CN105915078A - 具有整流器电路的电路装置 - Google Patents

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Abstract

本申请涉及具有整流器电路的电路装置。根据一个实施例，一种方法包括：通过驱动电路接收来自第一整流器电路的电压抽头的电功率，第一整流器电路包括负载路径和电压抽头；以及通过驱动电路使用电功率来驱动包括负载路径的第二整流器电路。第一整流器电路的负载路径和第二整流器电路的负载路径耦合至公共电路节点。

Description

具有整流器电路的电路装置
技术领域
本公开总的来说涉及包括整流器电路的电路装置，并且更具体地涉及主动整流器电路。
背景技术
整流器是允许电流在第一方向上流动同时基本防止电流在相反的第二方向上流动的电子电路或电子器件。这种整流器被广泛用于汽车、工业和消费应用中的各种电路中，特别是用于功率转换和驱动应用中的各种电路中。
传统的整流器可以利用二极管来实施，其中在正向偏置时引导电流而在反向偏置时阻挡电流。然而，二极管在正向偏置时引起相对较大的损耗。这些损耗与通过二极管的电流成比例。特别是在大电流可流过整流器的功率转换应用或电源应用中，会发生显著的损耗。
因此，普遍需要提供具有损耗降低的整流器电路的电路装置。
发明内容
一个实施例涉及一种电路装置。该电路装置包括：第一整流器电路，具有负载路径和电压抽头；第二整流器电路，具有负载路径和驱动输入端，并被配置为通过在该驱动输入端处接收的驱动信号而接通和断开；以及驱动电路，具有耦合至第一整流器电路的电压抽头的第一供电输入端和耦合至第二整流器电路的驱动输入端的第一驱动输出端。第一整流器电路的负载路径和第二整流器电路的负载路径耦合至公共电路节点，并且驱动电路被配置为使用从第一整流器电路的电压抽头接收的电功率来至少驱动第二整流器电路。
一个实施例涉及一种方法。该方法包括：通过驱动电路从包括负载路径和电压抽头的第一整流器电路的电压抽头接收电功率；以及通过驱动电路使用电功率来驱动包括负载路径的第二整流器电路。第一整流器电路的负载路径和第二整流器电路的负载路径耦合至公共电路节点。
附图说明
以下参照附图解释实例。附图用于示出特定的原理，使得仅示出用于理解这些原理所需的方面。附图不按比例绘制。在附图中，相同的参考标号表示类似的部件。
图1示出了包括第一整流器电路、第二整流器电路和驱动电路的电路装置的一个实施例；
图2示出了图1所示驱动电路的一个实施例；
图3示出了图2所示供电电路的一个实施例；
图4示出了图1所示电路装置的修改；
图5示出了图4所示驱动电路的一个实施例；
图6示出了包括第一整流器电路、第二整流器电路和驱动电路的电路装置的一个实施例；
图7示出了图6所示驱动电路的一个实施例；
图8示出了图7所示供电电路的一个实施例；
图9示出了整流器电路的一个实施例；
图10示出了整流器电路的另一个实施例；
图11示出了包括电路装置的功率转换器的一个实施例，其中电路装置具有第一整流器电路、第二整流器电路和驱动电路；
图12示出了包括电路装置的功率转换器的另一个实施例，其中电路装置具有第一整流器电路、第二整流器电路和驱动电路；
图13示出了图12所示功率转换器的修改；
图14示出了图12和图13所示功率转换器的操作的一种方式；
图15示出了包括第一整流器电路、第二整流器电路和驱动电路的电路装置的另一实施例；
图16示出了驱动电路的一个实施例；以及
图17示出了根据另一实施例的整流器电路的垂直截面图。
具体实施方式
在以下详细描述中参照附图。形成该描述的一部分的附图通过示例方式示出了可实践本发明的具体实施例。应该理解，所描述的各个实施例的特征可以相互组合，除非另有明确指定。
