulierte optische Leistung hinter dem Linearpolarisator 25. Das modulierte Detektorsignal kann geschrieben werden als I(t) = I₀/2[1 + Acos(ϕ + β(t))], [4] wobei I₀ die Gesamtleistung der Quelle repräsentiert, ϕ die Phasenverschiebung bei der vorgegebenen Mittenwellenlänge ist und A der Interferenzkontrast ist.
Es gibt diverse Schemata für Signalmodulation und -verarbeitung. In einer Version des MPD-Schemas wird eine sinusförmige Modulation β(t) = βsinΩt auf den Phasenmodulator aufgeprägt. Das Detektorsignal von Gleichung [4] kann in einer Fourier-Entwicklung als eine Reihe von Harmonischen mit verschiedenen Ordnungen k der Modulationsfrequenz Ω geschrieben werden, d. h. I(t) = Σ[B_kcos(kΩt + ξ_k)], [4'] wobei die drei ersten harmonischen Amplituden B_k und Phasen ξk die Folgenden sind: B₀ = I₀/2[l + A·J₀(β)cos(ϕ)], ξ₀ = 0 B₁ = I₀·A·J₁(β)sin(ϕ), ξ₁ = π/2 B₂ = I₀·A·J₂(β)cos(ϕ), ξ₂ = 0 unter Verwendung der Bessel-Funktionen erster Art J_k(β). Die Vorzeichen der harmonischen Komponenten können durch Vergleichen der Phasen der harmonischen Komponenten mit denen der anregenden Wellenform ermittelt werden.
Ein Vektor oder komplexe Zahlen können anhand der obigen Darstellung gebildet werden, was es ermöglicht, den Phasenverschiebungs-Hauptwert von dem detektierten Signal abzuleiten. Y = B₂/J₂(β) + iB₁/J₁(β) = I₀·A·exp(iϕ(0)) [5]
Der Phasenverschiebungs-Hauptwert φ kann als das Argument von Y berechnet werden, das wiederum im Bereich von (–π, π] definiert ist.
Eine bevorzugte Modulationsamplitude ist β = 1,84 rad, wo J₁(β) ihr erstes Maximum aufweist; eine weitere bevorzugte Amplitude ist β = 2,63 rad, wo J₁(β) und J₂(β) gleich sind. Allerdings kann die Phasenmodulationsamplitude β beliebig klein sein, damit das MPD-Verfahren grundsätzlich funktionieren kann. Weiterhin ist bekannt, dass die Modulationsamplitude β auch aus den gemessenen harmonischen Amplituden berechnet werden kann, d. h. zum Zwecke der Amplitudenstabilisierung. Anstelle einer sinusförmigen Modulation können andere Wellenformen, insbesondere Rechteckwellenmodulation, verwendet werden. Weitere Details der Offenkreis-MPD-Signalverarbeitung können in den Referenzen [6, 16] gefunden werden.
Es gibt mehrere verschiedene Ansätze hinsichtlich der Signalverarbeitungsprozedur, wie sie von der Einheit 31 durchgeführt wird, zum Umwandeln der gemessenen Zweiwellenlängen-Ausgaben in einen nichtmehrdeutigen Messgrößenwert.
Ein Ansatz ist der Folgende: Nach dem Messen der Phasenverschiebungs-Hauptwerte [φ₁, φ₂] bei den zwei Wellenlängen erzeugt man zwei Listen von möglichen vollen Werten der Phasenverschiebungen [ϕ (1) / m, ϕ (2) / n] = [φ₁ + 2mπ, φ₂ + 2nπ] (m und n sind ganze Zahlen) im Messbereich. Dann werden zwei Listen von möglichen Messgrößenwerten aus diesen Phasenverschiebungen berechnet [x (1) / m, x (2) / n] = [(ϕ (1) / m – δ₁)/q₁, (ϕ (2) / n – δ₂)/q₂]
Als Nächstes können die zwei Listen verglichen werden, um ein Paar von [x (1) / m, x (2) / n] mit der kleinsten Differenz |x (1) / m, x (2) / n| zu identifizieren. Letztlich kann die Ausgabe als der Mittelwert von beiden als x = [x (1) / m, x (2) / n]/2 gesetzt werden.
Ein zweites, ausgeklügelteres Verfahren ist das Folgende: Jedes Segment in der Φ-Spur (siehe 1C) kann eineindeutig mit einem Paar von Indizes [m, n] gekennzeichnet werden mittels der Beziehung [q₁x + δ₁, q₂x + δ₂] = [φ₁ + 2mπ, φ₂ + 2nπ]. Daher kann man definieren Δ_mn = q₁φ₂ – q₂φ₁ = 2π(mq₂ – nq₁) + (q₁δ₂ – q₂δ₁) [6]
Mathematisch ist
die vorzeichenbehaftete senkrechte Entfernung vom Ursprung zum Segment mit dem Indexpaar [m, n], wobei das Vorzeichen angibt, auf welcher Seite des Ursprungs das Segment liegt. Daher entspricht jedes Indexpaar [m, n] einem eineindeutigen Δ_mn im gesamten nichtmehrdeutigen Messbereich und umgekehrt. Diese Abbildung kann im Voraus berechnet und in einer 1D tabellarischen Form gespeichert werden. Ein Beispiel der Eins-zu-Eins-Beziehung zwischen Δ_mn und [m, n] ist in 4 gezeigt, das für einen Zweidurchgangs-BGO-Spannungssensor modelliert wurde, der bei 1310 nm und 1550 nm betrieben wird, mit δ₁ = δ₂ = 0 in einem Messbereich von [–450 kV, 450 kV]. Entsprechend sind in diesem Beispiel q₁ = 0,0838 rad/kV und q₂ = 0,0708 rad/kV. Die durchgezogene Linie ist das berechnete Δ_mn, die gepunktete Linie das q₁-Segment der Nummer m und die gestrichelte Linie das q₂-Segment der Nummer n.
Somit kann man anhand der gemessenen Phasenverschiebungs-Hauptwerte [φ₁, φ₂] unter Verwendung von Gleichung [6] und Nachschlagen der korrespondierenden Indizes [m, n] in der im Voraus berechneten Tabelle Δ_mn berechnen. Letztlich können die vollständigen Werte der Phasenverschiebung und die entsprechenden Messgrößenwerte berechnet werden.
Das erste Verfahren involviert eine Suche in einem 2D-Raum, der aus zwei dynamischen Listen besteht, wohingegen das zweite Verfahren nur ein 1D-Nachschlagen in einer statischen Liste involviert. Demnach ist das zweite Verfahren hinsichtlich Berechnungskomplexität das bevorzugte Verfahren.
Schließlich werden bezüglich der optimalen Auswahl der zwei Wellenlängen für den Sensor einige Design-Richtlinien präsentiert.
