CN106059339A - 电源转换器以及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种电源转换器以及其控制方法。电源转换器包括变压器、同步整流器以及控制电路。变压器的一次侧接收输入电压，变压器的二次侧产生感测信号。同步整流器耦接于变压器的二次侧。控制电路接收感测信号并检测其变化斜率，并据以产生控制信号来控制同步整流器进行截止，以于所述电源转换器输出电压。本发明提供的电源转换器以及其控制方法可达到降低功率损失的功效。

Description

电源转换器以及其控制方法
技术领域
本发明涉及一种电源转换技术，尤其涉及一种以反驰式架构为基础(flyback-based)且具备同步整流器(synchronous rectifier，SR)的电源转换器及其控制方法。
背景技术
电源转换装置(power conversion apparatus)主要的用途乃是将高压且未经调节的输入电压转换成适合各种电子装置(electronic device)使用的低压且稳定性较佳的输出电压。因此，电源转换装置广泛地应用在电脑、办公室自动化设备、工业控制设备以及通信设备等电子装置中。
在各种电源转换器中，返驰(flyback)式电源转换器是很常见的一种。反驰式电源转换器的主要部分是具有一次绕组和次级绕组的变压器。通常在变压器的二次侧可配置有同步整流器。通过对同步整流器的控制，可将变压器的二次侧电路进行导通(turned on)或截止(turned off)，以基于楞次定律(Lenz's law)适当地将储存于一次绕组的能量转换为电流来对变压器二次侧的输出电容充电，从而产生稳定的输出电压。
因此，如何对同步整流器进行适当地控制，以降低电源转换的功率损失，实为此本领域技术人员所关注的重点之一。
发明内容
本发明提出一种电源转换器。所述电源转换器包括变压器、同步整流器以及控制电路。所述变压器的一次侧(primary side)接收输入电压，所述变压器的二次侧(secondaryside)产生感测信号。所述同步整流器耦接于变压器的二次侧。所述控制电路耦接变压器的二次侧及同步整流器，且接收感测信号并检测其变化斜率，并据以产生控制信号来控制同步整流器进行截止，以于所述电源转换器调整输出电压。
本发明提出一种用于电源转换器的控制方法，其中所述电源转换器包括变压器及同步整流器。所述控制方法包括下述步骤。接收感测信号，所述感测信号依据所述变压器的一次侧所接收的输入电压而在所述变压器的二次侧产生。检测所述感测信号的变化斜率。以及，产生控制信号来控制同步整流器进行截止，以于所述电源转换器调整输出电压。
为让本发明的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，并配合附图作详细说明如下。
附图说明
图1显示说明根据本发明的一实施例的电源转换器的方框示意图；
图2显示说明根据本发明的一实施例的电源转换器的电路示意图；
图3显示说明根据本发明的一实施例的电源转换器的信号时序图；
图4显示说明根据本发明的一实施例的电源转换器的电路示意图；
图5显示说明根据本发明的一实施例的电源转换器的信号时序图；
图6显示说明根据本发明的一实施例的控制电路的电路示意图；
图7显示说明根据本发明的一实施例的电源转换器的信号时序图；
图8显示说明根据本发明的一实施例的一种用于电源转换器的控制方法的流程图。
附图标记：
100、200、400：电源转换器；
300、310、500、510、520、700：时序图；
110、210、410：变压器；
120、220、420：开关单元；
130、230、430：同步整流器；
140、240、440、600：控制电路；
250、605、606：放大器；
601、602、603、604：开关；
607、608、609：比较器；
610、611：反相器；
