CN111512165A - 在高信号范围具有增强精确度的偏振光学检测 - Google Patents

Abstract

为了执行对被测对象的偏振检测，两个偏振状态的光通过传感设备(5)，其中，这两个状态经历依赖于被测对象的值的差分相移。为了补偿设备的不足，提出了一种方法，该方法基于仅在被测对象的低值范围中获得的校正值。然而，该方法仍可以用于精确地确定被测对象的较高值。

Description

在高信号范围具有增强精确度的偏振光学检测

技术领域

本发明涉及用于通过偏振光学技术来测量交变被测对象值的方法和传感设备。

背景技术

例如用于高压变电站的光纤电流传感器(FOCS)通常利用围绕电流导体的光纤线圈的法拉第效应(参考文献1)。高性能电流传感器通常使用从光纤陀螺仪可知的干涉技术(参考文献2)，其中具有集成光相位调制器的闭环检测电路恢复通过光路(opticalcircuit)传播的两个光波之间的电流感应磁光相移(phase shift)

闭环检测方法确定了传感器输出与磁光相移之间的完全线性关系(参考文献1)。

相比之下，采用较简单的偏振检测方案的FOCS(参考文献3-6)通过波片和偏振器将磁光相移或相应的偏振旋转转换为光强度的变化。信号与施加电流的正弦成比例变化。通常，分析仪光学器件被配置为生成相反相位的两个信号。它们的差除以总和表示归一化信号，该归一化信号独立于光源功率的变化或插入损耗。

无模糊的测量范围限于±π/2之内的相移。相应的电流范围约为±310kA/N，其中N是围绕导体的光纤环路数。在此，假定光纤线圈由熔融石英光纤组成，工作波长为1310nm，并且光通过线圈两次(反射模式)。在不对正弦响应进行线性化的情况下，仅在小相移

才获得充分线性的输出。为了覆盖±π/2的整个范围，必须通过反正弦函数或其等效函数将信号线性化。

在传感器的典型变电站应用中，小相移

的范围(regime)与计量有关，而高相移的范围用于瞬态故障电流。通常，传感器必须能够测量高达额定系统电流至少20倍的故障电流。典型的精确度要求在计量范围内为±0.2％并且在故障电流范围内为±5％(参考文献7)。

采用偏振检测方案的FOCS(诸如参考文献4中所公开的)，借助四分之一波长延迟器在通过光路传播的两个光波之间引入90°相位偏置(phase bias)，以便将传感器的工作点(在零电流处的信号)移至传感器响应的线性范围。替代地，法拉第旋转器晶体可以设置偏置(参考文献6)。

这种传感技术的一般性要求是在宽范围的工作条件下提供良好的精确度。

发明内容

因此，本发明要解决的问题是提供上述类型的方法和设备，其产生具有良好精确度的结果，而无需进行大量的校正测量。

该问题通过独立权利要求的方法和设备解决。

该方法用于测量交变被测对象的值Z。注意，在本发明的上下文中，术语“交变被测对象”意味着(如果没有另外说明)包括根据时间而变化的任何被测对象。这包括周期测量对象，诸如AC电流或AC电压(例如，具有50Hz或60Hz的频率)，瞬态被测对象，以及周期性和瞬态现象的组合。后者可以是例如具有瞬态DC偏移的AC电流，其可能发生在诸如短路之类的三相系统的故障情况下。另一个示例是类似尖峰或脉冲的瞬态被测对象，例如具有在微秒或毫秒范围内的持续时间的电流脉冲，其可能在电流中断期间发生在高压DC断路器处[13]。另一个示例是等离子电流脉冲，例如在用于核聚变研究的托卡马克装置(tokamak)处。

本发明的方法包括以下步骤：

1)将光束的不同的两个偏振状态发送通过传感元件，其中，两个偏振状态经历依赖于被测对象的差分相移(differential phase shift)

与被测对象相同，相移

是交变的(例如以某个频率)和/或是瞬态的。

2)将已通过传感元件至少一次的光分到至少两个通道中，并且在两个通道中执行不同的偏振测量，从而生成如下两个依赖于相移

的原始信号S_1,raw、S_2,raw：

在本文中，使用以下参数(即，独立于

的值)：

-S_o1、S_o2是至少依赖于光源功率和传感设备中的光学损耗的参数；

-K₁、K₂是传感设备的参数并且对应于两个原始信号S_1,raw、S_2,raw的对比度；

-θ₁、θ₂是至少依赖于传感设备并具有远小于π/2的绝对值的参数。有利地，|θ₁|和|θ₂|都小于10°。

3)将原始信号S_1,raw、S_2,raw归一化为相等幅度(Y_o/2)的两个信号S₁、S₂，即

以及

在该上下文中，“相等幅度”有利地意指信号具有在5％以内，尤其是在2％以内，更尤其是在1％以内的相等幅度，或者具有基本上相等的幅度。

3)使用归一化值C来将经归一化的组合信号S计算为：

S＝(S₁-S₂)/C。

归一化值C是通过以下两个选项之一来计算的：

-在被测对象的过零点附近根据传感器信号S₁、S₂的先前值S₁'、S₂'来计算。有利地，C被计算为C＝S₁'+S₂'。

-以迭代方法来计算。

“在被测对象的过零点附近”应被理解为在交变被测对象的周期期间

尤其是

的那些时间段。

4)将被测对象的值Z计算为与校正系数相乘的S的反正弦函数：该步骤有利地使用参数K₁、K₂、θ₁和/或θ₂。此外，可选地，可以将反正弦函数加上偏移，和/或可以将反正弦函数乘以校正因子。

有利地，为了将原始信号S_1,raw、S_2,raw归一化，在被测对象的交变频率下的时间平均幅度S_o1,ac和S_o2,ac被计算，并且信号S₁、S₂被计算为：

S₁＝S_1,raw·S_o2,ac以及

S₂＝S_2,raw·S_o1,ac。

本发明提供了一种用于偏振传感器的信号处理构思，对于该信号处理构思，针对小的被测对象值(即，在差分相移

处的)、尤其是作为温度的函数来校正传感器是足够的，该信号处理构思避免了在大的被测对象范围中进行校正的需要。

这允许根据低信号比例因子和某些预先确定的传感器参数来得到具有高精确度的、针对在高达±π/2的相移处的大被测对象(例如，在磁光电流传感器的故障电流范围中的)的传感器校正。

因此，本发明提供了一种信号处理构思，其使传感器校正的工作量和成本保持适度。

如果通过两个信号之和的低信号值将两个信号(反相信号)的差值在所有电流大小处归一化(方法A)，则可以例如很大程度上避免两个检测器信号中由非零相位偏移(phase offset)(θ₁，θ₂)所引起的传感器正弦响应的失真。