Das Sensordesign kann mit einer vorgegebenen Wellenlänge λ₁ und dem entsprechenden q₁ beginnen. Aus Gründen der Einfachheit wird angenommen, dass q₁ = 2πN₁/L ist. Demnach führt die Messung bei λ₁ zu N₁ Liniensegmentendpunkten auf der linken (oder der rechten) Begrenzung des 2D-Phasenraumes (–π/2, π/2] × (–π/2, π/2].
Zunächst ist es im Allgemeinen vorteilhaft, alle Liniensegmente in 1C so weit wie möglich untereinander zu trennen, um den Einfluss von Messrauschen zu minimieren. Dies kann am besten realisiert werden, wenn die Segmente den 2D-Phasenraum gleichmäßig von Ecke zu Ecke füllen.
Um diese Bedingung gleichmäßigen Füllens zu erfüllen, sollten die Endpunkte der vertikalen Phasenraumbegrenzung gleichmäßig verteilt sein, d. h., dass der Abstand zwischen zwei angrenzenden Endpunkten 2π/N₁ sein sollte. Dies kann dadurch erreicht werden, dass man die Messung bei λ₂ so auslegt, dass sie einen 2π-Bereich ausfüllt, d. h., dass q₂ = 2π/L ist (die gepunktete Linie in 5). Und noch allgemeiner ist die Bedingung für alle q₂ = 2πN₂/L erfüllt, solange wie N₁ und N₂ teilerfremd sind, d. h. deren größter gemeinsamer Teiler 1 ist. Dies führt zum folgenden Kriterium: Δq = ΔN·2π/L [7] wobei Δq = |q₁ – q₂| und ΔN = |N₁ – N₂| ist.
Gleichung [7] liefert eine Liste von Kandidatenwellenlängen, die durch eine ganze Zahl ΔN (oder äquivalent N₂) definiert ist, die die Bedingung des gleichmäßigen Füllens erfüllt. Eine Auswahl von Sensorwellenlängen kann dann unter Berücksichtigung anderer Erwägungen vorgenommen werden.
Zum Beispiel ist es in vielen Fällen wünschenswert, dass die beiden Wellenlängen dicht beieinander liegen, um die am wenigsten abweichende Betriebsbedingung und die Leistungsfähigkeit aller optischen Komponenten im Sensor aufrechtzuerhalten. Dies kann dadurch erreicht werden, dass man ΔN = 1 macht, was in 5 als die durchgezogene und die gestrichelte Linie gezeigt ist (man erkenne, dass N₂ = N₁ ± 1 immer teilerfremd zu N₁ ist). In diesem Fall gilt Δq = 2π/L [7']
In anderen Fällen, bei denen ein anderer Wellenlängenabstand gewünscht ist, kann eine richtige Auswahl auch aus der Liste, die durch Gleichung [7] bestimmt wird, vorgenommen werden.
Obwohl für einen Sensor abgeleitet, dessen Messbereich eine ganzzahlige Anzahl von Phasenperioden ist, können die hier gegebenen Bedingungen als eine allgemeine Richtlinie zur optimalen Auswahl von Wellenlängen für einen beliebigen Zweiwellenlängen-Sensor interpretiert werden.
Die vorliegende Erfindung einer Zweiwellenlängen-Nichtmehrdeutigkeit kann einfach auf das Design von elektrooptischen DC-Spannungssensoren mit erweitertem Messbereich angewendet werden. Als Nächstes werden einige Beispiele präsentiert.
Für diese Sensorbeispiele werden die Ausgaben von zwei Lichtquellen mit verschiedenen Mittenwellenlängen (z. B. 1310 nm und 1550 nm) kombiniert. Niederkohärente Lichtquellen (z. B. SLED-Quellen, mit 40 nm FWHM-Bandbreite) werden bevorzugt, um Störinterferenzen von verschiedenen Kreuzkopplungen im System zu verringern. Ein elektrooptischer Kristall wird als das Erfassungsmedium verwendet, um die zu messende Spannung in eine Phasenverschiebung zwischen den orthogonalen Polarisationsmoden im Kristall umzuwandeln. Ein elektrooptischer Kristall ohne natürliche Doppelbrechung (wie etwa Bi₄Ge₃O₁₂, BGO) wird bevorzugt. Ein(e) elektrooptische(r) Wellenleiter oder Faser kann auch als das spannungsempfindliche Medium verwendet werden. Die Endflächen des BGO-Kristalls (senkrecht zur [001]-Richtung geschnitten) sind elektrisch mit den Elektroden verbunden, die den Spannungsabfall liefern.
Im Vergleich zu einigen Sensordesigns, die dem Stand der Technik entsprechen, wird die volle Spannung (nicht ein Bruchteil davon) über dem Erfassungskristall angelegt. Die Spannung wird in der Längsrichtung des Kristalls angelegt, womit folglich das Pfadintegral des elektrischen Feldes in dieser Richtung (d. h. die angelegte Spannung) gemessen wird. Dadurch ist die Spannungsmessung unabhängig von der internen Ladungsumverteilung im Kristall.
Zuerst werden einige Zweiwellenlängen-Spannungssensor-Designs beschrieben, basierend auf dem polarimetrischen Quadratursignaldetektions-Schema:
Das Beispiel von 6 zeigt ein Design eines DC-Spannungssensors mit erweitertem Messbereich in einer Transmissionskonfiguration. Die Basiskomponenten sind jene bereits in 2 beschriebenen. Allerdings ist der Sensor erweitert, um den Betrieb bei zwei unterschiedlichen Wellenlängen λ₁ und λ₂ zu ermöglichen. Die Komponenten, die sich auf die zweite Wellenlänge beziehen, tragen einen Apostroph. Somit erzeugt die Lichtquelle 20 bei der Wellenlänge λ₁ zentriertes Licht und die Lichtquelle 20' erzeugt bei der Wellenlänge λ₂ zentriertes Licht. Die Signale bei beiden Wellenlängen werden durch WDM-Filter 60 kombiniert und separiert. Bei jeder Wellenlänge ergeben drei Detektorkanäle 26 und 26' jeweils die Gesamtlichtleistung und zwei polarimetrische Quadratursignale.
Die Phasenverschiebungen bei jeder Wellenlänge werden wie oben beschrieben ausgewertet (siehe Gleichungen [2] und [3]) und werden kombiniert, um den Spannungspegel zu berechnen, wie oben unter Bezugnahme auf Gleichung [6] beschrieben. Die Achsen der Polarisatoren 21 und 25-1 und 25-2 sind unter ±45° ausgerichtet und die QWR-Achsen sind parallel zu den elektrooptischen Achsen eines BGO-Kristalls ausgerichtet.
Bevorzugt sollten die Strahlteiler 23-1 und 23-2 mit ihren Achsen bei 45° relativ zu den BGO-Kristallachsen ausgerichtet werden, um jegliche mögliche Phasenverschiebung auszugleichen, die die beiden Polarisationswellen durch den Strahlteiler erfahren können. Jegliche Restsystemphasenverschiebungen, zum Beispiel von dem Strahlteiler oder von der natürlichen Restdoppelbrechung des BGO-Kristalls, können charakterisiert und durch Kalibrierung beseitigt werden. Die Restdoppelbrechung des BGO kann auch durch Kombinieren von zwei BGO-Kristallen hintereinander verringert werden, wobei die antiparallelen [001]-Achsen und die x/y-Achsen gegeneinander um 90° verdreht sind. In dieser Anordnung addieren sich die elektrooptischen Phasenverschiebungen, während sich die intrinsische Doppelbrechung aufhebt, was zu einer besseren Nullpunktstabilität führt.