612、613：重置开关；
S810、S820、S830：步骤；
VIN：输入电压；
VO：输出电压；
Np：主线圈；
Ns：次线圈；
SW：切换信号；
SSEC：感测信号；
SSR：控制信号；
SD：判断信号；
VGND：接地电压；
CBULK、CSN、CW、CO、C1～C4：电容；
RSN、RW、RCS、RES、RLOAD：电阻；
DSN、DSR：二极管；
Lm：电感；
IP：一次侧电流；
IS：二次侧电流；
ISEC、I1、I2：感测电流；
IPEAK：峰值；
Q1、Q2：电晶体；
H：高逻辑电平；
L：低逻辑电平；
TS：时间周期；
TON：储能期间；
TDIS：放电期间；
Td：延迟期间；
t：时间；
T1～T3：时间点；
ΔT1～ΔT3：时间差；
VSEC、V1、V2、V1’～V3’：感测电压；
kV1’：放大k倍的感测电压；
(k+1)V2’：放大(k+1)倍的感测电压；
S1～S4：开关信号；
PZ：零点。
具体实施方式
为了降低无谓的电力消耗，本发明实施例提供一种电源转换器，可通过计算于变压器二次侧所提供的感测信号(例如，感测电流或感测电压)的变化斜率，来精确地判断变压器二次侧电流的过零点(zero crossing point)。藉此，可达到降低功率损失的功效。本发明实施例亦题中用于所述电源转换器的控制方法。
图1显示说明根据本发明之一实施例的电源转换器的方框示意图。请参照图1，电源转换器100例如以反驰式架构为基础(flyback-based)的电源转换装置，其包括变压器110、开关单元120、同步整流器130以及控制电路140。变压器110一次侧的同名端(common-polarity terminal)接收输入电压VIN。开关单元120例如为N型功率开关(N-type powerswitch)。开关单元120的第一端耦接变压器110一次侧的异名端(opposite-polarityterminal)，开关单元120的第二端耦接接地电压VGND，而开关单元120的控制端则用以接收例如为脉宽调变信号的切换信号SW。变压器110二次侧的同名端可提供感测信号SSEC。感测信号SSEC例如是可线性反应变压器110二次侧所产生的电流或电压的信号。例如，感测信号SSEC可以是变压器110的二次侧的电感电流，或是，感测信号SSEC可以是同步整流器130的漏极电压。同步整流器130耦接于变压器110的二次侧的同名端与接地电压VGND之间。控制电路140耦接变压器110的二次侧的同名端及同步整流器130。控制电路140可接收感测信号SSEC并检测感测信号SSEC的变化斜率，并据以产生控制信号SSR来控制同步整流器130进行导通与截止。藉此，经由开关单元120与同步整流器130的互相搭配，可于变压器110的二次侧的异名端产生或调整电源转换器100的输出电压VO。
详细而言，在电源转换器100处于正常运作下，开关单元120会反应于切换信号SW交替地进行导通与截止而使电源转换器100持续地供应输出电压VO，以满足电源供应的需求。当开关单元120反应于切换信号SW而导通时，输入电压VIN会跨接于变压器110一次侧的主线圈Np，以至于变压器110的主线圈Np的电感电流会线性增加而进行储能。与此同时，控制电路140可通过控制信号SSR来控制同步整流器130截止，使得变压器110的二次侧无电流流通。
当开关单元120反应于切换信号SW而截止时，基于楞次定律(Lenz's law)，变压器110一次侧的主线圈Np所储存的能量会转移至变压器110二次侧的次线圈Ns。与此同时，控制电路140可通过控制信号SSR来控制同步整流器130导通，使得转移至变压器110的次线圈Ns的能量可转化为二次侧电流IS来对电源转换器100的输出电容进行充电，从而供应稳定的输出电压VO。