如果在传感设备的工作温度范围中的至少一个温度处，θ₁≠0，θ₂≠0，θ₁-θ₂≠0，K₁≠1和/或K₂≠1，和/或如果相移

达到大于0.1弧度的值，尤其是大于0.5弧度的值，尤其是大于1弧度的值，则该方法特别有利。

工作温度范围是例如在手册或数据表中规定的传感设备的操作所针对的温度范围；在优选的实施例中，工作温度范围是-55℃至85℃，或-40℃至85℃，或-20℃至55℃。

在一类实施例中，修正值C由信号S₁'与S₂'之和给出，其中S₁'、S₂'是与绝对值比阈值小的相移

相对应的S₁、S₂的值。有利地，阈值远小于π/2，尤其是低于0.1弧度。

在其一个子实施例中，S₁'和S₂'可以被确定为在

低于所述阈值的时间段期间S₁和S₂的时间平均值。该确定是在交变被测对象的至少半个周期上执行的。

在其另一个子实施例中，通过确定在交变被测对象的至少半个周期内S₁+S₂之和的极值来确定值C。有利地，为了提高精确度，可以通过对在被测对象的多于半个周期上所获得的极值求平均来计算C。

在使用迭代方法的第二类实施例中，值C是以迭代方法来计算的，在迭代n中，其中，n＝0,…,N-1，其中n和N是整数。

在该情况下，C根据C(n)得到，其中C(n)是

的函数。

是相移

的迭代值，并且

根据C(n)来计算，尤其是通过根据C(n)计算S的迭代值S(n)和Z的迭代值Z(n)来计算。

有利地，C(n)＝(S1+S2)×k₀/k(n)，其中，k₀＝1/[1+K·cos(θ)·sin(Δθ/2)]并且

其中K是有效条纹对比度并且θ＝(θ₁+θ₂)/2。

在第二类实施例中，N有利地为1或更大，并且在第一次迭代中，

被设定为起始值(即，初始估计值)，尤其是设置为零。

在这两类中，值Z可以例如被计算为：

其中：

A是比例因子；

f是参数θ₁、θ₂、K₁、K₂中的至少一者的函数；以及

H是偏移值，尤其是在所述被测对象的过零点附近Z的值，

并且尤其其中，

f(θ₁,θ₂,K₁,K₂)＝k_oK cos[Δθ/2]，

其中，

k₀＝1/[1+K·cos(θ)·sin(Δθ/2)]，

K是S的有效条纹对比度，θ＝(θ₁+θ₂)/2，Δθ＝θ₁-θ₂，并且

其中偏移值H给出为：

H＝-S_o/A

其中，S₀是在零值Z处的信号偏移，并且所述比例因子A给出为：

A＝A′/cosθ

其中，A'是通过在

尤其是

的范围中校正来确定的比例因子。

在第一类和第二类实施例中，有利地，A'根据作为所述设备的至少一部分的温度的函数(尤其是作为波束分路器的温度的函数)的校正数据获得。

有效条纹对比度K可以是K₁和K₂的函数。在优选的实施例中，有效条纹对比度K可以根据K₁和K₂来计算，例如，计算为算术平均(K₁+K₂)/2、计算为几何平均(K₁·K₂)^1/2、或计算为2K₁·K₂/(K₁+K₂)。

有利地，参数θ＝(θ₁+θ₂)/2、θ₁、θ₂、Δθ＝θ₁-θ₂、K₁和/或K₂是根据作为传感设备的至少一部分的温度或指示传感设备的至少一部分的温度的值的函数的校正数据来计算的。毫无疑问，也可以使用依赖于前述参数中的至少一者的其它参数。例如，在使用有效条纹对比度K的实施例中，K可以直接根据校正数据或通过K₁和K₂来计算。

例如，在一简单的实施例中，参数K₁和K₂可以被假设为1。在其它实施例中，K₁和K₂可以根据传感设备的另外参数(诸如在光纤电流传感器的传感光纤的入口处的延迟器的延迟)来计算。

为了将原始信号S_1,raw、S_2,raw归一化，在被测对象的交变频率下的时间平均幅度S_o1,ac和S_o2,ac可以被计算。在该情况下，信号S₁、S₂可以计算为：

S₁＝S_1,raw·S_o2，ac以及

S₂＝S_2,raw·S_o1，ac

装置可以例如包括：

-波束分路器，尤其是集成光学波束分路器，其将至少三个下游端子连接到至少一个上游端子。

-光源，其连接到第一下游端子D1。

-第一偏振器和第一光检测器，其被布置为从在第二下游端子处返回自所述传感元件的光测量所述第一原始信号S_1,raw。

-第二偏振器和第二光检测器，其被布置为从在第三下游端子处返回自所述传感元件的光测量所述第二原始信号S_2,raw。

第一和第二偏振器是正交地偏振化的，并且上游端子连接到传感元件。

此外，四分之一波长延迟器被布置在所述第一偏振器与所述第一下游端子之间或者在所述第一和第二偏振器与所述第二和第三下游端子之间。

此外，该方法可以包括以下步骤：

测量所述波束分路器的温度，以及

计算作为所述温度的函数的参数K₁、K₂、θ₁和/或θ₂。有利地，这可以通过使用在对波束分路器进行的校正测量中获得的校正数据来执行。校正数据描述参数的温度依赖性。

波束分路器的温度可以例如根据在Z＝0处的相应地校正的信号偏移S₀来确定或者借助温度传感器来确定。

为了补偿非线性，该方法还可以包括由下式计算被测对象的测量值Z的精确化值Z″的步骤：

Z″＝g(Z)·Z

其中，g(Z)是归一化修正函数。

例如，被测对象可以是导体中的电流，并且传感元件是围绕导体缠绕至少一次的光纤。

在另一个示例中，被测对象可以是电场或电压，并且传感元件是表现出电光泡克耳斯(Pockels)效应并且被放置在所述场或与电压成比例的场中的元件。

本发明还涉及一种传感设备，该传感设备包括传感元件和被配置为执行在此描述的方法的信号处理单元。

附图说明

鉴于以下详细描述，将更好地理解本发明，并且除了上述目的之外的其它目的将变得显而易见。该描述参考了附图，附图中：

图1示出了传感设备的实施例，

图2示出了针对传感光纤线圈的不同弯曲引起的双折射(δ_b＝0°，δ_b＝16°)和延迟器的慢轴相对于线圈的慢轴的三个不同取向(β＝0°，β＝45°，β＝90°)的、作为四分之一波长延迟器的延迟的函数的光纤电流传感器的归一化比例因子，

图3示出了针对与理想90°相位偏置的各种偏差θ₁、θ₂的、作为相移

的函数的项1/k，

图4示出了电流与信号S的关系，

图5示出了针对与标称对比度K＝0.985的各种偏差ΔK的相对信号误差与归一化信号S的关系，

图6示出了针对与标称对比度K＝0.985的各种偏差ΔK的相对信号误差与磁光相移

的关系，以及

图7是表示根据光电检测器原始信号S_1,raw、S_2,raw计算S和S₀的框图。PD＝光电二极管，FFT＝快速傅里叶变换，LPF＝低通滤波器，C＝用于计算归一化值C的模块。