7 zeigt ein alternatives polarimetrisches Detektionsschema, bei dem nur ein doppelbrechungsfreier Strahlteiler 23-2 verwendet wird, und bei dem die zwei Detektorpaare 26-1, 26-1' und 26-2, 26-2' jeweils mit einem der zwei Ausgänge eines polarisierenden Strahlteilers 65 bei jeder Wellenlänge verbunden sind. Die optische Gesamtleistung wird durch die Summe der Leistungen an den Detektoren 26-1 und 26-1' und 26-2 und 26-2' gegeben, während die Detektoren 26-1 und 26-1' (oder 26-2 und 26-2') und die Detektoren 26-3 und 26-3' zwei Paare (eines für jede Wellenlänge) von polarimetrischen Quadraturkanälen bilden.
Anstelle des Messens der optischen Gesamtleistung am Ausgangsende des BGO-Kristalls kann man auch die Gesamtlichtleistung überwachen, bevor das Licht in den Erfassungskristall eintritt. Man kann sich sogar auf die interne Überwachung der Lichtquelle verlassen, um eine stabile optische Leistungsausgabe aufrechtzuerhalten. Allerdings wären solche Schemata nicht in der Lage, optische Verluständerungen im Pfad von der Lichtquelle zu den polarimetrischen Detektoren zu handhaben, die sich in einem realen Sensor als wichtig erweisen können, insbesondere falls Faseroptik verwendet wird, um Licht von der Lichtquelle zum Erfassungskristall zu liefern.
In diesen Anordnungen sollten die Polarisatoren und Wellenplättchen eine Arbeitsbandbreite aufweisen, die breit genug ist, um beide Wellenlängen abzudecken, die vor der gemeinsamen polarimetrischen Erfassungsvorrichtung 22 kombiniert und hinter dieser getrennt sind. Alternativ kann man die Reihenfolge der Polarisatoren/Wellenplättchen und der WDMs vertauschen, wobei in diesem Fall zwei Sätze von (schmalbandigerer) Polarisationsoptik bei jeder Wellenlänge benötigt werden. Die optischen Komponenten im Sensor, einschließlich der Polarisatoren, WDMs und der QWR können optische Volumenkomponenten oder deren faseroptische Gegenstücke sein. Die Detektoren können direkt an dem Sensor angebracht sein oder sie können alternativ über Singlemode- oder Multimode-Glasfasern mit dem Sensor verbunden sein. Vorzugsweise ist das Lichtquellenende des Erfassungskristalls mit dem Massepotential verbunden und das Detektorende des Kristalls ist mit dem Hochspannungspotential verbunden. In diesem Falle sollte man die Detektoren über Glasfasern mit dem Sensor verbinden, um zu vermeiden, die Detektoren auf ein Hochspannungspotential zu legen.
Die polarimetrischen Spannungssensoren können auch in einer Reflexionskonfiguration angeordnet werden. Ein Beispiel ist in 8 gezeigt, bei dem eine reflektierende Optik 70 an einem Ende des Kristalls platziert ist, und sich alle anderen Optiken am anderen Ende befinden. Andere Elemente sind mit den oben unter Bezugnahme auf 6 beschriebenen identisch oder diesen ähnlich.
Die reflektierende Optik 70 kann ein flacher/gekrümmter Spiegel, ein Dachkantspiegel, ein Retroreflektorwürfel oder einfach eine reflektierende Dünnschichtbeschichtung sein, die auf der Endfläche des Kristalls abgeschieden wurde. Die Reflexion an der reflektierenden Optik sollte idealerweise den Polarisationszustand des Lichts ohne Drehung oder polarisationsabhängige Phasenverschiebung bewahren. Jegliche Restphasenverschiebung aufgrund der Reflexion kann auch charakterisiert und durch Kalibrierung beseitigt werden. Bevorzugt sind das Lichtquellenende und das Detektorende des Kristalls mit dem Massepotential verbunden und das Reflektorende ist mit dem Hochspannungspotential verbunden, um die Lichtquelle und die Detektoren auf Massepotential zu halten. Da der Sensor von 8 ein dem in 6 gezeigten Sensor entsprechendes Reflexionskonfigurations-Design ist, kann der in 7 gezeigte Sensor auch an eine Reflexionskonfiguration angepasst werden (nicht abgebildet).
Das Modulationsphasendetektions-Schema ist ein weiterer Ansatz, um, wie oben beschrieben, die Phasenverschiebung gleichzeitig zu messen. Allerdings weist ein MPD-basierter Spannungssensor in der Transmissionskonfiguration, ähnlich dem in 3 abgebildeten, in real existierenden Anwendungen Nachteile auf, da der Phasenmodulator und die verbindenden polarisationserhaltenden Fasern im Allgemeinen sehr empfindlich auf Veränderungen der Temperatur und/oder mechanischer Spannungen sind. Daher wird die Ausgabe eines transmittierenden MPD-basierten Spannungssensors leicht durch Umweltstörungen beeinträchtigt und ist somit für Feldanwendungen nicht zuverlässig.
Wie in früheren Anwendungen demonstriert wurde, ist der Schlüssel zu einem robusten MPD-Sensor ein reziprokes optisches Design, bei dem die zwei interferierenden Wellen entweder in einer Schleife einander gegenläufig sind (im Falle eines faseroptischen Gyroskops) oder den optischen Pfad nach Reflexion mit getauschten orthogonalen Polarisationen (im Falle eines reflektiven faseroptischen Stromsensors) zurücklaufen. In einem richtigen Design heben sich die intrinsischen Phasenverschiebungen des Phasenmodulators und der verbindenden polarisationserhaltenden(PM) Fasern entlang dem reziproken Pfad auf (somit keine Temperaturabhängigkeit von diesen), während sich die Phasenmodulation und die Messgrößen-induzierte Phasenverschiebung verdoppeln.
Dies wird üblicherweise als „nichtreziproke Phasenmodulation” bezeichnet.
Das Patent US7911196 [9] des gleichen Inhabers beschreibt einen nichtreziproken Phasenmodulations-Spannungssensor, der ein Spannungserfassungselement (oder mehrere derartige Elemente), einen 45°-Faraday-Rotator, MPD-Modulations- und Detektions-Elektronik enthält. Der Sensor in diesem Patent ist, aufgrund der periodenweisen Mehrdeutigkeit der Phasenverschiebung, nur dazu in der Lage, eine elektrooptische DC-Phasenverschiebung von |ϕ| < π nichtmehrdeutig zu messen. Mit dem Zweiwellenlängen-Perioden-Nichtmehrdeutigkeits-Schema können die in US7911196 beschriebenen Sensoren modifiziert werden, um eine DC-Spannung in einem erweiterten Bereich nichtmehrdeutig zu messen.
