CN106059588A - 数字辅助电流感测电路和用于使感测信号数字化的方法 - Google Patents

数字辅助电流感测电路和用于使感测信号数字化的方法 Download PDF

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Abstract

数字辅助电流感测电路和用于使感测信号数字化的方法。本发明实现感测模拟电流信号并将其转换成数字信号的简单方式的任务将由如下方法来解决，该方法包括：产生与所感测的电感电流IL对应的电压；放大并缓冲该电压，以创建将由ADC转换的输入信号，并且ADC使用电感电流的估计作为用于模数转换的起始点。该方法由如下数字辅助电流感测电路来使用，该数字辅助电流感测电路包括：用于产生与感测的电感电流IL(t)对应的电压的装置；用于放大电压的放大器和对电压进行缓冲的装置以用于创建将被转换为对应的数字信号的输入信号，用于将输入信号转换为数字信号的ADC，以及用于提供电感电流IL的估计作为用于ADC的模数转换的起始点的经修改的数字观察器电路。

Description

数字辅助电流感测电路和用于使感测信号数字化的方法
技术领域
本公开涉及一种用于在数字辅助电流感测电路使感测信号数字化的方法。
本公开还涉及一种使用所公开的方法的数字辅助电流感测电路。
背景技术
电流感测电路是直流-直流转换器中的数字控制器的重要部分。存在在以下情况中所使用的三种广泛的测量方法：例如C.F.Lee,P.K.T.Mok等的“A Monolithic Current-Mode CMOS DC-DC Converter With On-Chip Current-Sensing Technique”,vol.39,no.1,pp.3–14,2004中的电流感测电路、感测场效应管；例如P.Midya,P.T.Krein和M.F.Greuel,的“Sensorless Current Mode Control-An Observer-Based Technique forDc-Dc Converters”,Trans.Power Electron.,vol.16,no.4,pp.522–526,2001以及A.Kelly和K.Rinne的“Sensorless current-mode control of a digital dead-beat DC-DC converter”，Ninet.Annu.IEEE Appl.Power Electron.Conf.Expo.2004.APEC’04.,vol.3,pp.1790–1795中的无传感器观察器电路；以及H.D.C.Dc,M.Supplies等的“LosslessCurrent Sensing in Low-Voltage”IEEE Trans.IDUSTRIAL Electron.,vol.47,no.6,pp.1249–1252,2000中的电压降测量技术。
当与数字功率控制器一起使用时，这些方法中的每一种都有不同的优点和缺点。感测场效应管要求功率场效应管和传感场效应管准确匹配，并因此受到需要将被集成到与功率级相同的过程的数字功率控制器的限制，因为这两个晶体管必须经历如温度、电压、工艺变化这样的相同效应，依此类推，并因此必须在同一芯片上被制造，或者在多芯片解决方案中需要使用具有被包括的集成感测场效应管的功率级。观察器电路从诸如输入电压、输出电压和占空比这样的已知变量合成出电感电流，但是遭受有限的精度，这仅能够利用例如A.Prodic,Z.Lukic等的“Self-Tuning Digital Current Estimator For Low-PowerSwitching Converters”,pp.529–534,2011中的调谐电路来改进。然而在降压方法中，跨已知电阻的电压被感测并用于生成电流。这些电路也难以设计，因为出于效率原因所使用的电阻通常小，并因此小的电压必须以高的精度和带宽来感测。
从上文可以看出，不存在用于感测并转换电流信号的简单方式。任何使该转换容易的方法都有很大好处。
