TW201642592A - 數位輔助電流感測電路及數位化感測信號方法 - Google Patents

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Abstract

本揭露內容與在數位輔助電流感測電路中數位化感測訊號的方法、使用所揭露的方法的數位輔助電流感測電路有關。用以實現簡單的方法以感測並將類比電流訊號轉換成數位訊號的本發明任務將藉由包括下述步驟的方法來解決： 產生相對應於感測電感器電流IL 的電壓；放大並緩衝電壓，以用於產生將被類比-數位轉換器（ADC）轉換的輸入訊號，且ADC 使用修飾數位觀測器電路提供的電感器電流的估計作為類比-數位轉換的起始點。該方法是由數位輔助電流感測電路所使用，數位輔助電流感測電路包括用於產生相對應於感測電感器電流IL （t）的電壓的裝置、用於放大的放大器以及用於緩衝電壓來產生要被轉換成相對應數位訊號的輸入訊號的裝置、用於將輸入訊號轉換成數位訊號的類比-數位轉換器（ADC）、以及用於提供電感器電流IL 的估計作為ADC的類比-數位轉換起始點的修飾數位觀測器電路。

Description

數位輔助電流感測電路及數位化感測信號方法
本揭露內容與用於在數位輔助電流感測電路中數位化感測訊號的方法有關。
本揭露內容也與使用所揭露方法的數位輔助電流感測電路有關。
電流感測電路是直流-直流轉換器中數位控制器的重要部分。有三個在電流感測電路中使用的廣泛測量方法，例如C. F. Lee、P. K. T. Mok等人在“A Monolithic Current-Mode CMOS DC – DC Converter With On-Chip Current-Sensing Technique”, vol. 39, no. 1, pp. 3–14, 2004中的感測場效電晶體、例如P. Midya、P. T. Krein與M. F. Greuel的“Sensorless Current Mode Control - An Observer-Based Technique for Dc-Dc Converters”, Trans. Power Electron., vol. 16, no. 4, pp. 522–526, 2001以及A. Kelly與K. Rinne的“Sensorless current-mode control of a digital dead-beat DC-DC converter”, Ninet. Annu. IEEE Appl. Power Electron. Conf. Expo. 2004. APEC ’04., vol. 3, pp. 1790–1795的無感測器觀測器電路、以及例如H. D. C. Dc、M. Supplies等人的“Lossless Current Sensing in Low-Voltage,” IEEE Trans. IDUSTRIAL Electron., vol. 47, no. 6, pp. 1249–1252, 2000的壓降測量技術。
當與數位功率控制器使用時，這些方法的每一個具有不同的優勢以及劣勢。感測場效電晶體需要功率場效電晶體與感測場效電晶體準確地匹配，且因而受限於需要數位功率控制器整合至與功率級相同的製程上，因為兩個電晶體必須經歷相同的作用，像是溫度、電壓、製程變異以及諸如此類，且因此必須在相同的晶片上製造，或在多晶片解決方案中需要使用具有所包括整合感測場效電晶體的功率級。 觀測器電路從例如輸入電壓、輸出電壓以及負載循環之類的已知變數合成電感器電流，但受苦於受限的準確度，其只可藉由調諧電路改進，例如藉由A. Prodic, Z. Lukic等人的“Self -Tuning Digital Current Estimator For Low-Power Switching Converters”, pp. 529–534, 2011。在壓降方法中，橫跨已知電阻的電壓被感測並用以產生電流。也難以設計這些電路，因為為了效率原因，所使用的電阻典型是小的，且因此必須以高準確度以及頻帶寬度來感測小電壓。