图1示出了可用于对电子电路中的至少一个电流进行整流的电路装置的一个实施例。以下在这里解释可使用该电路装置的电子电路的实例。参照图1，电路装置包括第一整流器电路10A和第二整流器电路10B。第一整流器电路10A包括位于第一负载节点12A和第二负载节点13A之间的负载路径以及电压抽头2xA。第二整流器电路10B包括位于第一负载节点12B和第二负载节点13B之间的路径负载以及驱动输入端11B。第二整流器电路10B被配置为通过在驱动输入端11B处接收的驱动信号来接通和断开。
在本描述的上下文中，“电压抽头”是沿着整流器电路的负载路径的连接点，其中该连接点处具有的电压可以被抽接。例如，电压抽头是作为负载路径的一部分的两个电路元件之间的连接点。
驱动电路4包括耦合至第一整流器电路10A的电压抽头2xA的第一供电输入端41A以及耦合至第二整流器电路10B的驱动输入端11B的第一驱动输出端42B。驱动电路4被配置为使用从第一整流器电路10A的电压抽头2xA接收的电功率来至少驱动第二整流器电路10B。下面将进一步参照驱动电路4的实施例来解释。
第一整流器电路10A和第二整流器电路10B的负载路径通过将它们对应的第一负载端子和第二负载端子中的一个耦合至公共电路节点AB而耦合至该电路节点AB。在图1所示实施例中，第一整流器电路10A和第二整流器电路10B中的每一个的第一负载节点12A、12B均连接至公共电路节点AB。在图1所示实施例中，第一整流器电路10A和第二整流器电路10B的第二负载节点13A、13B不连接，使得这些负载节点13A、13B处的电位V2A、V2B可以不同。公共电路节点AB处的电位在图1中表示为V1。第一负载节点12A、12B的电位V1和第二负载节点13A、13B处的电位V2A、V2B可以通过使用图1电路装置的电子电路的其它电路元件来定义。以下在这里解释这些电路的实例。
参照图1，第一整流器电路10A包括具有整流器元件1A和晶体管装置3A的串联电路，其中晶体管装置3A与整流器元件1A串联连接。晶体管装置3A包括至少一个晶体管31A、32A，其包括负载路径和驱动节点。在图1所示实施例中，晶体管装置3A包括两个晶体管31A、32A。这两个晶体管31A、32A的负载路径串联连接，而具有两个晶体管31A、32A的负载路径的串联电路与整流器元件1A串联连接。具有整流器元件1A以及晶体管装置3A的晶体管31A、32A的负载路径的串联电路连接在第一整流器电路10A的第一负载节点12A和第二负载节点13A之间，使得该串联电路形成第一整流器电路10A的负载路径，或者至少形成第一整流器电路10A的负载路径的一部分。根据一个实施例，晶体管装置3A的晶体管31A、32A为常开型晶体管。在图1所示实施例中，这些晶体管被绘制为常开型MOSFET。然而，这仅仅是一个实例，也可以使用其他类型的常开型晶体管，诸如JFET(结型场效应晶体管)、HEMT(高电子迁移率晶体管)。各个晶体管31A、32A的驱动节点(栅极节点)被连接，使得整流器元件1A直接或间接地驱动晶体管31A、32A，使得整流器元件1A限定晶体管装置3A的操作状态。操作状态可以包括导通接通状态(其中晶体管31A、32A处于导通状态(接通))和截止状态(其中晶体管31A、32A处于截止状态(断开))。
在图1所示实施例中，整流器元件1A和晶体管31A、32A被连接，使得基于整流器元件1A两端的电压V1A来驱动晶体管31A，以及基于晶体管31A的负载路径两端的电压V31A来驱动晶体管32A。为了说明的目的，假设晶体管31A、32A是MOSFET，具体为n型耗尽MOSFET。这些MOSFET 31A、32A的驱动电压是栅极-源极电压VG31A、VG32A，其是对应的MOSFET 31A、32A的栅极节点和源极节点之间的电压。参照图1，第一晶体管31A的栅极-源极电压VG31A对应于整流器元件1A两端的负电压-V1A，并且第二晶体管32A的栅极-源极电压VG32A对应于晶体管31A的负负载路径电压-V31A。即，