发明内容
电流感测电路是直流-直流转换器中的数字控制器的重要部分。电流感测信号IL通常是小的电压Vsense，该电压Vsense必须以高的分辨率、精度和带宽被数字化。因此，难以设计这些电路中所使用的模数转换器(ADC)，需要大量的硅面积并且消耗大的电流。
所公开的发明描述了通过使用与电流感测路径并联以向电流感测ADC提供感测信号的估计的经修改的数字观察器电路来使该电流感测ADC的设计容易的方法。根据所使用的ADC架构，该估计使得ADC能够使用更少的电流，具有更小的面积，或者在更短的时间内完成其转换，并因此在这些电路的设计方面提供了显著优势。
本发明涉及一种用于在数字辅助电流感测电路中使感测信号数字化的方法，该方法包括以下步骤：产生与所感测的电感电流对应的电压；放大并缓冲所述电压，以用于创建将由模数转换器(ADC)转换的输入信号，并且所述ADC使用由修改的数字观察器电路提供的电感电流的估计作为用于模数转换的起始点。所述数字观察器电路是通过使用先前的ADC测量来计算本估计而修改的。通常将使用先前的估计。但是如随后所描述的，使用式4而不是式3。
经修改的数字观察器电路被用来估计将被感测的电路。该估计然后由电流感测路径中的ADC使用，并且这使ADC的操作容易。
电感电流是从诸如输入电压、输出电压和占空比这样的已知的变量估计出的。因此，电感电流能够通过无传感器的数字电路来合成。实现电感电流的估计的一种方法包括对跨功率电感器的电压的I-V关系应用双线性变换，而估计在经修改的数字观察器电路的控制器中被执行。
电感电流IL,est能够通过下面的I-V关系来计算：
I L , e s t [ n ] = 1 R L { V L [ n ] + V L [ n - 1 ] ( 1 + 2 L R L T s ) + I L , e s t [ n - 1 ] R L ( 2 L R L T s - 1 ) ( 1 + 2 L R L T s ) } - - - ( 1 )
其中，VL是跨电感值为L和直流电阻为RL的功率电感器的电压，并且Ts是功率转换器切换频率。
为了使上述方程在实际中使用，VL[n]可以用跨电感器的在转换器的一个切换周期上的平均电压VL,ave[n]替换。该电压可以由下式近似：
VL,ave[n]＝d[n]Vin[n]-Vout[n] (2)
其中，d[n]是第n个周期的占空比，Vin是经采样的输入电压，并且Vout是经采样的输出电压。这于是导致
I L , e s t [ n ] = 1 R L { V L , a v e [ n ] + V L , a v e [ n - 1 ] ( 1 + 2 L R L T s ) + I L , e s t [ n - 1 ] R L ( 2 L R L T s - 1 ) ( 1 + 2 L R L T s ) } - - - ( 3 )
所估计的电流的精度主要被由于诸如功率场效应管Rdson这样的未知的寄生电阻而导致的VL,ave的近似值的误差所损害。这些误差导致所估计的电感电流和实际的电感电流偏离。为了防止这样的偏离，先前的电感电流估计用电感电流的准确的先前adc测量替换。先前的电感电流是这样的电流：如果[n]是实际的时钟周期，则该电流是在前一时钟周期[n-1]中被确定的电流。
I L , e s t [ n ] = 1 R L { V L , a v e [ n ] + V L , a v e [ n - 1 ] ( 1 + 2 L R L T s ) + I L [ n - 1 ] R L ( 2 L R L T s - 1 ) ( 1 + 2 L R L T s ) } - - - ( 4 )
在本发明的一个实施方式中，有利的是使用逐次逼近寄存器模数转换器(SARADC)，该SAR ADC使用用于模数转换的经修改的数据相关算法，而所计算出的估计被用作用于SAR ADC转换的起始点。