Alle Ausführungsformen in Patent US7911196 können von dem Zweiwellenlängen-Perioden-Nichtmehrdeutigkeits-Schema profitieren, wie im Folgenden mit einigen Beispielen demonstriert wird. Eine reflektive Version eines MPD-basierten Sensors ist in 9A gezeigt, die bereits bei Bezugnahme auf die obigen Figuren beschriebene Elemente verwendet. Hier sind niederkohärente Lichtquellen 20, 20' und Fotodetektoren 26, 26' über einen 1 × 2-Faseroptik-Koppler mit dem Erfassungselement 22 verbunden, wobei die WDM-Elemente 60 die Kombination und Separation der Wellenlängen λ₁ und λ₂ bewerkstelligen. Das Licht geht zunächst durch einen Linearpolaristor 21 hindurch, tritt in eine PM-Faser 80 ein und wird durch einen 45°-Spleiß 81 in beide Achsen eines faseroptischen doppelbrechenden Phasenmodulators 30 eingekoppelt. Der Strahl wird dann durch einen Kollimator 82 weitergeleitet, geht durch einen 45°-Faraday-Rotator 83 hindurch und tritt in das Erfassungselement 22 (BGO-Kristall mit einer Strahlausbreitung entlang der [001]-Achse) ein, dessen Enden jeweils elektrisch mit dem Hochspannungs- und dem Massepotential verbunden sind. Das Licht wird durch eine Reflexionsoptik 70 am Hinterende des Erfassungsmediums 22 hintereinander in das Erfassungsmedium, den doppelbrechenden Kristall, den Faraday-Rotator und die PM-Faser 80 zurück reflektiert. Die Reflexionsoptik 70 kann ein flacher/gekrümmter Spiegel, ein Dachkantspiegel, ein Retroreflektorwürfel oder einfach eine reflektierende Dünnschichtbeschichtung, die auf der Endfläche des Kristalls abgeschieden wurde, sein. In diesem Beispiel sollte die Reflexion an dem Retroreflektor den Polarisationszustand des Lichts ohne Drehung oder polarisationsabhängige Phasenverschiebung bewahren.
Aufgrund der zweifachen 45°-Faraday-Rotation im reziproken Pfad tauschen die interferierenden orthogonal polarisierten Wellen bei Wiedereintritt in die PM-Faser 80 und den doppelbrechenden Phasenmodulator 30 ihre Polarisationen, wodurch die assoziierten intrinsischen Phasenverschiebungen aufgehoben und die Temperaturabhängigkeit davon beseitigt werden. Der 45°-Spleiß 81 und der Polarisator 21 auf dem Rückpfad erlauben das kohärente Mischen der Polarisationswellen und die Fotodetektoren 26, 26' messen die sich ergebende Lichtleistung für die zwei unterschiedlichen Wellenlängen.
Eine Signalverarbeitungs- und Steuereinheit 31 steuert die Phasenmodulations-Wellenform und misst die Lichtleistungen an den Fotodetektoren bei den zwei Wellenlängen. Sie berechnet die Phasenverschiebungs-Hauptwerte, zum Beispiel gemäß der in Gleichungen [4'] und [5] beschriebenen Prozedur, individuell für jede der Wellenlängen. Schließlich werden die zwei Phasenverschiebungs-Hauptwerte unter Verwendung eines der oben beschriebenen Verfahren wieder kombiniert, um eine nichtmehrdeutige Messung der Spannung V zu ergeben.
Jegliche Restsystemphasenverschiebungen, entweder von dem Strahlteiler, von der Reflexionsoptik oder von der natürlichen Restdoppelbrechung des BGO-Kristalls, können charakterisiert und durch Kalibrierung beseitigt werden.
Eine Ringkonfiguration, bei der die Reflexionsoptik 70 von 9A durch einen Y-artigen Phasenmodulator 30 und einen weiteren Satz aus Kollimator 82' und Faraday-Rotator 83' ersetzt wurde, ist in 9B gezeigt. Aufgrund der Faraday-Rotatoren 83 und 83' sind die Wellen in den sich in zwei entgegengesetzt ausbreitenden Richtungen entlang orthogonaler elektrooptischer Achsen des Erfassungsmediums 22 polarisiert. Ein Vorteil gegenüber der Reflexionskonfiguration von 9A ist es, dass es mehr Freiheitsgrade bei der Ausrichtung der optischen Komponenten gibt, was die Lichtkopplung vom elektrooptischen Kristall zurück in die PM-Faser 80 vereinfacht, einem potentiellen Problem bei der Verwendung optischer Massivsensorelemente. Ein möglicher Nachteil ist die große Anzahl von Komponenten.
Wie anhand der obigen Ausführungsformen und auch anhand der Figuren gesehen werden kann, durchlaufen der erste Satz von Wellen und der zweite Satz von Wellen alle das Erfassungselement 22.
Obwohl hier einige bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung gezeigt und beschrieben sind, versteht sich, dass die Erfindung nicht darauf beschränkt ist, sondern innerhalb des Schutzumfangs der folgenden Ansprüche anderweitig verschieden umgesetzt und ausgeübt werden kann.
Obwohl die obigen Beispiele Sensoren beschreiben, die auf optischer Interferometrie basieren, versteht sich, dass diese Erfindung auf alle Arten von Interferometern angewandt werden kann. Zum Beispiel kann ein Interferometer in HF-Bändern (Radiofrequenzbändern) oder anderen Bändern elektromagnetischer Strahlen ebenfalls von der nichtmehrdeutigen Erweiterung des Messbereichs profitieren. Die Erfindung ist auch nicht auf elektromagnetische Wellen beschränkt. Jegliches Interferometer, das Wellen involviert, sei es akustische, Dichte- oder andere Wellenarten, kann auch auf dieselbe Weise profitieren.
Obwohl Designs eines DC-Spannungssensors als Beispiele beschrieben werden, kann diese Erfindung leicht auf einen faseroptischen Stromsensor, ein Fasergyroskop oder einen anderen Typ eines interferometrischen Sensors angewandt werden. Allerdings ist sie besonders vorteilhaft für jegliche interferometrische DC-Sensoren, die einen großen Bereich abdecken, in dem keine absolute Null-Referenz verfügbar ist.
REFERENZLISTE

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[2] K. Bohnert und J. Nehring, ”Method and device for the optical determination of a physical quantity”, US5715058 , 1998.
[3] R. C. Miller, ”Electro-optical voltage measuring system incorporating a method and apparatus to derive the measured voltage waveform from two phase shifted electrical signals”, US Patent US4904931 , 1990.
[4] R. C. Miller, ”Method of deriving an AC waveform from two phase shifted electrical signals”, US-Patent US5001419 , 1991.