并且，随着线圈所储存的能量逐渐减少，二次侧电流IS会以固定斜率渐渐降低，导致感测信号SSEC也会以与二次侧电流IS不同的固定斜率渐渐降低。本实施例的感测信号SSEC可以为变压器110的二次侧的电感电流(即，感测电流ISEC)。由于感测电流ISEC与二次侧电流IS会同时到达过零点，控制电路140可通过检测感测信号SSEC的变化斜率判断变压器110的二次侧电流IS到达过零点(等同于感测信号SSEC到达过零点)的时间。据此，控制电路140可精确地在变压器110的二次侧电流IS到达过零点时将同步整流器130截止，以降低功率损失。
在一实施例中感测信号可例如为将二次侧电流通过放大器进行放大所产生的感测电流。控制电路可依据感测电流的变化斜率来判断变压器二次侧电流到达过零点的时间，以精确地在过零点将同步整流器截止。举例来说，图2显示说明根据本发明的一实施例的电源转换器的电路示意图。请参照图2，电源转换器200例如以反驰式架构为基础，包括变压器210、开关单元220、同步整流器230、控制电路240以及放大器250。在变压器210的一次侧还包括电容CBulk、电阻RSN、电容CSN、二极管DSN、电感Lm以及电阻RCS。在变压器210的二次侧还包括电阻RES、输出电容CO。在本实施例中，开关单元220包括电晶体Q1、电阻RW以及电容CW。同步整流器230包括电晶体Q2以及二极管DSR。电源转换器200可接收输入电压VIN并在变压器210的一次侧产生一次侧电流IP。并且，经由将开关单元220交替地导通与截止，以及通过控制电路240控制同步整流器230进行对应地导通与截止，在变压器210的二次侧可产生二次侧电流IS而对输出电容CO进行充电。藉此提供输出电压VO至负载(负载电阻RLOAD)。
此外，放大器250可例如为具有电流镜功能的电路而依照控制电路240的需求将二次侧电流IS放大N倍而形成感测电流ISEC(ISEC＝N*IS，N例如为大于或等于1的正整数)。由于感测电流ISEC与二次侧电流IS为等比例关系，两者会同时到达过零点，控制电路240可通过检测感测电流ISEC的变化斜率计算出感测电流ISEC与二次侧电流IS从特定时间点距离过零点的时间间隔。
图3显示说明根据本发明的一实施例的电源转换器的信号时序图。请参照图3，在上方的时序图300中，显示了切换信号SW与控制信号SSR的时序波形。时序图300的纵轴为切换信号SW与控制信号SSR的逻辑电平。在下方的时序图310中，显示了一次侧电流IP与感测电流ISEC的时序波形。时序图310的纵轴为一次侧电流IP与感测电流ISEC的电流值。其中，时序图300、时序图310的横轴为同步的时间t，以下即配合图3举例说明图2中控制电路240的动作。
请同时参照图2及图3，电源转换器200可以时间周期TS为周期调整切换信号SW来将开关单元220交替地导通与截止。并且，电源转换器200可通过控制电路240检测感测电流ISEC的变化斜率，以即时在变压器210的二次侧电流IS到达过零点PZ时将同步整流器230截止。于图3中的储能期间TON内，如时序图300所示，切换信号SW为高逻辑电平H，控制信号SSR为低逻辑电平L。也就是说，在储能期间TON内，电源转换器200可通过切换信号Sw将开关单元220中的电晶体Q1导通。同时，控制电路240会通过控制信号SSR来将同步整流器中230的电晶体Q2截止。此时，在图2中，二次侧电流IS会因电晶体Q2截止而为零(或近似于零)，使得接收输入电压VIN的变压器110的主线圈Np可进行储能。因此，如时序图310所示，在储能期间TON内，通过变压器210之主线圈Np的一次侧电流IP会逐渐线性上升至峰值Ipeak。