数据相关的SAR ADC通常被用在输入信号具有高活动性的短时段以及低活动性的长时段的情况下。在这些情况下，输入信号能够由先前的adc输出很好地近似，并因此数据相关的逐次逼近算法能够被用于优于二进制搜索算法。
经修改的数据相关算法使用4个时钟周期(相应于4个占空比)以对输入信号进行采样。如果由数字观察器电路提供的电感电流的估计在最终结果的+/-2RANGElsb(最后有效位)的范围内，则使用RANGE+2个附加的时钟周期以完成模数转换。该算法的目的是为了通过使用由观察器电路提供的估计来减少每次转换所需的时钟周期的数目。如果估计是准确的，则ADC快速地完成到全分辨率的转换，然而，在估计不准确的情况下，诸如在瞬态电流斜坡期间，ADC降低其分辨率并且完成到较小的精度的转换。
这意味着，如果经采样的输入落在所述范围内，则SAR ADC完成到SAR ADC的全分辨率的模数转换；如果经采样的输入落在所述范围之外，则SAR ADC针对每个另外的时钟周期通过因数2扩大其搜索范围，并且一旦发现经采样的输入落在所述范围内，就完成到较小的精度的模数转换。
变量RANGE是基于估计器的预期误差和经采样的电感电流的噪声设置的。
本发明还涉及一种数字辅助电流感测电路，该数字辅助电流感测电路包括：用于产生与感测的电感电流对应的电压的装置；用于放大所述电压的放大器和用于对所述电压进行缓冲的装置以创建将被转换为对应的数字信号的输入信号；用于将输入信号转换为数字信号的模数转换器(ADC)；以及用于提供电感电流的估计作为用于ADC的模数转换的起始点的经修改的数字观察器电路。
经修正的数字观察器电路包括控制器，该控制器提供用于输入电压、输出电压、时钟周期和先前的电感电流测量值的输入端、以及连接到ADC的输入端以将电感电流的估计转发到ADC的输出端。
在本发明的一个实施方式中，ADC是逐次逼近寄存器模数转换器(SAR ADC)。
ADC也可以是快闪式模数转换器(Flash ADC)，该Flash ADC使用经修改的数字观察器电路来减少将模拟信号转换成数字信号所需的比较器的必需的数目。
与代替通常在常规的Flash ADC中需要2B-1个比较器以实现B位分辨率的转换相比，通过使用连接到Flash ADC的输入端的经修改的数字观察器电路，减少了比较器的数目。经修改的数字观察器使用估计器。
附图说明
将参考附图，其中：
图1示出了本发明的框图；
图2示出了电流感测电路的框图；
图3示出了估计在范围内的SAR ADC操作，其中，RANGE＝3；
图4示出了估计在范围外的SAR ADC操作，其中，RANGE＝3；
图5示出了在从0A至60A的慢输入斜坡、RANGE＝3、对于Ini,eq＝0.25Arms，Ierr＝0.29mArms的电路操作；
图6示出了在从20A至40A的快电流斜坡、RANGE＝3、对于Ini,eq＝0.25Arms，Ierr＝0.329mArms的电路操作；
图7示出了在从20A至40A的快电流斜坡、RANGE＝3、Ierr,40A＝0.44A,Ierr,20A＝0.16A的电路操作；
图8示出了与快闪式ADC结合使用发明的经修改的数字观察器电路的本发明的另一实施方式。
具体实施方式
图1示出了本发明的原理操作。根据本发明的方法通过使用与电流感测路径18、181、182并联以向电流感测ADC 6提供所感测的信号的估计8的经修改的数字观察器电路7来使ADC 6的设计容易。根据所使用的ADC架构6、16、21，该估计8使得ADC能够使用更少的电流，具有更小的面积，或者在更短的时间内完成其转换，并因此提供了在这些电路的设计方面的显著优势。