[5] K. Kurosawa, S. Yoshida, E. Mori, G. Takahashi und S. Saito, ”Development of an optical instrument transformer for DC voltage measurement”, Power Delivery, IEEE Transactions on, vol. 8, pp. 1721–1726, 1993.
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[7] K. Bohnert, P. Gabus, J. Nehring und H. Brändle, ”Temperature and vibration insensitive fiber-optic current sensor”, Journal of Lightwave Technology, vol. 20, pp. 267–276, 2002.
[8] K. Bohnert, P. Gabus, J. Nehring, H. Brändle und M. G. Brunzel, ”Fiber-Optic Current Sensor for Electrowinning of Metals”, J. Lightwave Technol., vol. 25, pp. 3602–3609, 2007.
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[10] C. Zhang, X. Feng, S. Liang und C. Li, ”Quasireciprocal reflective optical voltage sensor based on Pockels effect with digital closed-loop detection technique”, Optics Communications, vol. 283, pp. 3878–3883, 2010.
[11] T. Bosselmann and O. Beierl, ”Process and device for measuring a quantity, in particular an electric current, with a high measurement resolution”, EP0864098B1 , 1997.
[12] O. Beierl and T. Bosselmann, ”Circuit to measure electrical measurement variables by means of light signals of differing wavelengths”, WO9838517A1 , 1998.
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[15] T. Bosselmann, S. Mohr, and M. Willsch, ”Method and system for optically detecting an electric current by means of light signals having different wavelengths”, US6515467 , 2003.
[16] S. M. Bennett und R. B. Dyott, ”DSP Signal Processing for Open Loop Fiber Optic Sensors”, US-Patent US6429939B1 , 2002.

Bezugszeichenliste

20('): Wellen- oder Lichtquelle
21: Eingangspolarisator
22: Erfassungselement
23-1, 23-2: Strahlteiler
24: Viertelwellenverzögerer (QWR)
25, 25-1, 25-2: Ausgangspolarisator
26(') 26-1(') 26-2('): Wellen- oder optischer Detektor
26-3(')
30: Phasenmodulator
31: Signalverarbeitungseinheit
60: Wellenlängenmultiplexer
65: Polarisierender Strahlteiler
70: Reflexionsoptik
80: Polarisationserhaltende (PM) Faser
81: 45°-Spleiß
82('): Kollimator
83('): Faraday-Rotator

Claims

Interferometrischer Sensor mit einem oder mehreren Wellengeneratoren (20, 20'), der mindestens einen ersten Satz von zwei Wellen erzeugt, die beide bei einer ersten Wellenlänge (λ₁) zentriert sind, und einen zweiten Satz von zwei Wellen, die beide bei einer anderen zweiten Wellenlänge (λ₂) zentriert sind, einem Erfassungselement (22), bei dem eine Messgröße jeweils eine erste relative Phasenverschiebung zwischen dem ersten Satz von Wellen und eine zweite relative Phasenverschiebung zwischen dem zweiten Satz von Wellen induziert, mindestens einem Detektor (26, 26'), der ein erstes Interferenzsignal zwischen dem ersten Satz von Wellen und ein zweites Interferenzsignal zwischen dem zweiten Satz von Wellen misst, und ferner umfassend eine Signalverarbeitungseinheit (31), die dafür ausgelegt ist, anhand des ersten und des zweiten Interferenzsignals zwei Größen zu bestimmen, die jeweils die Hauptwerte der ersten und der zweiten relativen Phasenverschiebung nichtmehrdeutig innerhalb eines 2π-Bereichs repräsentieren, und einen Messgrößenwert aus deren Kombination abzuleiten.
Sensor nach Anspruch 1, der ferner mindestens ein Element (24, 30) umfasst, das einen zusätzlichen Phasenverschiebungsversatz innerhalb des ersten Satzes von zwei Wellen und innerhalb des zweiten Satzes von zwei Wellen induziert, um Phasenverschiebungsmessungen innerhalb eines 2π-Bereichs durchzuführen.
Sensor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der erste und der zweite Satz von Wellen spektrale Anteile sind, die innerhalb eines Satzes von Wellen enthalten sind, wobei jeder Anteil ausgewählt ist, bei einer anderen Wellenlänge zu zentrieren.
Sensor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Signalverarbeitungseinheit (31) dafür ausgelegt ist, die zwei gemessenen Größen, die die Hauptwerte der ersten und der zweiten relativen Phasenverschiebung repräsentieren, in einem 2π-Bereich [φ₁, φ₂] mit einem entsprechenden Messgrößenwert abzugleichen, der mittels einer im Voraus bestimmten Nachschlagetabelle, einer Abbildung von Parametern oder einer Funktion bestimmt wurde.
Sensor nach Anspruch 4, wobei das erste und das zweite Interferenzsignal folgendermaßen von der Messgröße abhängen: y₁(x) = cos(q₁·x + δ₁), und y₂(x) = cos(q₂·x + δ₂), wobei y₁ und y₂ die Interferenzsignale sind, x die Messgröße ist, δ₁ und δ₂ die Phasenversätze bei der ersten und der zweiten Wellenlänge sind und q₁ und q₂ die inversen Antwortperioden der ersten und der zweiten Wellenlänge sind, wobei q₁·x = q₁ + 2mπ, q₂·x = φ₂ + 2mπ wobei φ₁, φ₂ die Hauptwerte der ersten und der zweiten relativen Phasenverschiebung und m, n ganzzahlige Indizes sind, und wobei die Signalverarbeitungseinheit (31) einen Wert bestimmt, der Δ_mn = q₁φ₂ – q₂φ₁ repräsentiert, unter Verwendung der gemessenen relativen Phasenverschiebungs-Hauptwerte φ₁, φ₂, der Parameter q₁ und q₂, die jeweils die inversen Antwortperioden bei der ersten und der zweiten Wellenlänge repräsentieren, Δ_mn auf ein Indexpaar [m, n] abbildet und die Indizes m, n verwendet, um die gemessenen relativen Phasenverschiebungs-Hauptwerte φ₁, φ₂ in einen entsprechenden Messgrößenwert umzuwandeln.
Sensor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die zwei Wellenlängen derart ausgewählt sind, dass die Spur (Φ) der ersten und der zweiten relativen Phasenverschiebungs-Hauptwerte [φ₁, φ₂] im Messbereich den 2-dimensionalen Phasenraum (–π/2, π/2] × (–π/2, π/2] gleichmäßig ausfüllt.
Sensor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das erste und das zweite Interferenzsignal folgendermaßen von der Messgröße abhängen: y₁(x) = cos(q₁·x + δ₁), und y₂(x) = cos(q₂·x + δ₂), wobei y₁ und y₂ die Interferenzsignale sind, x die Messgröße ist, δ₁ und δ₂ die Phasenversätze bei der ersten und der zweiten Wellenlänge sind und q₁ und q₂ die inversen Antwortperioden der ersten und der zweiten Wellenlänge sind, und wobei die erste und die zweite Mittenwellenlänge [λ₁, λ₂] derart ausgewählt sind, dass die Differenz Δq = |q₁ – q₂| der inversen Antwortperioden des Sensors bei den beiden Wellenlängen nahe bei, insbesondere innerhalb von 10% von, ΔN·2π/L ist, wobei L die Größe des Messbereichs des Sensors ist und ΔN eine ganze Zahl außer null ist, bevorzugt ±1.