接着在放电期间TDIS内，如时序图300所示，切换信号SW为低逻辑电平L，控制信号SSR则会于延迟期间Td之后变为高逻辑电平H。也就是说，在放电期间TDIS内，电源转换器200可通过切换信号SW将开关单元220中的电晶体Q1截止。同时，控制电路240会于延迟期间Td之后通过控制信号SSR来将同步整流器中230的电晶体Q2导通。此时，在图2中，一次侧电流IP会因电晶体Q1截止而为零(或近似于零)，使得在储能期间TON变压器110的主线圈Np所储存的能量会转移至变压器110二次侧的次线圈Ns进行放电，并产生二次侧电流IS。在同步整流器中230的电晶体Q2导通前延迟期间Td的期间，二次侧电流IS可通过同步整流器中230中的二极管DSR而流通，而在同步整流器中230的电晶体Q2导通后，二次侧电流IS可通过电晶体Q2而流通。并且，随着线圈所储存的能量逐渐减少，二次侧电流IS会以固定的斜率下降至零。
并且，在放电期间TDIS内，控制电路240可分别依据第一时间点T1的感测电流I1与第二时间点T2的感测电流I2以及第一时间点T1与第二时间点T2的时间差ΔT1(ΔT1＝T1-T2)来计算感测电流ISEC的变化斜率。由于感测电流ISEC与二次侧电流IS会同时到达过零点PZ，控制电路240可依据感测电流ISEC的变化斜率计算出第二时间点T2距离感测电流ISEC与二次侧电流IS到达过零点PZ的时间差ΔT2，以精确地在二次侧电流IS的过零点PZ通过将控制信号SSR调整为低逻辑电平L来将同步整流器230的电晶体Q2截止。
更详细来说，经由将在放电期间TDIS内二次侧电流IS的下降变化斜率ISEC_SLOPE结合第一时间点T1的二次侧电流IS1以及第二时间点T2的二次侧电流IS2进行推导，可完成下述公式(1)：
请同时参照图3及公式(1)。放大器260所产生的增益N可在公式推导中抵消，且过零点PZ的感测电流IP为零。因此，控制电路240可通过公式(1)可计算出第二时间点T2距离过零点PZ的时间差ΔT2，进而掌握过零点PZ的时间。据此，控制电路240即可在变压器210的二次侧电流IS到达过零点PZ时立即将控制信号SSR调整为低逻辑电平L来将同步整流器230的电晶体Q2截止。藉此，达到减少功率损失的功效。
在一实施例中感测信号可例如为在变压器二次侧同名端所产生的感测电压。控制电路可依据感测电压的变化斜率来判断变压器二次侧电流到达过零点的时间，以精确地在过零点将同步整流器截止。举例来说，图4显示说明根据本发明的一实施例的电源转换器的电路示意图。请参照图4，电源转换器400例如以反驰式架构为基础，包括变压器410、开关单元420、同步整流器430以及控制电路440。在变压器410的一次侧还包括电容CBulk、电阻RSN、电容CSN、二极管DSN、电感Lm以及电阻RCS。在变压器410的二次侧还包括电阻RES、输出电容CO。在本实施例中，开关单元420包括电晶体Q1、电阻RW以及电容CW。同步整流器430包括电晶体Q2以及二极管DSR。上述部分构件与前述实施例相同或相似，故其详细内容在此不再赘述。
本实施例的感测信号SSEC可以为同步整流器130的漏极电压(即，感测电压VSEC)。与前述实施例不同的是，由于变压器410二次侧同名端所产生的感测电压VSEC与二次侧电流IS为等比例关系，两者会同时到达过零点，控制电路440可通过检测感测电压VSEC的变化斜率计算出二次侧电流IS从特定时间点距离过零点的时间间隔。
图5显示说明根据本发明之一实施例的电源转换器的信号时序图。请参照图5，在上方的时序图500中，显示了切换信号SW与控制信号SSR的时序波形。时序图500的纵轴为切换信号SW与控制信号SSR的逻辑电平。在中间的时序图510中，显示了一次侧电流IP与二次侧电流IS的时序波形。时序图510的纵轴为一次侧电流IP与二次侧电流IS的电流值。在下方的时序图520中，显示了感测电压VSEC的时序波形。时序图520的纵轴为感测电压VSEC的电压值。其中，时序图500、时序图510、时序图520的横轴为同步的时间t，以下即配合图5举例说明图4中控制电路440的动作。