图2示出了观察器和数据相关SAR ADC 21的第一示例。经修改的数字观察器电路7被用于估计要被感测的电路8。该估计然后由电流感测路径181、182中的ADC 21使用，并且这使ADC 21的操作容易。图2示出了使用本发明的一种可能的方法。在该图中，示出了两个电流感测路径181、182。H.D.C.Dc,M.Supplies等的“Lossless Current Sensing in Low-Voltage”IEEE Trans中描述了匹配的滤波器电流感测方法22。如果正确地选择了滤波器组件Rf1、Rf2、Cf1和Cf2，则IDUSTRIAL Electron.,vol.47,no.6,pp.1249–1252,2000被使用以生成作为传感器电流IL1和IL2 18的缩放版本的信号Vsense1和Vsense2 19。Vsense1/2信号19然后被放大2并缓冲3，以创建将由ADC转换的信号Vin,adc 4。这种情况下所使用的ADC是利用经修改的逐次逼近算法以利用由数字观察器电路7提供的估计的数据相关SAR ADC 21。电感电流估计8和数据相关SAR ADC的组合使得ADC的转换时间能够减少，并因此以比使用常规二进制搜索算法的SAR低得多的时钟频率运行的SAR ADC能够被用于将2个通道的电流感测信号转换为高的分辨率和带宽。
下面详细地描述经修改的数字观察器电路7的操作。
数字观察器电路通过从控制器9中的诸如输入电压10、输出电压11和占空比12这样的已知的变量估计电感电流IL来工作。因此，电感电流能够通过无传感器的数字电路来合成。实现电感电流的一种方法包括对跨功率电感器L的电压的i-v关系应用双线性变换。这导致以下等式：
I L , e s t [ n ] = 1 R L { V L [ n ] + V L [ n - 1 ] ( 1 + 2 L R L T s ) + I L , e s t [ n - 1 ] R L ( 2 L R L T s - 1 ) ( 1 + 2 L R L T s ) } - - - ( 1 )
其中，VL为跨电感值为L和直流电阻为RL的功率电感器的电压，Ts是功率转换器的切换频率，并且IL,est是估计的电感电流。为了使用上述等式，我们用跨电感器的在转换器的一个切换周期上的平均电压VL,ave[n]替换VL[n]。该电压可以由下式近似：
VL,ave[n]＝d[n]Vin[n]-Vout[n] (2)
其中，d[n]是第n个周期的占空比，Vin是经采样的输入电压，并且Vout是经采样的输出电压。这于是导致
I L , e s t [ n ] = 1 R L { V L , a v e [ n ] + V L , a v e [ n - 1 ] ( 1 + 2 L R L T s ) + I L , e s t [ n - 1 ] R L ( 2 L R L T s - 1 ) ( 1 + 2 L R L T s ) } - - - ( 3 )
所估计的电流的精度主要被由于诸如功率场效应晶体管Rdson这样的未知的寄生电阻而导致的VL,ave的近似值的误差所损害。这些误差导致所估计的电感电流和实际的电感电流偏离。为了防止这样的偏离，先前的电感电流估计用电感电流的准确的先前adc测量替换。
I L , e s t [ n ] = 1 R L { V L , a v e [ n ] + V L , a v e [ n - 1 ] ( 1 + 2 L R L T s ) + I L [ n - 1 ] R L ( 2 L R L T s - 1 ) ( 1 + 2 L R L T s ) } - - - ( 4 )
该估计然后被用作用于SAR ADC转换的起始点。
下面更详细地描述经修改的数字相关SAR ADC转换的操作。
数据相关的SAR ADC通常被用在输入信号具有高活动性的短时段以及低活动性的长时段的情况下。在这些情况下，输入信号能够由先前的adc输出很好地近似，并因此数据相关的逐次逼近算法能够被用于优于二进制搜索算法。
在所提出的电流感测电路中，使用利用经修改的数据相关算法的SAR ADC 21。该算法的目的是为了通过使用由观察器电路7提供的估计8来减少每次转换所需的时钟周期的数目。如果估计8准确，则ADC 21快速地完成到全分辨率的转换，然而在估计不准确的情况下，例如在瞬时电流斜坡期间，ADC降低其分辨率，并且完成到较小的分辨率的转换。按照这种方式，一个具有低频时钟的ADC能够被用于在所感测的电流是静态时将两个电流感测通道的电流数字化为高分辨率。