具体实施方式

1.传感器配置

图1示出了根据现有技术(参考文献3、4)的偏振光纤测量设备。来自宽带光源1(例如，超辐射发光二极管)的光被光纤Lyot消偏振器(未示出)消偏振，并经由单模光纤SMF1传送到集成光学1×3分路器2(PLC分路器，平面光波导回路)。

在源侧的面处，分路器2具有至少三个“下游端子”D1-D3，其连接到线圈侧的面处的至少一个“上游端子”U1。

来自光源1的光通过偏振器P1和四分之一波长延迟器QWR，然后进入下游端子D1。在线圈侧的面处，光从上游端子U1耦合到偏振保持(PM)光纤3中。

偏振器P1相对于PM光纤3的主轴以45°定向。优选地，光纤3的光纤轴是平行的并且与波束分路器2的分路器芯片的法线正交，即，偏振器P1相对于分路器法线以45°对准。

四分之一波长延迟器QWR的主轴与偏振器P1呈45°并且与光纤3的轴平行。因此，延迟器在进入PM光纤3的两个正交的线性偏振光波之间引入(2m+1)π/2的相位延迟。在此，m是延迟器的阶数(order)，m＝0、1、2...。

光纤四分之一波长延迟器4在光进入传感光纤5(或更一般地，传感元件)之前将来自光纤3的正交光波转换为左和右圆偏振波。传感光纤5形成具有围绕电流导体6的整数个光纤环路的线圈。

光在传感光纤5的远端处从反射涂层或反射器7反射，然后第二次通过传感光纤。在反射后，两个光波的偏振状态或模式被交换，即，左圆光变为右圆的，反之亦然。

延迟器4将反射的圆波转换回正交线性波。与前向传播波相比，返回的线性波的偏振方向也被交换。由于法拉第效应，返回的正交波具有差分磁光相移

它们通过光纤3和上游端子U1返回到分路器2。

分路器2将返回的光分到两个检测通道8a、8b中，通道8a、8b终止于下游端子D2和D3。每个通道8a、8b的正交波在偏振器P1、P2处干涉。偏振器与分路器法线成+45°和-45°。

注意，在本实施例中，偏振器P1对于光源通道和检测通道是共用的。

另外两个单模光纤(SMF2，SMF3)将通过偏振器传送的光引导到两个光电检测器PD1、PD2。检测通道8a、8b可以包括消偏振器(未示出)，以便避免或减少依赖于偏振的损耗。

通常，传感光纤5是低双折射光纤或扭转高双折射光纤。

优选地，分路器2的波导具有低双折射，并且延迟器QWR以无应力的方式置于分路器面的凹部中(参考文献4)。可以通过电场辅助的离子交换法在玻璃基板中制造波导(参考文献8)。

传感设备还包括信号处理单元9，信号处理单元9适于并被构造为执行在此描述的方法的步骤。信号处理单元9可以例如包括微控制器、数据和程序存储器、以及执行必要步骤所需的软件和硬件。它还包括接口元件，用于对接传感设备的其他组件以及对接辅助电子设备，例如保护继电器。此外，信号处理单元可以被配置为询问多于一个传感元件，尤其是三个传感元件。

传感器信号

通过光电检测器PD1、PD2测量的两个原始检测器信号可以被写成：

磁光相移

给出为：

N、V、I分别是光纤线圈的匝数、光纤的Verdet常数(对于熔融石英光纤，在1310nm处约为1mrad/A)以及电流。等式(3)假设理想的光纤线圈(没有线性双折射)和完美的光纤四分之一波长延迟器。与理想情况的偏差将在下文进一步讨论。条纹对比度项K_i(i＝1，2)也将在下文更详细地说明。

相位项θ₁、θ₂是对于零电流(零被测对象)而言，在偏光器P1和P2处，返回波的相位偏置与理想的90°偏置的偏差。它们主要由分路器2和四分之一波长延迟器QWR的属性确定。对这些相位偏移的可能贡献是分路器四分之一波延迟器QWR与完美90°延迟的偏差(例如，在延迟器相对于波束方向倾斜的情况下；例如，延迟器在分路器的面以一角度抛光以抑制背向反射的情况下被倾斜)和来自分路器波导的贡献。

在理想条件下，由于光波在返回路径上交换偏振方向，因波导双折射引起的差分相移会在光的整个往返过程中抵消。然而，如果分路器的三个波导分支中的双折射不相同，则将剩余非零的净相移。例如，分路器的双折射相位延迟对于单次通过可对应于几百度，并且在光往返后的剩余(未补偿的)延迟可达几度。(注意，波导双折射的主轴(如果存在的话)通常平行地定向并与分路器基板正交)。

由于延迟器的温度依赖性，相位偏移θ₁、θ₂随温度变化，对于零阶和一阶石英延迟器，分别以0.91度/100℃和2.73度/100℃的速率变化。

对温度依赖性的另外贡献是由于非平衡的波导双折射。然而，对于恰当设计的分路器，这种贡献很小或可忽略。如果不可忽略，则不仅各个偏移θ₁、θ₂是温度依赖的，而且它们的差值也随温度变化。所产生的可能影响在下文进一步讨论。

可以根据波束分路器2的作为其温度的函数的校正测量结果获得θ₁、θ₂。

等式(1)和(2)中的条纹对比度项K_i由来自分路器和光纤线圈的贡献构成：

K_i＝K_i,sK_c (4)

对于两个信号S_1,raw、S_2,raw，线圈贡献K_c是相同的，而来自分路器的贡献K_i,s可有些不同。对于理想传感器，K_i,s和K_c等于单位值(unity)。实际中，K_i,s可能减小，例如，由于偏振器、分路器延迟器和PM光纤的不完美角度取向。

线圈对比度K_c可以被表达为：

K_c＝K_δ(T)cos[ε′(T)] (5)

项K_δ是传感光纤的弯曲引起的双折射相位延迟δ的函数。相位项ε'被表示成：

ε′(T)＝90°+δ′(T)-ρ(T) (6)

在此，ρ是光纤延迟器4的延迟，并且δ'是依赖于线圈延迟δ和光纤延迟器慢轴与线圈法线(线圈双折射的慢轴)之间的角度β的相位角度。对于β＝0°、45°、90°的特殊情况，项δ'分别对应于δ'＝-δ、0和δ。对于其他β值，δ'在-δ和+δ之间。

在优选的实施例中，组合的检测器信号S的对比度K(参见下文)，即有效条纹对比度，可以根据K₁和K₂来计算，例如，计算为算术平均(K₁+K₂)/2、计算为几何平均(K₁·K₂)^1/2、或计算为2K₁·K₂/(K₁+K₂)。