Sensor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, der ferner mindestens ein statisches Phasenvoreinstellelement (24) umfasst, das eine statische Phasenverschiebungsvoreinstellung sowohl innerhalb des ersten Satzes von zwei Wellen und innerhalb des zweiten Satzes von zwei Wellen einführt, und wobei die Signalverarbeitungseinheit (31) die Interferenzsignale kombiniert, die von jedem Satz von Wellen erzeugt werden, um die relativen Phasenverschiebungs-Hauptwerte (arg Y) von jeder der zwei Wellenlängen zu berechnen.
Sensor nach Anspruch 8, wobei die statische Phasenvoreinstellungsdifferenz innerhalb des ersten Satzes von zwei Wellen und innerhalb des zweiten Satzes von zwei Wellen innerhalb des Bereichs von (90° ± 40°) + 180° × i liegt, wobei i eine ganze Zahl einschließlich null ist.
Sensor nach Anspruch 8 oder 9, ferner umfassend, für beliebige der Wellenlängen, einen zusätzlichen Signalkanal mit einem Detektor (26-1, 26-1'), der eine Größe misst, die die Gesamtleistung der Wellen vor der Interferenz repräsentiert, oder, als Alternative, mindestens einen zusätzlichen Kanal, der zu beliebigen der Interferenzkanäle gegenphasig ist, und wobei die Signalverarbeitungseinheit (31) die Interferenzkanalsignale und das/die zusätzliche(n) Kanalsignal(e) kombiniert, um die erste und die zweite Messung unabhängig von einer Variation der Gesamtleistung oder von Verlusten zu berechnen.
Sensor nach einem der vorhergehenden Ansprüche 1 bis 7, ferner umfassend, für beliebige der Wellenlängen, mindestens ein Phasenmodulationselement (30), das eine zusätzliche Phasenmodulation zu der Phasenverschiebung sowohl innerhalb des ersten als auch innerhalb des zweiten Satzes von Wellen hinzufügt, und mindestens einen Detektor (26, 26'), der das erste und das zweite Interferenzsignal misst, und wobei die Signalverarbeitungseinheit (31) dafür ausgelegt ist, die Interferenzsignale zu analysieren, um die relativen Phasenverschiebungs-Hauptwerte (arg Y) bei jeder der zwei Wellenlängen zu bestimmen.
Sensor nach Anspruch 11, wobei die Signalverarbeitungseinheit (31) einen geschlossenen Regelkreis bildet und das Rückkopplungssignal mindestens einen der relativen Phasenverschiebungs-Hauptwerte repräsentiert.
Sensor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Wellen Lichtwellen, insbesondere orthogonal linear polarisierte Lichtwellen oder links- und rechtszirkular polarisierte Lichtwellen sind.
Sensor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Messgröße eine elektrische Spannung oder eine elektrische Feldstärke ist und die relative Phasenverschiebung im Innern des Erfassungselements (22) auf die zwischen seinen zwei Endflächen angelegte Spannung reagiert.
Sensor nach Anspruch 13 und 14, wobei das Erfassungselement (22) einen elektrooptischen Kristall oder eine elektrooptische Faser, insbesondere eine kristalline elektrooptische Faser oder eine gepolte elektrooptische Faser, oder eine Glasfaser und ein piezoelektrisches Material umfasst.
Sensor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der erste Satz von Wellen und der zweite Satz von Wellen durch das Erfassungselement (22) hindurchgehen.
Verfahren zum Durchführen einer Interferenzmessung, das die Schritte umfasst des: – Erzeugens von mindestens zwei Sätzen von Wellen, wobei der erste Satz aus zwei Wellen besteht, die beide bei einer Wellenlänge λ₁ zentriert sind, und der zweite Satz aus zwei Wellen besteht, die beide bei einer anderen Wellenlänge λ₂ zentriert sind; – Aussetzens eines Erfassungselements (22) einer Messgröße, die relative Phasenverschiebungen zwischen den zwei Wellen innerhalb des Satzes von jeder der Wellenlängen induziert; – Bestimmens eines Wertes, der den Hauptwert der relativen Phasenverschiebung (φ) innerhalb eines 2π-Bereichs bei jeder der Wellenlängen repräsentiert, auf nichtmehrdeutige Weise; und – Bestimmens eines Messgrößenwertes aus dem Paar von Werten, die die relativen Phasenverschiebungen bei beiden Wellenlängen repräsentieren.
Verfahren nach Anspruch 17, wobei der erste und der zweite Satz von Wellen spektrale Anteile in einem Satz von Wellen sind, wobei jeder Anteil bei einer anderen Wellenlänge zentriert ist.
Verfahren nach Anspruch 17 und 18, wobei der Schritt des Bestimmens eines Messgrößenwertes das Verwenden einer im Voraus bestimmten Nachschlagetabelle, einer Abbildung von Parametern oder einer Funktion involviert.
Verfahren nach Anspruch 17 bis 19, ferner die folgenden Schritte umfassend des – Messens eines ersten und eines zweiten Interferenzsignals, die folgendermaßen von der Messgröße abhängen: y₁(x) = cos(q₁·x + δ₁), und y₂(x) = cos(q₂·x + δ₂), wobei y₁ und y₂ die Interferenzsignale sind, x die Messgröße ist, δ₁ und δ₂ die Phasenversätze bei der ersten und der zweiten Wellenlänge sind und q₁ und q₂ die inversen Antwortperioden der ersten und der zweiten Wellenlänge sind, und wobei q₁·x = φ₁ + 2mπ, q₂·x = φ₂ + 2mπ wobei φ₁, φ₂ die Hauptwerte der ersten und der zweiten relativen Phasenverschiebung und m, n ganzzahlige Indizes sind, – Vorbereitens einer Nachschlagetabelle zwischen Indizes [m, n] und entsprechenden Werten von Δ_mn gemäß der Sensorantwort bei jeder der Wellenlängen; – Berechnens von Δ_mn = q₁φ₂ – q₂φ₁ aus den gemessenen Hauptwerten der relativen Phasenverschiebungen φ₁ und φ₂, wobei die Parameter q₁ und q₂ jeweils die inversen Antwortperioden bei der ersten und der zweiten Wellenlänge repräsentieren; – Verwendens der Nachschlagetabelle, um das Indexpaar [m, n] aus den gemessenen Hauptwerten der relativen Phasenverschiebungen zu bestimmen; – Verwendens der Indizes [m, n], um die Phasenverschiebungs-Hauptwerte [φ₁, φ₂] in volle Werte [ϕ₁, ϕ₂] = [φ₁ + 2mπ, φ₂ + 2nπ] umzuwandeln und den entsprechenden Messgrößenwert zu berechnen.