请同时参照图4及图5，电源转换器400可以时间周期TS为周期调整切换信号SW来将开关单元420交替地导通与截止。并且，电源转换器400可通过控制电路440检测感测电压VSEC的变化斜率，以即时在电压器410的二次侧电流IS到达过零点PZ时将同步整流器430截止。于图5中的储能期间TON内，如时序图500所示，切换信号SW为高逻辑电平H，控制信号SSR为低逻辑电平L。也就是说，在储能期间TON内，电源转换器400可通过切换信号Sw将开关单元420中的电晶体Q1导通。同时，控制电路440会通过控制信号SSR来将同步整流器中430的电晶体Q2截止。此时，在图4中，二次侧电流IS会因电晶体Q2截止而为零(或近似于零)，使得接收输入电压VIN的变压器410的主线圈Np可进行储能。因此，如时序图510所示，在储能期间TON内，通过变压器110的主线圈Np的一次侧电流IP会逐渐线性上升至峰值Ipeak。
接着在放电期间TDIS内，如时序图500所示，切换信号SW为低逻辑电平L，控制信号SSR则会于延迟期间Td之后变为高逻辑电平H。也就是说，在放电期间TDIS内，电源转换器500可通过切换信号SW将开关单元220中的电晶体Q1截止。同时，控制电路540会于延迟期间Td之后通过控制信号SSR来将同步整流器中530的电晶体Q2导通。此时，在图4中，一次侧电流IP会因电晶体Q1截止而为零(或近似于零)，使得在储能期间TON变压器110的主线圈Np所储存的能量会转移至变压器410二次侧的次线圈Ns进行放电，并产生二次侧电流IS。并且，如时序图510所示，随着线圈所储存的能量逐渐减少，二次侧电流IS会以固定的斜率下降至零。
并且，在放电期间TDIS内，控制电路440可分别依据第一时间点T1的感测电压V1与第二时间点T2的感测电压V2以及第一时间点T1与第二时间点T2的时间差ΔT1(ΔT1＝T1-T2)来计算感测电压VSEC的变化斜率。如时序图510与时序图520所示，由于感测电压VSEC与二次侧电流IS会同时到达过零点PZ，控制电路440可依据感测电压VSEC的变化斜率计算出第二时间点T2距离感测电压VSEC与二次侧电流IS到达过零点PZ的时间差ΔT2，以精确地在二次侧电流IS的过零点PZ通过将控制信号SSR调整为低逻辑电平L来将同步整流器430的电晶体Q2截止。
更详细来说，经由将放电期间TDIS内感测电压VSEC的下降变化斜率VSEC_SLOPE结合第一时间点T1的感测电压V1以及第二时间点T2的感测电压V2进行推导，可完成下述公式(2)：
请同时参照图5及公式(2)。同步整流器430所造成等效电阻RSR可在公式推导中抵消，且过零点PZ的感测电压VP为零。因此，控制电路440可通过公式(2)可计算出第二时间点T2与过零点PZ的时间差ΔT2，进而掌握过零点PZ的时间。据此，控制电路440即可在变压器410的二次侧电流IS到达过零点PZ时立即将控制信号SSR调整为低逻辑电平L来将同步整流器230的电晶体Q2截止。藉此，达到减少功率损失的功效。
图6显示说明根据本发明的一实施例的控制电路的电路示意图。请参照图6，控制电路600包括第一开关601、第二开关602、第三开关603、第四开关604、第一放大器605、第二放大器606、第一比较器607、第二比较器608、第三比较器609、电容C1～C4、第一反相器610、第二反相器611、第一重置开关612以及第二重置开关613。第一反相器610与第二反相器611的输入端接收感测电压VSEC，第一反相器610与第二反相器611的输出端输出反相后的感测电压VSEC’。第一开关601的第一端接收感测电压VSEC’，而第一开关601的控制端耦接第一开关信号S1。第一放大器605的输入端耦接第一开关601的第二端，并以增益k+1(k为大于等于1的正整数)放大感测电压VSEC’。第二开关602的第一端接收感测电压VSEC’，而第二开关602的控制端耦接一第二开关信号S2。第二放大器606的输入端耦接第二开关602的第二端，并以增益k放大感测电压VSEC’。