如上文进一步提到的，可以通过除四分之一波长延迟器以外的装置，尤其是法拉第旋转器晶体(参考文献6)，在干涉光波之间引入π/2相位偏置。

不完美

分析仪光学器件的不完美(例如，由于不期望的双折射引起)或旋转器晶体的不完美导致与理想90°相位偏置的偏差。此外，两个(反相)检测器通道中的额外相位偏移(θ₁、θ₂)可能不同，并随温度变化。结果，两个通道的组合信号不再是完美的正弦函数，而是失真的。失真随着θ₁、θ₂的差值的增加而增加。因此，通过反正弦函数进行的信号线性化不再完全合适并导致误差，磁光相移越接近±π/2，误差就越大。结果，可使用的测量范围可能显著小于±π/2。

导致误差的另一种现象在于两个检测器信号的条纹对比度，并且因此归一化组合信号的幅度小于单位值(理想情况)，并且由于光纤线圈处依赖于温度的双折射相移(光纤延迟器，弯曲引起的光纤双折射)而随温度变化。

通过传感器的二维校正，即在磁光相移的整个±π/2范围和工作温度(例如-40至85℃)上进行校正，可以在理论上考虑所有不利影响。然而，这种校正意味着大量额外的工作量和复杂性，并且在某些情况下可能需要高达100kA甚至更高的电流。本发明提供了一种更有效的方法，该方法不必需要在大的电流范围上进行校正。

2.温度补偿的光纤线圈

在一个优选的实施例中，参考温度(通常为室温)下的延迟ρ_o被选择为使得：在小的相移

下，波束分路器对比度K_S中的项cos[ε′(T)]补偿等式(1)和(2)的正弦函数的自变量中的Verdet常数的变化。(为了简单起见，我们假设K_δ(参见等式5、6)随温度的变化比cosε′的变化小)。在参考文献3中已公开针对具有可忽略的线性双折射(δ＝0)的光纤线圈的偏振传感器的补偿技术，并且在参考文献9中已公开针对扭转高双折射光纤的情形的补偿技术。

为了完整起见，图2示出了具有弯曲引起的双折射的低双折射传感光纤线圈的情形。在此，假设有双折射相位延迟为δ＝16°的线圈。(例如，这对应于具有四个光纤环路的线圈，光纤环路的直径为170mm、光纤直径为80mm且波长为1310nm)。图2描绘了针对三个不同的光纤延迟器取向β(0°、45°、90°)以及δ＝0°和16°的、作为延迟ρ的函数的以归一化单位表示的小电流传感器比例因子(即，对于

)(定义为每无穷小电流变化的信号变化)，它通过借助Jones矩阵形式描述光的传播而得到(参考文献10)。曲线表示项K_δcos[ε′]。如果假设延迟器具有的温度依赖性为(1/ρ)δρ/δT＝-2.4x10^-4℃^-1，则针对所显示的三种情况，必须根据垂直虚线选择室温延迟ρ_o以便实现温度补偿。在升高的温度下，比例因子沿着相应的粗曲线段的减小在很大程度上平衡了Verdet常数V的增加；(1/V)δV/δT＝0.7x10^-4℃^-1。

应当注意，对于偏离完美四分之一波长延迟的光纤延迟器、具有弯曲引起的双折射的传感光纤或者扭转双折射传感光纤，磁光相移

不再是完美地与电流I成比例，并且可能表现出一定程度的非线性(参考文献9、12)。

3.组合的归一化传感器信号

等式(1)和(2)中的幅度S_o1、S_o2与光源功率成比例。通过利用如参考文献4所公开的过程将两个通道归一化为相等的功率来考虑传感设备中的不同插入损耗。

一种优选的过程是在每个通道中过滤出AC信号分量(当前频率下的分量)，并将各自另一通道的信号与该分量的时间平均幅度相乘。也就是说，将通道1和与(S_o2,raw/2)·K·cosθ₂成比例的项相乘，并且将通道2和与(S_o1,raw/2)·K·cosθ₁成比例的项相乘(其中K如上文进一步给出的)，即归一化之后的幅度由(S_o1/2)·(S_o2/2)·K·cosθ₂和(S_o1/2)·(S_o2/2)·K·cosθ₁给出。注意，不相等的相位偏移θ₁、θ₂导致对应于因子cos(θ₁)/cos(θ₂)的归一化信号的幅度略有不对称。因为，通常，θ₁、θ₂的各个值以及其差值很小(例如，Δθ＝θ₁-θ₂<2°)，我们忽略其影响，以后再作进一步考虑。

此外，注意，可以例如通过参考文献4的方法获得(S_o1/2)·K·cosθ₁和(S_o2/2)·K·cosθ₂。

(注意：为了防止在很小或趋于零的电流信号的情况下或在大的瞬态信号期间错误归一化，如果信号幅度低于或超过预设阈值(例如，在瞬态被测对象峰值期间)，则中断归一化因子的更新。)

根据现有技术，两个功率归一化信号S₁、S₂的差除以它们的和导致组合的归一化信号S独立于S_o1、S_o2并因此独立于光源功率或插入损耗的变化。如果假设θ₁＝θ₂＝0，则获得：

并且对于

如果相位偏移θ₁、θ₂具有非零值，则会发生若干修改。如果未适当地考虑偏移，则传感器信号将变为错误的，特别是在大的磁光相移下。以下公开了避免这种错误的改进的信号处理方法以及相应的传感器校正过程。

将等式(1，2)重写为：

在此，(1/2)Y_o是两个原始信号在其已经被归一化为相等功率之后的幅度。两个信号的差与两个信号的和则给出为：

组合的归一化信号S＝(S₁-S₂)/(S₁+S₂)则可以写为：

其中

Δθ＝θ₁-θ₂ (15)

θ＝(θ₁+θ₂)/2 (16)

k对相移

的依赖性是信号S与

的纯正弦依赖性的偏差的度量。

显然，如果Δθ≠0，则信号S不再是磁光相移

的理想正弦函数，而是会由于幅度中的依赖于电流(相移)的项k而失真。为了说明，图3示出了针对各种θ₁、θ₂组合的作为

的函数的1/k。

在小电流

处，等式(13)可以近似为：

S＝k·K·cos(Δθ/2)·[(cosθ)·R·I+sinθ] (17)

在此，

已由电流I和比例因子R代替。R本质上由传感光纤的Verdet常数与光纤环路数N的乘积给出。如上所述，光纤延迟器的参数(在非90°延迟器的情况下)和弯曲引起的光纤双折射也会影响R的值，并可能引起一些电流依赖性：R＝R(I)。类似地，在扭转高双折射传感光纤的情况下，旋转间距和嵌入式线性双折射起着作用。