從上所述，可看到的是，沒有簡單的方法來感測並轉換電流訊號。用以簡化此轉換的任何方法具有很大的好處。
電流感測電路是直流-直流轉換器中數位控制器的重要部分。電流感測訊號IL 通常是小電壓 Vsense ，其必須以高解析度、準確度以及頻帶寬度被數位化。因此在這些電路中使用的類比-數位轉換器（ADC）難以設計，需要大量的矽面積，且消耗高電流。
所揭露的發明描述了一種藉由使用與電流感測路徑並聯的修飾數位觀測器電路以將感測訊號的估計提供至ADC來簡化電流感測 ADC設計的方法。取決於所使用的ADC構造，此估計允許ADC使用較少電流、具有較小的面積、或以較少的時間完成其轉換，並因此在這些電路的設計中提供了顯著的優勢。
本發明與在數位輔助電流感測電路中用於數位化感測訊號的方法有關，其包括下述步驟：產生相對應於感測電感器電流的電壓；放大並緩衝電壓，以用於產生將被類比-數位轉換器（ADC）轉換的輸入訊號，且ADC 使用修飾數位觀測器電路提供的電感器電流估計作為用於類比-數位轉換的起始點。藉由使用先前的ADC 測量來修飾數位觀測器電路，以計算目前估計。典型地，會使用先前的估計。但如後所描述，使用等式4而非等式3。
使用修飾數位觀測器電路以估計要被感測的電流。然後由電流感測 路徑中的ADC使用此估計，且這簡化了ADC的操作。
電感器電流是從例如輸入電壓、輸出電壓以及負載循環之類的已知變數來估計。因此可藉由無感測器數位電路來合成電感器電流。用以實現電感器電流估計的一個方法牽涉了將雙線性轉換應用至橫跨功率電感器的電壓的I-V關係，而估計是在修飾數位觀測器電路的控制器中進行。
可藉由下述I-V關係來計算電感器電流IL,est ：（1） 其中 VL 是橫跨電感值L以及 dc 電阻 RL 的功率電感器的電壓，且Ts 是功率轉換器切換頻率。
為了使上述等式實用，VL [n] 可在轉換器的一個切換週期上以橫跨電感器的平均電壓VL,ave [n]來取代。此電壓由下述來估計（2） 其中d[n]是第n個週期的負載循環，Vin 是取樣輸入電壓，以及 Vout 是取樣輸出電壓。這然後導致（3）
由於未知的寄生電阻，例如功率金屬氧化物半導體場效應電晶體 Rdson ，估計電流的準確度主要被VL,ave 的近似值中的錯誤所危害。這些錯誤造成估計電感器電流以及實際電感器電流分歧。為了預防這樣的分歧，以準確的電感器電流的先前adc 測量來取代先前的電感器電流估計。如果[n]是實際的時鐘週期，先前的電感器電流是在先前的時鐘週期 [n-1]中確定的電流。（4）
在本發明的一個實施例中，有利的是使用連續近似暫存器類比-數位轉換器（SAR ADC），SAR ADC對於類比-數位轉換使用修飾資料依賴演算法，而計算估計用以作為SAR ADC 轉換的起始點。
在輸入訊號具有高活動性的短週期以及低活動性的長週期的情況中，典型地使用資料依賴SAR ADC。在這些情況中，可藉由先前的adc 輸出充分地近似輸入訊號，且因此資料依賴連續近似演算法可用以較二元搜尋演算法獲更多益處。