为了详细地说明该算法如何工作，使用12位SAR ADC。如果4个周期被用于输入采样并且另外12个周期被用作12位转换，则这样的ADC将通常采用16个时钟周期以完成其到12位精度的转换。然而，利用经修改的算法，如果由观察器电路提供的估计在最终结果的+/-2RANGElsb内，则除了采样阶段，还需要仅(RANGE+2)个附加时钟以完成到12位精度的转换。RANGE是基于估计器的预期误差和经采样的电流的噪声设置的。参照图3中所示的示例转换，RANGE被设置为3。在输入采样之后的两个周期RANGE1和RANGE2中，确定输入电压是否在预期的范围内。在RANGE1周期期间，ADC确定经采样的输入是高于估计值还是低于估计值。如果例如估计在RANGE1期间为高，则ADC在RANGE2期间将输入与IL,est[n]-2RANGElsb进行比较。如果如期望的经采样的输入落入该窗内，则SAR ADC如在[6]中那样完成到SAR ADC的全分辨率的转换。然而，如果经采样的输入在该窗之外，则例如在瞬态电流斜坡期间，SARADC针对每个另外的时钟周期通过因数2扩大其搜索范围，并因此一旦找到该范围，则完成到较小的精度的转换。图4例示了需要额外的周期以得到范围内的采样电流的这种情况。
为了例示目的并且为了示出目前电路操作的功能性，图5和图6示出了发明的电路的不同的仿真方案。下表列出了一些重要的仿真参数。在以下仿真中，0.25Arms的等效输入噪声已被添加到电流感测信号。这是为了示出在包含实际噪声源的情况下的电路操作。
图5示出了在0A至60A的慢斜坡并且RANGE设置为3的情况下操作的电路，因此SARADC被允许用9个时钟而不是通常的16个时钟来完成其转换。能够从图中看出，估计器和数据相关ADC在输入端处将具有比已由噪声信号引入的误差高非常小的额外误差的输入电流进行转换。在这种情况下，针对慢的斜坡，经转换的电流对于具有0.25mArms的等效输入噪声的噪声源具有0.29mArms的西格玛。还能够从该图中看出，随着电流增加，估计器误差也增加，然而即使在一些情况下分辨率从11位减小到9位，转换精度也保持不变。
图6示出了在快的电流斜坡的情况下操作的电路。如从电流误差中的尖峰看到的，明显地电路在快的电流斜坡期间损失了精度，并且分辨率下降到了8位。图7放大了20A和40A处的静态误差，该误差仅为0.16A和0.44A。
图8示出了为减少模数转换所需的比较器17的必要数目与快闪式(flash)ADC 16结合使用经修改的观察器电路7的本发明的另一实施方式。因此，来自经修改的观察器电路7的估计8能够被用于减少用于转换电流信号的快闪式ADC 16中需要的比较器17的数目。常规快闪式ADC 16通常需要(2B-1)个比较器17，以实现B位分辨率的快闪式ADC。因为比较器所需的面积变得太大，这通常限制了这些ADC的分辨率。然而，因为仅需要测试估计的电流附近的水平，所以通过使用估计器，可以使用更少数目的比较器17完成转换。图8示出了仅利用32个比较器实现8位快闪式ADC的示例。明显地，这节省了223个比较器。比较器数目的减少取决于估计器的误差、要感测的电流的期望分辨率以及要感测的满量程(full scale)电流。
对于另一示例，如果应当实现0.25A的分辨率，估计器精确到+/-5A并且满量程范围是+/-40A，则针对具有估计器需要(2*5A/0.25)＝40个比较器。针对不具有估计器，需要(2*40A/0.25)＝320个比较器。因此，节省了280个比较器。
附图标记
1 数字辅助电流感测电路
2 放大器
3 输入缓冲期
4 输入信号
5 数字信号
51 数字信号-电流
52 数字信号-电压
6 模数转换器(ADC)
61 模数转换器(ADC)-电流部分
62 模数转换器(ADC)-电压部分
7 经修改的数字观察器电路
8 电感电流的估计
9 数字控制器
10 输入电压
11 输出电压
12 时钟周期、占空比
13 先前的电感电流
14 ADC的输入端
15 经修改的数字观察器电路的输出端
16 快闪式ADC
17 比较器
18 电感电流
181 电流感测路径1