在小的

θ、Δθ处，项k近似给出为k＝k_o≈1-K·sin(Δθ/2)。

在零电流处的信号偏移S_o给出为：

S_o＝k·K·[cos(Δθ/2)]·sinθ (18)

在小的AC电流

处作为温度的函数的传感器校正给出在I的较小值处的小电流比例因子A′(T)＝δS/δI：

A′(T)＝k·K·R·cos(Δθ/2)·cosθ (19)

反信号

传感器的信号处理器借助于对等式(13)求反来根据信号S确定电流(图4)：

插入来自等式(19)的低电流比例因子A'和来自等式(18)的S_o，得到：

等式(21)中的cosθ项可以近似为：

cosθ≈cosS_o (22)

这是根据等式(18)，θ＝arcsin{S_o/[k_o·K·cos(Δθ/2)]}得到的，其中假设k_o、K接近单位值，并且S_o和Δθ较小。

则等式(21)可以重写为：

θ₁、θ₂(以及因此Δθ)以及K可以根据对设备的相应校正测量中获得。可以通过在低AC电流

处校正传感设备来获得A'。优选地，所有的校正测量是作为在可预见的工作温度范围内的温度的函数来进行的。

零电流(零被测对象)处的信号偏移S_o可以例如通过对信号S(优选地)进行低通滤波或对两个单独的检测器信号(在已将它们归一化为相等功率之后)进行低通滤波，并将S_1,DC和S_2,DC之差除以它们之和来获得：

(在该上下文中，低通滤波被理解为在通常比电流(被测对象)周期时间大得多的时间上进行滤波或求平均)。

注意，在小信号(|S|＜＜1)处，等式(21)的反正弦函数的幅值和自变量中的项kK·cos(Δθ/2)彼此抵消。但是，在S的较高值处，这些项对于电流信号的正确线性化很重要。项k·K·cos(Δθ/2)的误差将导致高电流范围中的信号误差。等式(21，22)中的信号S是包括AC项和DC偏移S_o的完整信号。等式(21)的反正弦函数的幅度中的cosθ项以及等价地等式(23)中的cos(S_o)项考虑到工作点(零电流处的信号)不在S＝0处，而是在S＝S_o处。(注意：作为一种替代方法，可以在反正弦函数的自变量中使用高通滤波信号，并忽略幅度中的cosθ项，然而这会导致大信号处的误差)。

4.高电流范围中的信号误差及其消除

根据上面的等式，明显的是，在非零相位偏移θ₁、θ₂以及分路器和光纤线圈的不确定的条纹对比度K_S和K_c的情况下，如果未适当地考虑这些参数及其随温度的变化，则在高电流范围(相移

接近±π/2)中可能存在显著的信号误差。

4.1由于相位偏移差值Δθ引起的误差

由于项k的电流依赖性(等式(14))，相对于电流I(磁光相移

)的信号S的误差在

处达到约-sin(Δθ/2)，假设传感器是在低电流范围中进行校正的，并且因此在小的

处该误差为0。因此，在Δθ＝2°处，S的误差在

处对应于约1.7％。然而，反信号(电流信号)的误差要大得多，这是因为由于S的反正弦函数在S＝±1附近的高斜率，该函数中的任何不确定度都会转化为传感器输出中的相应大误差。该影响在下一节在条纹对比度的背景下说明。

4.2由于不确定的条纹对比度引起的误差

类似的误差由对比度K＝K_s·K_c的不确定度引起。为了说明，图5、图6示出了定义为

的信号误差，如果实际的条纹对比度K偏离其标称值(在此为K_nominal＝0.985)量ΔK，则会出现该信号误差。

例如，如图6所显示的，如果对比度不确定度在ΔK＝±0.01内，并且最大允许的信号误差为±2.5％，则最大测量范围对应于±76.4°的磁光相移(而不是理论最大值±90°)。类似地，对于±1％和±5％的最大误差，相应的范围分别为±65.4°、±80.6°。

4.3校正过程

原则上，可以通过传感器的二维校正来考虑上述误差，即在磁光相移的整个±π/2范围上以及整个工作温度范围(例如从-40至85℃)上进行校正。但是，这种校正将意味着大量的额外工作量和复杂性。此外，在某些情况下可能需要高达100kA及更高的电流。

在此，我们公开了一种校正和信号处理过程，该过程将校正工作量减少到最小限度，并且在高磁光相移(相移接近±π/2)处仍能提供高信号精确度。

校正过程有利地包括以下步骤：

A)测量作为温度(偏振分路器和光纤线圈的共同温度)的函数的低电流AC比例因子A'和信号S的DC偏移S_o。确定函数S_o(T)的逆T(S_o)，使得信号处理能够求出分路器温度T。所求出的温度用于补偿传感器的任何剩余温度依赖性(参考文献4)。两个函数A'(T)和T(S_o)可以由多项式等表示，例如样条函数或查找表。在该上下文中，优选使用一阶延迟器(而不是零阶延迟器)。一阶延迟器使S_o＝S_o(T)的斜率增至三倍，因此所求出的温度的精确度也增至三倍。

除了用于温度补偿外，DC偏移S_o(T)还可用于如等式(23)所表示的传感器输出的正确线性化。

注意：替代地，可以将A'(以及其他参数，例如K)表示为函数A'(S_o(T))，即，经由S_o(T)更直接地进行对A'(以及其他参数，如果需要的话)的温度依赖性的补偿。

B)分路器被单独地预先特征化。该特征化给出了作为分路器温度的函数的两个检测器通道的相位偏置偏移θ₁(T)和θ₂(T)、以及分路器对比度K_s(T)。优选地，相对于温度的相位偏移由一阶多项式表示或被存储在查找表中。通常，对比度K_s可以表示为独立于温度的参数。

为了进行特征化，将分路器附接到相应准备的测试光纤线圈。优选地，线圈具有接近于单位值的条纹对比度K_c。高对比度可以通过具有小的或可忽略的弯曲引起的双折射(大的环路直径)的传感光纤和理想90°光纤延迟器来实现。替代地，可以在独立的实验中测量实际对比度。测试线圈保持在室温，并产生振幅比±π/2稍大些的交变的磁光相移(例如，以10Hz的频率)。所需电流可以通过足够数量的电缆绕组而保持为相当较小。可以以直接方式根据两个检测到的信号(等式(9)和等式(10))求出相位偏移θ₁、θ₂。如上进一步所述，根据各个通道对比度项K_i计算对比度K；i＝1，2。K_i项给出为K_i＝(S_i,max–S_i,min)/(S_i,max+S_i,min)，其中S_i,max和S_i,min是信号的最大值和最小值(在减去电子装置偏移(如果有的话)之后的)。分路器的对比度则给出为K_s(T)＝K(T)/K_c。