修飾資料依賴演算法對於取樣輸入訊號使用4個時鐘週期（相對應於4個負載循環）。如果數位觀測器電路提供的電感器電流的估計在最後結果的+/-2範圍 lsbs （最後有效位元）的範圍內，則然後使用範圍+2個額外的時鐘週期用於完成類比-數位轉換。此演算法的目的是藉由使用觀測器電路提供的估計來降低每個轉換所需的時鐘週期數。如果估計是準確的，則ADC將轉換快速地完成至全解析度，然而，在估計不準確的例子中，例如在暫態電流斜坡期間，ADC降低其解析度，並將轉換完成至較低的準確度。
那意指，如果取樣輸入落在範圍內， SAR ADC將類比-數位轉換完成至SAR ADC的全解析度；如果取樣輸入在範圍之外，SAR ADC隨每個進一步的時鐘週期加寬其搜尋範圍2倍，且一旦找到取樣輸入所落入的範圍，類比-數位轉換被完成至較低的準確度。
變數範圍是基於估計器的預期錯誤以及取樣電感器電流的雜訊來設定。
本發明也與數位輔助電流感測電路有關，其包括用於產生相對應於感測電感器電流的電壓的裝置；用於放大的放大器以及用於緩衝電壓的裝置，以用於產生要被轉換成相對應數位訊號的輸入訊號；類比-數位轉換器（ADC），用於將輸入訊號轉換成數位訊號；以及修飾數位觀測器電路，用於提供電感器電流的估計作為ADC的類比-數位轉換的起始點。
修飾數位觀測器電路包括對輸入電壓、輸出電壓、時鐘週期以及先前的電感器電流測量提供輸入的控制器，以及連接至ADC的輸入的輸出，以用於將電感器電流的估計轉送至ADC。
在本發明的一個實施例中，ADC是連續近似暫存器類比-數位轉換器（SAR ADC）。
ADC也可為使用修飾數位觀測器電路的快閃式類比-數位轉換器（快閃式ADC），用於降低將類比訊號轉換成數位訊號所需的比較器的必要數目 。
相較於取代在傳統快閃ADC中典型所需的2B -1 個比較器以實現B位元解析度的轉換，藉由使用連接至快閃ADC的輸入的修飾數位觀測器電路，降低了比較器的數目。
第1圖示出了本發明的原理操作。根據本發明的方法藉由使用與電流感測路徑 18、181、182並聯的修飾數位觀測器電路7以將感測訊號的估計8提供給ADC 6，簡化了電流感測 ADC 6的設計。取決於所使用的ADC 構造 6、16、21，此估計8允許ADC使用較少的電流、具有較小的面積或以較少的時間完成其轉換，並因此在這些電路的設計中提供了顯著優勢。
第2圖示出了觀測器以及資料依賴 SAR ADC 21的第一範例。使用了修飾數位觀測器電路7以估計要被感測的電流8。此估計然後被電流感測路徑 181、182中的ADC 21使用，且這簡化了ADC 21的操作。第2圖示出了使用本發明的一個可能方法。在此圖中，示出了兩個電流感測路徑181、182。使用了由H. D. C. Dc、M. Supplies等人的“Lossless Current Sensing in Low-Voltage,” IEEE Trans. IDUSTRIAL Electron., vol. 47, no. 6, pp. 1249–1252, 2000描述的匹配濾波器電流感測方法22以產生訊號Vsense1 以及 Vsense2 19，如果正確地選擇了濾波器組件，Rf1 、Rf2 、Cf1 以及 Cf2 ，其為電感器電流IL1 以及 IL2 18的縮放版本。Vsense 1/2 訊號19然後被放大2並被緩衝3，以產生將被ADC轉換的訊號，Vin,adc 4。在此例子中使用的ADC是具有修飾連續近似演算法的資料依賴 SAR ADC 21，以利用由數位觀測器電路7提供的估計的優勢。電感器電流估計8以及資料依賴 SAR ADC之結合允許減少了ADC的轉換時間，且因此以比使用傳統二元搜尋演算法的SAR 還低許多的時鐘頻率運行的SAR ADC可用以將2個通道的電流感測訊號轉換成高解析度以及頻帶寬度。
下面更詳細地描述了修飾數位觀測器電路7的操作。