182 电流感测路径2
19 所感测的电压
20 功率电感器
21 逐次逼近寄存器(SAR)ADC
22 滤波器

Claims (12)

1.一种用于在数字辅助电流感测电路(1)中使感测的信号数字化的方法，该方法包括以下步骤：产生与所感测的电感电流IL(18)对应的电压；放大并缓冲所述电压(19)，以创建将由模数转换器ADC(6)转换的输入信号，并且所述ADC使用由经修改的数字观察器电路(7)提供的所述电感电流的估计(8)作为用于模数转换的起始点。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，通过对跨功率电感器(20)的电压的I-V关系应用双线性变换从所述经修改的数字观察器电路(7)的控制器(9)中的已知的变量(10、11、12、13)来估计所述电感电流。
3.根据权利要求2所述的方法，其中，所述电感电流的估计IL,est(8)能够通过下面的I-V关系来计算：
I L , e s t [ n ] = 1 R L { V L [ n ] + V L [ n - 1 ] ( 1 + 2 L R L T s ) + I L , e s t [ n - 1 ] R L ( 2 L R L T s - 1 ) ( 1 + 2 L R L T s ) }
其中，VL为跨电感值为L并且直流电阻为RL的功率电感器(20)的电压，并且Ts是功率转换器切换频率。
4.根据权利要求1所述的方法，其中，所述ADC(6)是逐次逼近寄存器模数转换器SARADC，该SAR ADC针对所述模数转换使用经修改的数据相关算法。
5.根据权利要求4所述的方法，其中，所述经修改的数据相关算法包括：
使用4个时钟周期对所述输入信号进行采样；如果由所述数字观察器电路提供的所述电感电流的所述估计在最终结果的+/-2RANGElsb的范围内，则使用RANGE+2个附加的时钟周期用于完成所述模数转换。
6.根据权利要求5所述的方法，该方法还包括以下步骤：
如果经采样的输入落在所述范围内，则所述SAR ADC完成到所述SAR ADC的全分辨率的模数转换；
如果经采样的输入落在所述范围之外，则所述SAR ADC针对每个另外的时钟周期通过因数2扩大其搜索范围，并且一旦发现经采样的输入落在所述范围内，就完成到较小的精度的模数转换。
7.根据权利要求5所述的方法，其中，RANGE是基于估计器的预期误差和经采样的电感电流的噪声来设置的。
8.一种数字辅助电流感测电路，该数字辅助电流感测电路包括：用于产生与感测的电感电流IL(t)对应的电压的装置；用于放大所述电压的放大器(2)和用于对所述电压进行缓冲(3)的装置以创建将被转换为对应的数字信号(5)的输入信号(4)；用于将所述输入信号(4)转换为所述数字信号(5)的模数转换器ADC(6)；以及用于提供所述电感电流IL的估计(8)作为用于所述ADC(6)的模数转换的起始点的经修改的数字观察器电路(7)。
9.根据权利要求8所述的数字辅助电流感测电路，其中，所述经修改的数字观察器电路(7)包括控制器(9)，该控制器(9)设置有用于输入电压(10)、输出电压(11)、时钟周期(12)和先前的电感电流测量值(13)的输入端、以及连接到ADC(6)的输入端(14)以将所述电感电流的估计转发到所述ADC(6)的输出端(15)。
10.根据权利要求9所述的数字辅助电流感测电路，其中，所述ADC(6)是逐次逼近寄存器模数转换器SAR ADC。
11.根据权利要求9所述的数字辅助电流感测电路，其中，所述ADC(6)是快闪式模数转换器Flash ADC(16)。
12.根据权利要求9和11所述的数字辅助电流感测电路，其中，所述经修改的数字观察器电路(7)的所述输出端(15)连接到所述Flash ADC(16)的所述输入端(14)；其中，通过使用根据前面的权利要求所述的经修改的数字观察器电路来减少针对估计所需的比较器(17)的数目。
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