作为测试光纤线圈的替代方案，可以使用其他装置(例如电光或压电调制器)来生成相位调制。

4.4.适用于误差修正的信号计算

4.4.1非零相位偏移差值Δθ

如上文所提到的，在非零相位偏移差值Δθ处，信号S₁、S₂之和成为电流(即

)的函数(参见等式12)，这引起传感器响应S(理想情况下正弦的)的依赖于电流的失真(通过等式(13)中的参数k描述)。在交变和瞬态磁光相移

(例如由故障电流引起)的情况下，如果按照下式根据两个(功率归一化的)检测器信号S₁、S₂来计算S，则这种失真可以避免：

S＝(S₁-S₂)/C (25)

在此，在小的电流(

尤其是在

弧度)处，即在被测对象的过零点附近，根据传感器信号S₁、S₂的先前值S₁'、S₂'计算归一化值C。

有利地，C＝S₁'+S₂'。

在该情况下，C对应于图3中所示的抛物线的顶点并由下式给出：

C＝Y_o[1+K·cosθ·sin(Δθ/2)] (26)

因此，等式(14)的参数k变为k＝k_o：

k_o＝1/[1+K·cosθ·sin(Δθ/2)] (27)

等式(23)则被替换为：

其中，现在，在比例因子A'中，项k也被k_o替换：

A′(T)＝k_o·K·R·cos(Δθ/2)·cosθ (29)

更一般而言，被测对象Z根据下式来计算：

其中，

A是比例因子；

f是参数θ₁、θ₂、K₁、K₂中的至少一者的函数；以及

H是偏移值，尤其是在所述被测对象的过零点附近Z的值，

并且尤其其中，

f(θ₁,θ₂,K₁,K₂)＝k_oK cos[Δθ/2], (31)

其中，

k₀＝1/[1+K·cosθ·sin(Δθ/2)], (32)

K是S的有效条纹对比度，θ＝(θ₁+θ₂)/2，Δθ＝θ₁-θ₂，并且

其中，偏移值H给出为：

H＝-S_o/A (33)

其中，S₀是在零值Z处的信号偏移，并且其中，所述比例因子A给出为：

A＝A′/cosθ (34)

其中，A'是通过在

尤其是

的范围中作为传感设备温度T的函数的校正来确定的比例因子。

存在根据先前值S₁'、S₂'中求出C的几种可能方式。以下的过程1和过程2对应于如上概述的第一类实施例，而过程3对应于第二类实施例。

过程1

通常，传感器的正常工作范围对应于

其中不会出现依赖于电流的失真。在具有大

的瞬态故障电流的情况下，总和S₁+S₂不再用瞬时值更新，而是只要

高于预设阈值，例如高于0.1弧度，信号处理器就继续使用S₁'+S₂'的早先小电流值。为此，只要

低于预设阈值(或者使用在

超过阈值之前被记录的C＝S₁'+S₂'的最后采样)，S₁+S₂的低电流值就连续地存储为移动平均值。

过程2

在AC被测对象值的每个周期期间，或至少在周期中的一些周期期间，信号处理器确定表示S₁+S₂的抛物线的顶点，即通过确定总和S₁'+S₂'的极值(总和S₁'+S₂'在整个周期内两次通过顶点)。C＝S₁'+S₂'的值可以针对被测对象的每半个周期进行更新，或者C的值可以被记录为在预设时间段上的移动平均值，即，在多于半个周期上求平均。归一化不仅适用于瞬态性质的大

还适用于独立于其幅度的任何交变的

(优选过程)。

过程3

另外的替代方案是以迭代n的方式的迭代过程，其中n＝0,…,N-1：在第一步(n＝0)，电流I的第一估计值I(0)以及因此磁光相移的第一估计值

根据等式(28)(即利用k＝k₀)并通过使用根据依赖于电流的总和(即S₁+S₂)计算出的信号S的第一值S(0)(即S(0)＝(S₁-S₂)/(S₁+S₂))来确定。

然后，使用第一估计值

根据等式(14)计算参数k的第一估计值k(0)。现在，第二值S(1)则通过将S的第一值S(0)与比率k₀/k(0)相乘来重新计算，即S(1)＝S(0)·k₀/k(0)，其中k₀根据等式(27)来计算。第二步可以重复若干次以提高精确度。最后，根据等式(28)使用上一次重新计算出的信号值S(N-1)和对应的偏移S₀(N-1)来重新计算电流I(或更一般地，被测对象值Z)，其中N-1是最终迭代数。

更一般而言，要在等式(25)中使用的值C是以迭代方法以N迭代的方式计算的，其中n＝0,…,N-1：

C根据C(n)得到，其中C(n)是

的函数。

是相移

的迭代值，并且

根据C(n)来计算，尤其是通过根据C(n)计算S的迭代值S(n)和Z的迭代值Z(n)来计算。

特别地，C(n)＝(S1+S2)·k₀/k(n)，其中，k₀＝1/[1+K·cos(θ)·sin(Δθ/2)]并且

K是有效条纹对比度，θ＝θ₁-θ₂，并且θ＝(θ₁+θ₂)/2。

迭代数量N有利地至少为一或更大。

在迭代过程结束时，可以根据等式(28)、等式(30)来计算电流I(或被测对象Z)。

4.4.2R的非线性

如果需要，可以针对所提到的磁光相移

与电流I之间的非线性，即针对R的电流依赖性，进一步修正S。为此目的，R(I)借助于理论模型来计算或在独立实验中针对给定线圈类型通过实验来确定。根据等式(30)获得的电流I则根据下式来重新计算：

I″＝g(I)·I (35)

其中，g(I)是归一化修正函数：

g(I)＝R_o/R(I) (36)

在此，R_o是在

处R的值。

4.4.3处理

图7的框图示意性地示出了如何根据两个光电检测器信号S_1,raw、S_2,raw确定信号S和DC偏移S_o。信号S_o1,ac＝(S_o1/2)K·cosθ₁和S_o2,ac＝(S_o2/2)K·cosθ₂是两个通道的滤波后的AC分量，并且它们用于将两个检测器通道均衡为相等的功率。(该图仅示出了基本概念，并且省去了例如所检测到的信号的放大和数字化)。

在所示的实施例中，借助于检测器信号的快速傅里叶变换(FFT)和随后的低通滤波(LPF)来过滤出S_o1,ac和S_o2,ac，低通滤波(LPF)用于采用比电流或被测对象的周期时间大得多的时间常数进行时间平均(参考文献4)。还可以应用各种替代的滤波方法，例如，经由信号解调或带通滤波。

重新调整的信号S₁、S₂进行相加并根据上述用于生成C的过程1-3中的一者进行进一步处理，优选地采用C＝S₁'+S₂'。此外，它们进行相减以生成S₁-S₂。除法器用于计算S＝(S₁-S₂)/C。