第一比较器607的非反相输入端耦接第一放大器605的输出端，第一比较器607的反相输入端耦接第二放大器606的输出端。第三开关603的第一端耦接第一比较器607的输出端。第二比较器608的非反相输入端耦接第二开关602的第二端，第二比较器608的反相输入端耦接第一开关601的第二端。第四开关604的第一端端耦接第二比较器608的输出端。第三比较器609的非反相输入端耦接第三开关603的第二端，第三比较器609的反相输入端耦接第四开关604的第二端。电容C1～C4分别耦接于第一开关601～第四开关604的第二端与接地电压VGND之间。第一重置开关612以及第二重置开关613则分别耦接于第三开关603以及第四开关604的输出端与接地电压VGND之间以受控于重置信号而将电容C3及电容C4进行放电来对控制电路600进行重置。
图7显示说明根据本发明的一实施例的控制电路的信号时序图。请参照图7，在上方的时序图700中，显示了当进入放电期间TDIS内感测电压VSEC的电压绝对值│VSEC│的时序波形。时序图700的纵轴为感测电压VSEC的绝对值，时序图700的横轴为时间t。图7的下方则同步于时序图700横轴的时间t而显示开关信号S1～S4的时序波形。以下即配合图7举例说明图6中控制电路600的动作。
在时序图700中，电压绝对值│VSEC│在进入放电期间TDIS会逐渐下降至过零点PZ。如图7所示，控制电路600在第一时间点T1会产生作为脉冲信号的第二开关信号S2，以导通第二开关602。并且，负相的感测电压VSEC可通过第二反相器611产生正相的电流来对电容C2进行充电，以在第二放大器606的输入端以及第二比较器608的非反相输入端产生正相的感测电压V1’。此时，放大器606可将感测电压V1’放大k倍(kV1’)而提供至第一比较器607的反相输入端。
接着，控制电路600在第二时间点T2会产生作为脉冲信号的第一开关信号S1，以导通第一开关601。并且，负相的感测电压VSEC可通过第一反相器610产生正相的电流来对电容C1进行充电，以在第一放大器605的输入端以及第二比较器608的反相输入端产生正相的感测电压V2’。此时，放大器605可将感测电压V2’放大k+1倍((k+1)V2’)而提供至第一比较器607的非反相输入端。
并且，在稍晚于第二时间点T2之后，控制电路600可通过将开关信号S3调整为高逻辑电平以将第三开关603导通持续时间差ΔT1(ΔT1＝T1-T2)的时间。此时，第一比较器607可依据由非反相输入端所接收的感测电压((k+1)V2’)以及由反相输入端所接收的感测电压(kV1’)，而在输出端转换成Gm[(k+1)V2’-kV1’]的感测电流，并对电容C3进行充电。
之后，在第三时间点T3，控制电路600可将第二时间点T2的感测电压V2’减去电压绝对值│VSEC│在经过了时间差ΔT1的下降量(V1’-V2’)而得到感测电压V3’(2V2’-V1’)。并且，控制电路600可将开关信号S3调整为低逻辑电平以将导通了时间差ΔT1的时间的第三开关603截止。此时，第三比较器609的非反相输入端具有ΔT1*{Gm[(k+1)V2’-kV1’]}/C3的电压。并且，控制电路600可在第三时间点T3通过将开关信号S4调整为高逻辑电平而开始将第四开关604导通，第三比较器609的反相输入端即具有ΔT3*[Gm(V1’-V2’)]/C4的电压。其中，时间差ΔT3是第四开关604导通的时间。在将电容C3与电容C4的电容值设为相同，且k＝1的情况下，当随着第四开关604导通的时间差ΔT3持续增加而满足ΔT3*(V1’-V2’)＝ΔT1*(2V2’-V1’)＝ΔT1*V3’时，第三比较器609的输出端所产生的判断信号SD会例如由高逻辑电平变为低逻辑电平来使控制电路600获得图7中时间差ΔT3的时间长度，且可达成下述公式(3)：