數位觀測器電路藉由從控制器9中的已知變數來估計電感器電流IL 來作用，例如輸入電壓 10、輸出電壓 11以及負載循環 12。因此電感器電流可由無感測器的數位電路合成。實現電感器電流的一個方法牽涉了將雙線性轉換應用至橫跨功率電感器L 的電壓的i-v 關係。這導致了下述等式（1）
其中VL 是橫跨電感值L以及 dc 電阻 RL 的功率電感器的電壓，Ts 是功率轉換器切換頻率，以及 IL,est 是估計電感器電流。為了使上述等式實用，我們在轉換器的一個切換週期上以橫跨電感器的平均電壓，VL,ave [n]，取代VL [n]。此電壓可藉由下述近似（2）
其中d[n]是第n個週期的負載循環，Vin 是取樣輸入電壓，以及 Vout 是取樣輸出電壓。這然後導致（3）
由於未知的寄生電阻，例如功率金屬氧化物半導體場效應電晶體 Rdson ，估計電流的準確度主要被VL,ave 的近似值中的錯誤所危害。這些錯誤造成估計電感器電流以及實際電感器電流分歧。為了預防這樣的分歧，以準確的電感器電流的先前adc 測量來取代先前的電感器電流估計。（4）
然後使用此估計作為SAR ADC 轉換的起始點。
下面更詳細地描述了修飾資料依賴 SAR ADC 轉換的操作。
在輸入訊號具有高活動性的短週期以及低活動性的長週期的情況中，典型地使用資料依賴SAR ADC。在這些情況中，可藉由先前的adc 輸出充分地近似輸入訊號，且因此資料依賴連續近似演算法可用以較二元搜尋演算法獲得更多益處。
在所提出的電流感測電路中，使用了具有修飾資料依賴演算法的SAR ADC 21。此演算法的目的是藉由使用觀測器電路7所提供的估計8來減少每個轉換所需的時鐘週期數。如果估計8是準確的，則ADC 21快速地完成至全解析度的轉換，然而在其中估計不準確的例子中，例如在暫態電流斜坡期間，ADC降低其解析度，並完成至較低的準確度的轉換。以此方式，具有低頻率時鐘的一個ADC可用以在當感測電流是靜態時將2個電流感測通道的電流數位化成高解析度。
為了詳細解釋演算法如何作用，使用了12位元的SAR ADC。如果使用4個循環用於輸入取樣，且使用另外12個循環用於12位元轉換，這樣的ADC正常會花費16個時鐘週期來完成至12位元準確度的其轉換。然而，如果觀測器電路所提供的估計在最後結果的+/-2範圍 lsbs內，使用修飾演算法，除了取樣階段之外，只需要（範圍+2）個額外的時鐘以完成至12位元準確度的轉換。範圍是基於估計器的預期錯誤以及取樣電流的雜訊來設定。參見第3圖中所示的範例轉換，範圍是設定成3。在輸入取樣之後的2個循環中(範圍1以及範圍2)，確定輸入電壓是否在預期範圍中。在範圍1循環期間，ADC確定取樣輸入是否高於或低於估計值。如果例如在範圍1期間估計是高的，ADC則在範圍2期間比較輸入與IL,est [n] - 2範圍 lsbs。如果如預期的，取樣輸入落在此窗內，SAR ADC完成至如[6]中的SAR ADC的全解析度的轉換。然而如果取樣輸入在此窗之外，例如在暫態電流斜坡期間，SAR ADC隨每個進一步的時鐘週期加寬其搜尋範圍2倍，並因此一旦找到範圍，轉換被完成至較低的準確度。第4圖示例了需要額外的循環以得到在範圍內的取樣電流的此情況。
為了示例的目的且為了示出本電路操作的功能性，第5圖以及第 6圖示出了具創造性電路的不同模擬方案。下表列出了一些重要的模擬參數。在下述模擬中，0.25 Arms的相等輸入雜訊已被加至電流感測訊號。這是為了示出具有所包括實際雜訊來源的電路操作。
第5圖示出了以慢0A至60A 斜坡以及範圍設成3操作的電路，所以SAR ADC被允許了9個時鐘以完成其轉換而非通常的16個。可從標繪圖中所看見的是，估計器以及資料依賴 ADC在輸入在已由雜訊訊號導入的錯誤之上以非常少的額外錯誤轉換輸入電流。在用於慢斜坡的此例子中，轉換電流具有雜訊源的0.29mArms的Σ(sigma)(具有0.25mArms的相等輸入雜訊)。也可從此標繪圖看見的是，隨著電流增加，估計器錯誤也增加，但轉換準確度維持固定，即使在一些例子中，解析度從11減少至9位元。