采用通常比电流或被测量对象的周期时间大得多的时间常数的低通滤波器LPF被应用于S以计算S_o。

4.4.4条纹对比度K

项K＝K_i,s·K_c中的分路器条纹对比度项K_i,s取为单位值，或者它们的值如上文进一步所解释的通过实验确定(借助于测试线圈)。

K的温度依赖性由K_c＝K_δ(T)cos[ε′(T)]和可能的贡献K_s(T)给出。对于给定的线圈类型(线圈直径、光纤环路数、延迟器取向和延迟)，K_c作为温度的函数进行一次测量。该过程与测量分路器对比度K_s和相位偏移θ₁、θ₂的过程相同，不同之处在于线圈是温度循环的，而分路器保持在恒定的温度。

替代地，可以根据延迟器和线圈参数以及它们的温度系数简单地计算出K_c(T)。

同样，K_i,s(T)和K_c(T)可以通过多项式、样条函数来描述，或存储在查找表中。

信号处理器根据已知的温度依赖性S_o(T)根据S_o的测量值求出温度。

然后可以根据存储的温度依赖性K(T)确定K；替代地，K被表示为S_o的函数，并且因此根据S_o的测量结果来确定。

替代地，可以为每个完成的传感器校正完整项K(T)或等效地K(S_o)(但这是次优选的，因为必须将大量的电流绕组应用于每个单独的传感器，而不是仅应用一次到永久配置的测试线圈)。

在低双折射传感光纤具有偏离90°延迟的延迟器偏离和/或不可忽略的弯曲引起的双折射的情况下，电流和磁光相移之间的关系是略微非线性的，如上文进一步所述的。对于扭转高双折射传感光纤也是如此。该效应还引起信号相对于电流偏离理想正弦关系。可以通过在独立测量中校正参数R的电流依赖性并相应地修正最终的电流信号来考虑这一点(参见上文)。

5.其它说明

代替基于玻璃的波导设备，可以使用基于诸如Si、SiN、SiP或InP之类的其他材料的集成光学分路器。

图1的传感器利用集成光学分路器芯片来实现。应当注意，本公开内容的所有发明特征还适用于使用块状光学波束分路器(bulk optic beam splitters)的这种偏振电流传感器，或者不是通过四分之一波长延迟器而是通过法拉第旋转器引入相位偏置的偏振传感器(参考文献6)。在块状光学波束分路器处，在(一个或多个)分路器处出现的相移可能对相位偏移θ₁、θ₂有所贡献。类似地，法拉第旋转器与完美45°旋转的偏离也会引起这种相位偏移。

还应当注意，本发明还适用于其他类型的传感光纤，尤其是扭转高双折射传感光纤(参考文献4)。在该情况下，扭转光纤的参数决定条纹对比度K_c。

此外，代替光纤，可以使用例如玻璃或诸如铁柘榴石(iron garnet)之类的另一种磁光材料的块状磁光换能器作为传感元件。

在图1中，传感光纤线圈以反射模式工作。然而，本发明还可以应用于以透射模式工作的线圈或块状磁光材料。

此外，本发明不仅可以应用于偏振电流和磁场传感器，而且还可以应用于其他类型的偏振传感器，尤其是基于电光晶体中的泡克耳斯效应的电场传感器(参考文献11)。在该情况下，被测对象的值Z是除电流I以外的值。例如，被测对象可以是要测量的电压，在这种情况下，传感元件是被放置在电压的电场中的泡克耳斯类型器件。

特别地，如果Verdet常数被合适的电光系数替换，并且电流被电场替换，则上文任何内容对于使用泡克耳斯效应的电压或电场传感器也是有效的。

换句话说，并且完全一般性地，本文中提到的“电流”I可以是可以用传感元件检测到的任何被测对象值Z。因此，在本文所公开的所有等式中，I可以被Z替换(并且I″可以被Z″替换)。

典型地，偏振传感器的无模糊的测量范围限于±90°的相移

然而，应当注意，根据允许的误差，可用的测量范围可以扩展到超出±90°。例如，如果在高相移(例如，对于故障电流测量)处允许的误差对应于10％，则实际测量范围可以扩展到约116°(此外，其中正弦函数达到0.9的值)。有利的是，将在高于与80°、85°或90°相对应的相移的高相移

处的值Z设置为恒定值，例如对应于85°的相移的值。

尽管示出并描述了本发明的当前优选实施例，但是应当清楚地理解，本发明不限于此，而是可以在所附权利要求的范围内以其他方式被不同地体现和实践。

引用的参考文献

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"Temperature and vibrationinsensitive fiber-optic current sensor,"Journal of Lightwave Technology,Vol.20,pp.267-276,2002.

2."The fiber-optic gyroscope",Herve Lefevre,Artech House,Boston,London,1993.

3.K.Bohnert,A.Frank,H.

"Fiber-optic current sensor withpolarimetric detection scheme",WO2007/121592A1.

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L.Yang,"Optical Sensor",WO2015/090448.

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7.Standard of the International Electrotechnical Commission(IEC),IEC60044-8,Instrument transformers-Part 8:Electronic current transformers.

8.K.Forrest et al.,"Channel waveguides in glass via silver-sodiumfield assisted ion exchange",J.Lightwave Technology LT-4(2),140,1986.

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10.R.C.Jones,"A new calculus for the treatment of opticalsystems.I.Description and discussion of the calculus",J.Opt.Soc.Am.,vol.31,pp.488-493,1941.

11.K.Kurosawa et al.,"Development of an optical instrumenttransformer for DC voltage measurement",IEEE Transactions on Power Delivery,Vol.8,1771,1993.

12.K.Bohnert,P.Gabus,J.Nehring,H.

M.Brunzel,"Fiber-opticcurrent sensor for electrowinning of metals",J.Lightwave Technology 25,3602,2007.

13.J.Hafner,B.Jacobson,"Proactive HVDC breakers-A key innovation forhybrid HVDC grids",Proceedings of Cigre International Symposium on"Theelectric power system of the future-Integrating supergrids and microgrids",pp264-271,Bologna,Italy,13-15 September 2011.