控制电路600即可将所测得的开关信号S4变为高逻辑电平与判断信号SD变为低逻辑电平的时间间隔作为时间差ΔT3，而在第三时间点T3计算出第三时间点T3距离过零点PZ的时间差ΔT3，进而掌握过零点PZ的时间。据此，控制电路600即可在二次侧电流IS到达过零点PZ时立即将同步整流器截止。藉此，达到减少功率损失的功效。
图8显示说明根据本发明的一实施例的一种用于电源转换器的控制方法的流程图。电源转换器包括变压器及同步整流器，且所述控制方法藉由控制电路来实现。所述控制方法包括下列步骤。于步骤S810中，控制电路接收依据变压器的一次侧所接收的输入电压而在所述变压器的二次侧所产生的感测信号。于步骤S820中，所述控制电路检测检测所述感测信号的变化斜率。于步骤S830中，所述控制电路产生控制信号来控制同步整流器进行截止，以于电源转换器调整输出电压。
虽然本发明已以实施例揭示如上，然其并非用以限定本发明，任何所属技术领域中普通技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更改与润饰，均在本发明范围内。

Claims (10)

1.一种电源转换器，其特征在于，包括：
变压器，其一次侧接收输入电压，其二次侧产生感测信号；
同步整流器，耦接所述变压器的所述二次侧；以及
控制电路，耦接所述变压器的所述二次侧及所述同步整流器，接收所述感测信号并检测其变化斜率，并据以产生控制信号来控制所述同步整流器进行截止，以于所述电源转换器调整输出电压。
2.根据权利要求1所述的电源转换器，其特征在于，所述感测信号包括感测电流，在所述变压器的二次侧的一放电期间，所述控制电路分别依据第一时间点的所述感测电流、第二时间点的所述感测电流以及所述第一时间点与所述第二时间点的时间差来计算所述感测电流的变化斜率，以在所述变压器的二次侧电流到达过零点时，将所述同步整流器截止。
3.根据权利要求1所述的电源转换器，其特征在于，所述感测信号包括感测电压，在所述变压器的二次侧的放电期间，所述控制电路分别依据第一时间点的所述感测电压、第二时间点的所述感测电压以及所述第一时间点与所述第二时间点的时间差来计算所述感测电压的变化斜率，以在所述变压器的二次侧电流到达过零点时，将所述同步整流器截止。
4.根据权利要求1所述的电源转换器，其特征在于，所述感测信号为所述变压器的所述二次侧的电感电流。
5.根据权利要求1所述的电源转换器，其特征在于，所述感测信号为所述同步整流器的漏极电压。
6.一种用于电源转换器的控制方法，其特征在于，所述电源转换器包括变压器及同步整流器，所述控制方法包括：
接收感测信号，所述感测信号依据所述变压器的一次侧所接收的输入电压而在所述变压器的二次侧产生；
检测所述感测信号的变化斜率；以及
产生控制信号来控制所述同步整流器进行截止，以于所述电源转换器调整输出电压。
7.根据权利要求6所述的控制方法，其特征在于，所述感测信号包括感测电流，以及
检测所述感测信号的所述变化斜率的步骤还包括：
在所述变压器的二次侧的放电期间，分别依据第一时间点的所述感测电流、第二时间点的所述感测电流以及所述第一时间点与所述第二时间点的一时间差来计算所述感测电流的变化斜率，以在所述变压器的二次侧电流到达过零点时，将所述同步整流器截止。
8.根据权利要求6所述的控制方法，其特征在于，所述感测信号包括感测电压，以及：
检测所述感测信号的所述变化斜率的步骤还包括：
在所述变压器的二次侧的一放电期间，分别依据第一时间点的所述感测电压、第二时间点的所述感测电压以及所述第一时间点与所述第二时间点的时间差来计算所述感测电压的变化斜率，以在所述变压器的二次侧电流到达过零点时，将所述同步整流器截止。
9.根据权利要求6所述的控制方法，其特征在于，所述感测信号为所述变压器的所述二次侧的电感电流。
10.根据权利要求6所述的控制方法，其特征在于，所述感测信号为所述同步整流器的漏极电压。
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