第6圖示出了以快電流斜坡操作的電路。清楚地，如同從電流錯誤中的峰值以及解析度掉落到8位元看到的，電路在快電流斜坡期間損失了準確度。第7圖在20A以及 40A 的靜態錯誤上放大，錯誤只有0.16A以及 0.44A。
第8圖示出了使用修飾觀測器電路7結合快閃ADC 16的本發明另一個實施例，以用於減少類比-數位轉換所需的比較器17的必要數目。因此，來自修飾數位觀測器7的估計8可用以減少用以轉換電流訊號的快閃ADC 16中所需的比較器 17的數目。傳統的快閃ADC 16 典型地需要（2B -1）個比較器 17以實現B 位元解析度的快閃ADC。這通常限制了這種ADC的解析度，因為比較器所需的面積變得太大。然而，使用估計器，可使用少很多的比較器 17以完成轉換1因為只需要測試大約估計電流的程度。第8圖示出了只以32個比較器實現8位元快閃ADC的範例。清楚地，這節省了223個比較器。比較器數目的減少取決於估計器的錯誤、將要感測的電流的想要解析度以及將要感測的全尺度電流。
對於另一個範例，如果應達成0.25A 解析度，且估計器準確至+/-5A，且全尺度範圍為+/- 40A。則具有估計器時需要（2*5A/0.25）= 40個比較器。沒有估計器，需要（2*40A/0.25）= 320個比較器。因此，節省了280個比較器。
1‧‧‧數位輔助電流感測電路
2‧‧‧放大器
3‧‧‧輸入緩衝器
4‧‧‧輸入訊號
5‧‧‧數位訊號
6‧‧‧類比-數位轉換器（ADC）
7‧‧‧修飾數位觀測器電路
8‧‧‧電感器電流的估計
9‧‧‧數位控制器
10‧‧‧輸入電壓
11‧‧‧輸出電壓
12‧‧‧時鐘週期、負載循環
13‧‧‧先前的電感器電流
14‧‧‧ADC的輸入
15‧‧‧修飾數位觀測器電路的輸出
16‧‧‧快閃ADC
17‧‧‧比較器
18‧‧‧電感器電流
19‧‧‧感測電壓
20‧‧‧功率電感器
21‧‧‧連續近似暫存器（SAR）ADC
22‧‧‧濾波器
51‧‧‧數位訊號-電流
52‧‧‧數位訊號-電壓
61‧‧‧類比-數位轉換器（ADC）–電流部分
62‧‧‧類比-數位轉換器（ADC）–電壓部分
181‧‧‧電流感測路徑
1182‧‧‧電流感測路徑2
將參照所附圖式，其中： 第1圖 示出了本發明的區塊圖； 第2圖 示出了電流感測電路的區塊圖； 第3圖 示出了具有在範圍內的估計的SAR ADC 操作，其中範圍(RANGE) = 3； 第4圖 示出了具有在範圍外的估計的SAR ADC 操作，其中範圍 = 3； 第5圖 示出了具有從0 A至60 A的慢輸入斜坡的電路操作，其具有範圍 = 3，對於Ini,eq = 0.25 Arms ，Ierr = 0.29 mArms； 第6圖 示出了在10 A/µS下、具有從20 A至40 A的快電流斜坡的電路操作，其具有範圍 = 3，對於Ini,eq = 0.25 Arms ，Ierr = 0.329 mArms； 第7圖 示出了在10 A/µS下、具有從20 A至40 A的快電流斜坡的電路操作，其具有範圍 = 3，Ierr,40A = 0.44 A，Ierr,20A = 0.16 A； 第8圖 示出了使用具創造性修飾數位觀測器電路結合快閃ADC的本發明的另一個實施例。
1‧‧‧數位輔助電流感測電路
7‧‧‧修飾數位觀測器電路
8‧‧‧電感器電流的估計
9‧‧‧數位控制器
10‧‧‧輸入電壓
11‧‧‧輸出電壓
12‧‧‧時鐘週期、負載循環
13‧‧‧先前的電感器電流
14‧‧‧ADC的輸入