Verfahren nach einem der Ansprüche 17 bis 20, wobei der erste Satz von Wellen und der zweite Satz von Wellen durch das Erfassungselement (22) hindurchgehen. Überarbeitete ANSPRÜCHE 1. Interferometrischer Sensor mit einem oder mehreren Wellengeneratoren (20, 20'), der mindestens einen ersten Satz von zwei Wellen erzeugt, die beide bei einer ersten Wellenlänge (λ₁) zentriert sind, und einen zweiten Satz von zwei Wellen, die beide bei einer anderen zweiten Wellenlänge (λ₂) zentriert sind, einem Erfassungselement (22), bei dem eine Messgröße jeweils eine erste relative Phasenverschiebung zwischen dem ersten Satz von Wellen und eine zweite relative Phasenverschiebung zwischen dem zweiten Satz von Wellen induziert, mindestens einem Detektor (26, 26'), der ein erstes Interferenzsignal zwischen dem ersten Satz von Wellen und ein zweites Interferenzsignal zwischen dem zweiten Satz von Wellen misst, und ferner umfassend eine Signalverarbeitungseinheit (31), die dafür ausgelegt ist, anhand des ersten und des zweiten Interferenzsignals zwei Größen zu bestimmen, die jeweils die Hauptwerte der ersten und der zweiten relativen Phasenverschiebung nichtmehrdeutig innerhalb eines 2π-Bereichs repräsentieren, und einen Messgrößenwert aus deren Kombination abzuleiten, wobei der erste Satz von Wellen und der zweite Satz von Wellen durch das Erfassungselement (22) hindurchgehen, und der interferometrische Sensor ein interferometrischer DC-Sensor ist, der einen großen Bereich abdeckt, in dem eine absolute Null-Referenz nicht verfügbar ist, der Sensor ferner mindestens ein Element (24, 30) umfasst, das einen zusätzlichen Phasenverschiebungsversatz innerhalb des ersten Satzes von zwei Wellen und innerhalb des zweiten Satzes von zwei Wellen induziert, um Phasenverschiebungsmessungen innerhalb eines 2π-Bereichs durchzuführen, und wobei die zwei Wellenlängen derart ausgewählt sind, dass die Spur (Φ) der ersten und der zweiten relativen Phasenverschiebungs-Hauptwerte [φ₁, φ₂] im Messbereich den 2-dimensionalen Phasenraum (–π/2, π/2] × (–π/2, π/2] gleichmäßig ausfüllt. 2. Sensor nach Anspruch 1, wobei der erste und der zweite Satz von Wellen spektrale Anteile sind, die innerhalb eines Satzes von Wellen enthalten sind, wobei jeder Anteil ausgewählt ist, bei einer anderen Wellenlänge zentriert zu sein. 3. Sensor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Signalverarbeitungseinheit (31) dafür ausgelegt ist, die zwei gemessenen Größen, die die Hauptwerte der ersten und der zweiten relativen Phasenverschiebung repräsentieren, in einem 2π-Bereich [φ₁, φ₂] mit einem entsprechenden Messgrößenwert abzugleichen, der mittels einer im Voraus bestimmten Nachschlagetabelle, einer Abbildung von Parametern oder einer Funktion bestimmt wurde. 4. Sensor nach Anspruch 3, wobei das erste und das zweite Interferenzsignal folgendermaßen von der Messgröße abhängen: y₁(x) = cos(q₁·x + δ₁), und y₂(x) = cos (q₂·x + δ₂), wobei y₁ und y₂ die Interferenzsignale sind, x die Messgröße ist, δ₁ und δ₂ die Phasenversätze bei der ersten und der zweiten Wellenlänge sind und q₁ und q₂ die inversen Antwortperioden der ersten und der zweiten Wellenlänge sind, wobei q₁·x = φ₁ + 2mπ, q₂·x = φ·2 + 2nπ wobei φ₁, φ₂ die Hauptwerte der ersten und der zweiten relativen Phasenverschiebung und m, n ganzzahlige Indizes sind, und wobei die Signalverarbeitungseinheit (31) einen Wert bestimmt, der Δ_mn = q₁φ₂ – q₂φ₁ repräsentiert, unter Verwendung der gemessenen relativen Phasenverschiebungs-Hauptwerte φ₁, φ₂, der Parameter q₁ und q₂, die jeweils die inversen Antwortperioden bei der ersten und der zweiten Wellenlänge repräsentieren, Δ_mn auf ein Indexpaar [m, n] abbildet und die Indizes m, n verwendet, um die gemessenen relativen Phasenverschiebungs-Hauptwerte φ₁, φ₂ in einen entsprechenden Messgrößenwert umzuwandeln, wobei eine Nachschlagetabelle zwischen Indizes [m, n] und entsprechenden Werten von Δ_mn gemäß der Sensorantwort bei jeder der Wellenlängen vorbereitet wird; wobei die Nachschlagetabelle verwendet wird, um das Indexpaar [m, n] aus den gemessenen Hauptwerten der relativen Phasenverschiebungen zu bestimmen; und die Indizes [m, n] verwendet werden, die Phasenverschiebungs-Hauptwerte [φ₁, φ₂] in volle Werte [ϕ₁, ϕ₁] = [φ₁ + 2mπ, φ₂ + 2nπ] umzuwandeln und den entsprechenden Messgrößenwert zu berechnen. 5. Sensor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das erste und das zweite Interferenzsignal folgendermaßen von der Messgröße abhängen: y₁(x) = cos(q₁·x + δ₁), und y₂(x) = cos(q₂·x + δ₂), wobei y₁ und y₂ die Interferenzsignale sind, x die Messgröße ist, δ₁ und δ₂ die Phasenversätze bei der ersten und der zweiten Wellenlänge sind und q₁ und q₂ die inversen Antwortperioden der ersten und der zweiten Wellenlänge sind, und wobei die erste und die zweite Mittenwellenlänge [λ₁, λ₂] derart ausgewählt sind, dass die Differenz Δq = |q₁ – q₂| der inversen Antwortperioden des Sensors bei den beiden Wellenlängen nahe bei, insbesondere innerhalb von 10% von, ΔN·2π/L ist, wobei L die Größe des Messbereichs des Sensors ist und ΔN eine ganze Zahl außer null ist, bevorzugt ±1. 6. Sensor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, der ferner mindestens ein statisches Phasenvoreinstellelement (24) umfasst, das eine statische Phasenverschiebungsvoreinstellung sowohl innerhalb des ersten Satzes von zwei Wellen und innerhalb des zweiten Satzes von zwei Wellen einführt, und wobei die Signalverarbeitungseinheit (31) die Interferenzsignale kombiniert, die von jedem Satz von Wellen erzeugt werden, um die relativen Phasenverschiebungs-Hauptwerte (arg Y) von jeder der zwei Wellenlängen zu berechnen. 