参考标号和字母列表

1：光源

2：波束分路器

3：偏振保持光纤

4：光纤四分之一波长延迟器

5：传感元件(传感光纤)

6：电流导体

7：反射器

8a、8b：检测通道

9：信号处理单元

D1-D3：下游端子

LPF：低通滤波器

P1、P2：偏振器

PD1、PD2：光电检测器

QWR：四分之一波长延迟器

SMF1、SMF2、SMF3：单模光纤

U1：上游端子

Claims (19)

1.一种用于借助传感设备来测量交变被测对象的值Z的方法，所述方法包括以下步骤：

将光束的不同的两个偏振状态发送通过传感元件(5)，其中，所述两个偏振状态经历依赖于被测对象的差分相移

将已通过所述传感元件(5)至少一次的所述光分到至少两个通道(8a、8b)中并且在所述两个通道(8a、8b)中执行不同的偏振测量，从而生成如下两个依赖于所述相移

的原始信号S_1,raw、S_2,raw：

其中，

-S_o1、S_o2是至少依赖于光源功率和所述传感设备中的光学损耗的参数，

-K₁、K₂是所述传感设备的参数，

-θ₁、θ₂是至少依赖于所述传感设备并具有远小于π/2的绝对值的参数，

将所述原始信号S_1,raw、S_2,raw归一化为相等幅度Y_o/2的两个信号S₁、S₂：

以及

使用归一化值C来将经归一化的组合信号S计算为：

S＝(S₁-S₂)/C，

其中，所述归一化值C是在所述被测对象的过零点附近根据所述传感器信号S₁、S₂的先前值S₁'、S₂'来计算的，尤其是C＝S₁'+S₂'，或者其中，所述C是以迭代方法来计算的，

使用反正弦函数，尤其是使用K₁、K₂、θ₁和/或θ₂来进一步计算所述被测对象的值Z。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，在所述传感设备的工作温度范围中的至少一个温度处，θ₁≠0，θ₂≠0，θ₁-θ₂≠0，K₁≠1和/或K₂≠1，且/或其中，绝对的相移

达到大于0.1弧度的值，尤其是大于0.5弧度的值，尤其是大于1弧度的值。

3.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，所述修正值C由S₁'与S₂'之和给出，其中S₁'、S₂'是与绝对值比阈值小的相移

相对应的S₁、S₂的先前值，尤其是，所述阈值低于0.1弧度。

4.根据权利要求3所述的方法，其中，S₁'和S₂'被确定为在

低于所述阈值的时间段期间并在所述交变被测对象的至少半个周期上S₁和S₂的时间平均值。

5.根据权利要求3所述的方法，其中，为了确定所述归一化值C，在所述交变被测对象的至少半个周期内S₁+S₂之和的极值被确定，尤其是通过对在多于半个周期上所获得的极值求平均。

6.根据权利要求1或2中任一项所述的方法，其中，所述归一化值C是以迭代方法来计算的，其中在迭代n中，n＝0,…,N-1：

C根据C(n)得到，其中C(n)是

的函数，其中

是所述相移

的迭代值，并且

根据C(n)来计算，尤其是通过根据C(n)计算S的迭代值S(n)和Z的迭代值Z(n)来计算。

7.根据权利要求6所述的方法，其中，C(n)＝(S1+S2)·k₀/k(n)，其中，k₀＝1/[1+K·cos(θ)·sin(Δθ/2)]并且

其中，K是有效条纹对比度，并且θ＝(θ₁+θ₂)/2且Δθ＝θ₁-θ₂。

8.根据权利要求7所述的方法，其中，

N＝1或更大，并且在第一次迭代中，

被设定为起始值，尤其是设定为零。

9.根据权利要求3至8中任一项所述的方法，其中，所述值Z被计算为：

其中：

A是比例因子；

f是所述参数θ₁、θ₂、K₁、K₂中的至少一者的函数；以及

H是偏移值，尤其是在所述被测对象的过零点附近Z的值。

10.根据权利要求9所述的方法，其中，所述值Z是利用f(θ₁,θ₂,K₁,K₂)＝k_o K cos[Δθ/2]来计算的，

其中，

k₀＝1/[1+K·cos(θ)·sin(Δθ/2)]，

K是S的有效条纹对比度，θ＝(θ₁+θ₂)/2，Δθ＝θ₁-θ₂；

并且尤其其中，所述偏移值H给出为：

H＝-S_o/A

其中，S₀是在零值Z处的信号偏移，并且所述比例因子A给出为：

A＝A′/cosθ

其中，A'是通过在

尤其是

的范围中校正来确定的比例因子，尤其是，A'根据作为所述设备的至少一部分的温度(T)的函数的校正数据获得。

11.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，所述参数θ₁、θ₂、θ＝(θ₁+θ₂)/2、Δθ＝θ₁-θ₂、K₁和/或K₂、或者依赖于其中的至少一者的参数是根据作为所述传感设备的至少一部分的温度或指示所述传感设备的至少一部分的温度的值的函数的校正数据来计算的。

12.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，所述参数K₁和K₂被假设为1或者根据所述传感设备的另外参数来计算。

13.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，为了将原始信号S_1,raw、S_2,raw归一化，在所述被测对象的交变频率下的时间平均幅度S_o1,ac和S_o2,ac被计算，并且所述信号S₁、S₂被计算为：

S₁＝S_1,raw·S_o2,ac以及

S₂＝S_2,raw·S_o1,ac。

14.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，所述传感设备包括：

波束分路器(2)，尤其是集成光学波束分路器，其将至少三个下游端子(D1-D3)连接到至少一个上游端子(U1)，

光源(1)，其连接到第一下游端子(D1)，

第一偏振器(P1)和第一光检测器(PD1)，其被布置为从在第二下游端子(D2)处返回自所述传感元件(5)的光测量所述第一原始信号S_1,raw，以及

第二偏振器(P2)和第二光检测器(PD2)，其被布置为从在第三下游端子处返回自所述传感元件(5)的光测量所述第二原始信号S_2,raw，

其中，所述第一和第二偏振器(P1、P2)是正交地偏振化的，并且

其中，所述上游端子(U1)连接到所述传感元件(5)。

15.根据权利要求14所述的方法，其中，四分之一波长延迟器被布置在所述第一偏振器(P1)与所述第一下游端子(D1)之间或者在所述第一和第二偏振器(P1、P2)与所述第二和第三下游端子(D2、D3)之间。

16.根据权利要求14或15中任一项所述的方法，包括以下步骤：

测量所述波束分路器(2)的温度(T)，以及

计算作为所述温度(T)的函数的所述参数K₁、K₂、θ₁和/或θ₂，尤其是，使用在对所述波束分路器(2)进行的校正测量中获得的校正数据来计算，其中，所述校正数据描述所述参数的温度依赖性，

并且尤其其中，所述波束分路器(2)的温度(T)根据在Z＝0处的相应地校正的信号偏移S₀来确定或者借助温度传感器来确定。

17.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，还包括以下步骤：

根据下式计算被测对象Z的值Z的精确化值Z″：

Z″＝g(Z)·Z，

其中，g(Z)是归一化修正函数。

18.根据前述权利要求中任一项所述的方法，

其中，所述被测对象是导体中的电流，并且所述传感元件(5)是围绕所述导体缠绕至少一次的光纤，或者

其中，所述被测对象是电场或电压，并且所述传感元件(5)是表现出电光泡克耳斯效应并且被放置在所述场或与所述电压成比例的场中的元件。

19.一种传感设备，所述传感设备包括传感元件(5)和被配置为执行根据前述权利要求中任一项所述的方法的信号处理单元(9)。

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