15‧‧‧修飾數位觀測器電路的輸出
18‧‧‧電感器電流
19‧‧‧感測電壓
20‧‧‧功率電感器
51‧‧‧數位訊號-電流
52‧‧‧數位訊號-電壓
61‧‧‧類比-數位轉換器(ADC)-電流部分
62‧‧‧類比-數位轉換器(ADC)-電壓部分

Claims (12)

  1. 用於在一數位輔助 電流感測電路中數位化一感測訊號的方法，該方法包括：產生相對應於一感測電感器電流IL 的一電壓；放大以及緩衝該電壓，以用於產生將由一類比-數位轉換器（ADC）轉換的一輸入訊號，且該ADC使用一修飾數位觀測器電路提供的該電感器電流的一估計作為一類比-數位轉換的一起始點。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中該電感器電流是從該修飾數位觀測器電路的一控制器中的已知變數，藉由將一雙線性轉換應用至橫跨 一功率電感器的一電壓的一I-V關係來估計。
  3. 如申請專利範圍第2項所述的方法，其中該電感器電流的該估計IL,est 可藉由下述I-V關係來計算：其中VL 是橫跨電感值L以及 dc 電阻 RL 的該功率電感器的電壓，且Ts 是該功率轉換器切換頻率。
  4. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中該ADC是使用用於該類比-數位轉換之一修飾資料依賴演算法該類比-數位轉換的一連續近似暫存器類比-數位轉換器（SAR ADC）。
  5. 如申請專利範圍第4項所述的方法，其中該修飾資料依賴演算法包括： 使用4個時鐘週期用於取樣該輸入訊號；如果該數位觀測器電路提供的該電感器電流的該估計在該最後結果的+/-2範圍 lsbs的一範圍內，則使用範圍 +2個額外的時鐘週期用於完成該類比-數位轉換。
  6. 如申請專利範圍第5項所述的方法，該方法包括：如果該取樣輸入落在該範圍內，該SAR ADC完成至該SAR ADC的該全解析度的該類比-數位轉換；如果該取樣輸入在該範圍之外，該SAR ADC隨每個進一步的時鐘週期加寬其搜尋範圍2倍，且一旦找到該取樣輸入落入所在的該範圍，至較低的準確度之該類比-數位轉換被完成。
  7. 如申請專利範圍第5項所述的方法，其中範圍是基於該估計器的一預期錯誤以及該取樣電感器電流的雜訊來設定。
  8. 數位輔助電流感測電路，包括：用於產生相對應於一感測電感器電流IL （t）的一電壓的裝置；用於放大的放大器以及用於緩衝該電壓來產生要被轉換成一相對應數位訊號的一輸入訊號的裝置；用於將該輸入訊號轉換成該數位訊號的一類比-數位轉換器（ADC）；以及用於提供該電感器電流IL 的一估計作為該ADC的該類比-數位轉換的一起始點的一修飾數位觀測器電路。
  9. 如申請專利範圍第8項所述的數位輔助電流感測電路，其中該修飾數位觀測器電路包括提供一輸入電壓、一輸出電壓、一時鐘週期以及 一先前的電感器電流測量的輸入的一控制器，以及連接至該ADC的一輸入的一輸出，以用於將該電感器電流的一估計轉送至該ADC。
  10. 如申請專利範圍第9項所述的數位輔助電流感測電路，其中該ADC是一連續近似暫存器類比-數位轉換器（SAR ADC）。
  11. 如申請專利範圍第9項所述的數位輔助電流感測電路，其中該ADC是一快閃類比-數位轉換器（快閃ADC）。
  12. 如申請專利範圍第9項以及第 11項所述的數位輔助電流感測電路，其中該修飾數位觀測器電路的該輸出連接至該快閃ADC的該輸入；其中藉由使用根據前述申請專利範圍所述的修飾數位觀測器電路來減少該估計所需的比較器的一數目。
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