7. Sensor nach Anspruch 6, wobei die statische Phasenvoreinstellungsdifferenz innerhalb des ersten Satzes von zwei Wellen und innerhalb des zweiten Satzes von zwei Wellen innerhalb des Bereichs von (90° ± 40°) + 180° × i liegt, wobei i eine ganze Zahl einschließlich null ist. 8. Sensor nach Anspruch 6 oder 7, ferner umfassend, für beliebige der Wellenlängen, einen zusätzlichen Signalkanal mit einem Detektor (26-1, 26-1'), der eine Größe misst, die die Gesamtleistung der Wellen vor der Interferenz repräsentiert, oder, als Alternative, mindestens einen zusätzlichen Kanal, der zu beliebigen der Interferenzkanäle gegenphasig ist, und wobei die Signalverarbeitungseinheit (31) die Interferenzkanalsignale und das/die zusätzliche(n) Kanalsignal(e) kombiniert, um die erste und die zweite Messung unabhängig von einer Variation der Gesamtleistung oder von Verlusten zu berechnen. 9. Sensor nach einem der vorhergehenden Ansprüche 1 bis 5, ferner umfassend, für beliebige der Wellenlängen, mindestens ein Phasenmodulationselement (30), das eine zusätzliche Phasenmodulation zu der Phasenverschiebung sowohl innerhalb des ersten und des zweiten Satzes von Wellen hinzufügt, und mindestens einen Detektor (26, 26'), der das erste und das zweite Interferenzsignal misst, und wobei die Signalverarbeitungseinheit (31) dafür ausgelegt ist, die Interferenzsignale zu analysieren, um die relativen Phasenverschiebungs-Hauptwerte (arg Y) bei jeder der zwei Wellenlängen zu bestimmen. 10. Sensor nach Anspruch 9, wobei die Signalverarbeitungseinheit (31) einen geschlossenen Regelkreis bildet und das Rückkopplungssignal mindestens einen der relativen Phasenverschiebungs-Hauptwerte repräsentiert. 11. Sensor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Wellen Lichtwellen, insbesondere orthogonal linear polarisierte Lichtwellen oder links- und rechtszirkular polarisierte Lichtwellen sind. 12. Sensor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Messgröße eine elektrische Spannung oder eine elektrische Feldstärke ist und die relative Phasenverschiebung im Innern des Erfassungselements (22) auf die zwischen seinen zwei Endflächen angelegte Spannung reagiert. 13. Sensor nach Anspruch 11 und 12, wobei das Erfassungselement (22) einen elektrooptischen Kristall oder eine elektrooptische Faser, insbesondere eine kristalline elektrooptische Faser oder eine gepolte elektrooptische Faser, oder eine Glasfaser und ein piezoelektrisches Material umfasst. 14. Verfahren zum Durchführen einer Interferenzmessung, das die Schritte umfasst des: – Erzeugens von mindestens zwei Sätzen von Wellen, wobei der erste Satz aus zwei Wellen besteht, die beide bei einer Wellenlänge λ₁ zentriert sind, und der zweite Satz aus zwei Wellen besteht, die beide bei einer anderen Wellenlänge λ₂ zentriert sind; – Aussetzens eines Erfassungselements (22) einer Messgröße, die relative Phasenverschiebungen zwischen den zwei Wellen innerhalb des Satzes von jeder der Wellenlängen induziert; – Bestimmens eines Wertes, der den Hauptwert der relativen Phasenverschiebung (φ) innerhalb eines 2π-Bereichs bei jeder der Wellenlängen repräsentiert, auf nichtmehrdeutige Weise; und – Bestimmens eines Messgrößenwertes aus dem Paar von Werten, die die relativen Phasenverschiebungen bei beiden Wellenlängen repräsentieren, wobei der erste Satz von Wellen und der zweite Satz von Wellen durch das Erfassungselement (22) hindurchgehen, wobei der interferometrische Sensor ein interferometrischer DC-Sensor ist, der einen großen Bereich abdeckt, in dem eine absolute Null-Referenz nicht verfügbar ist, der Sensor ferner mindestens ein Element (24, 30) umfasst, das einen zusätzlichen Phasenverschiebungsversatz innerhalb des ersten Satzes von zwei Wellen und innerhalb des zweiten Satzes von zwei Wellen induziert, um Phasenverschiebungsmessungen innerhalb eines 2π-Bereichs durchzuführen, und wobei die zwei Wellenlängen derart ausgewählt sind, dass die Spur (Φ) der ersten und der zweiten relativen Phasenverschiebungs-Hauptwerte [φ₁, φ₂] im Messbereich den 2-dimensionalen Phasenraum (–π/2, π/2] × (–π/2, π/2] gleichmäßig ausfüllt. 15. Verfahren nach Anspruch 14, wobei der erste und der zweite Satz von Wellen spektrale Anteile in einem Satz von Wellen sind, wobei jeder Anteil bei einer anderen Wellenlänge zentriert ist. 16. Verfahren nach Anspruch 14 und 15, wobei der Schritt des Bestimmens eines Messgrößenwertes das Verwenden einer im Voraus bestimmten Nachschlagetabelle, einer Abbildung von Parametern oder einer Funktion involviert. 17. Verfahren nach Anspruch 14 bis 16, ferner die folgenden Schritte umfassend des – Messens eines ersten und eines zweiten Interferenzsignals, die folgendermaßen von der Messgröße abhängen: y₁(x) = cos(q₁·x + δ₁), und y₂(x) = cos(q₂·x + δ₂), wobei y₁ und y₂ die Interferenzsignale sind, x die Messgröße ist, δ₁ und δ₂ die Phasenversätze bei der ersten und der zweiten Wellenlänge sind und q₁ und q₂ die inversen Antwortperioden der ersten und der zweiten Wellenlänge sind, und wobei q₁·x = φ₁ + 2mπ, q₂·x = φ₂ + 2nπ wobei φ₁, φ₂ die Hauptwerte der ersten und der zweiten relativen Phasenverschiebung und m, n ganzzahlige Indizes sind, – Vorbereitens einer Nachschlagetabelle zwischen Indizes [m, n] und entsprechenden Werten von Δ_mn gemäß der Sensorantwort bei jeder der Wellenlängen; – Berechnens von Δ_mn = q₁φ₂ – q₂φ₁ aus den gemessenen Hauptwerten der relativen Phasenverschiebungen φ₁ und φ₂, wobei die Parameter q₁ und q₂ jeweils die inversen Antwortperioden bei der ersten und der zweiten Wellenlänge repräsentieren; – Verwendens der Nachschlagetabelle, um das Indexpaar [m, n] aus den gemessenen Hauptwerten der relativen Phasenverschiebungen zu bestimmen; – Verwendens der Indizes [m, n], um die Phasenverschiebungs-Hauptwerte [φ₁, φ₂] in volle Werte [φ₁, φ₂] = [φ₁ + 2mπ, φ₂ + 2nπ] umzuwandeln und den entsprechenden Messgrößenwert zu berechnen.