VG31A＝-V1A (1a)
VG32A＝-V31A (1b)
为了说明的目的，进一步假设当对应的栅极-源极电压VG31A、VG32A在阈值电压(为零或负)之上时，晶体管31A、32A处于导通状态。等效地，当对应的栅极-源极电压VG31A、VG32A在阈值之下时，晶体管31A、32A处于截止状态。
当整流器元件1A驱动处于导通状态的晶体管装置3A时，第一整流器电路10A可以处于接通状态，而当整流器元件1A驱动处于截止状态的晶体管装置3A时，整流器电路10A可以处于断开状态。第一整流器元件1A是处于接通状态还是断开状态取决于第一整流器电路10A两端的电压VA的极性。该电压等于第二负载节点13A处的电位V2A与第一负载节点12A处的电位V1之间的差V2A-V1。在图1所示的实施例中，当电压VA具有图1所示的极性时，第一整流器电路10A处于断开状态，而在电压VA具有与图1所示的极性相反的极性时，整流器电路10A处于接通状态。
以下，驱动处于接通状态的第一整流器电路10A的电压VA的电压电平(极性)将称为电压VA的正向偏置电平，而驱动处于断开状态的整流器电路10A的电压电平(极性)将称为电压VA的反向偏置电平。以下解释根据电压VA的极性驱动处于接通状态或断开状态的第一整流器电路10A。
为了说明的目的，假设电压VA从0朝向反向偏置电平增加。当电压VA的电压电平为零或稍大于零时，晶体管31A、32A是导通的。然而，整流器元件1A被反向偏置，即，整流器元件1A两端的电压V1A具有图1所示的极性。随着电压VA的电压电平的增加，整流器元件1A两端的电压V1A的电平增加。只要晶体管31A、32A处于导通状态，对应的负载路径电压V31A、V32A就基本为零。当整流器元件1A两端的电压V1A增加使得晶体管31A的栅极-源极电压落到其阈值电平之下时，晶体管31A截止。然后，电压VA的电压电平的进一步增加导致负载路径电压V31A的电压电平的增加，同时整流器元件1A两端的电压V1A的电压电平保持基本恒定。晶体管31A的负载路径电压V31A的电压电平的增加会使得晶体管32A的栅极-源极电压VG32A落到对应的阈值电压之下，使得晶体管32A截止。在晶体管32A进一步截止之后，电压VA的电压电平的进一步增加导致晶体管32A的负载路径电压V32A的增加。
在第一整流器电路10A中，在整流器电路10A的断开状态下，整流器元件1A和晶体管31A、32A中的每一个都需要耐受比电压VA的总电压电平低的电压电平。即，第一整流器电路10A的各个元件1A、31A、32A“分享”电压VA。
当第一整流器电路10A两端的电压VA改变其极性时，整流器元件1A被正向偏置(电压V1A具有与图1所示的极性相反的极性)。这使晶体管31A导通。当晶体管31A导通时，负载路径电压V31A基本为零，使得晶体管32A导通。
在图1所示的实施例中，第一整流器电路10A的电压抽头2xA是位于整流器元件1A与晶体管装置的晶体管31A之间的电路节点。然而，这仅仅是一个实例。通常，电压抽头可以是位于整流器元件1A与晶体管装置3A的任何晶体管之间的任何电路节点。在断开状态下，整流器元件1A和晶体管装置3A的晶体管31A、32A类似地用作分压器，使得抽头2xA与公共电路节点AB之间的电压小于使整流器电路10A反向偏置的电压VA的电平。在图1所示的实施例中，其中电压抽头2xA对应于整流器元件1A和晶体管31A之间的电路节点，抽头2xA与公共电路节点AB之间的电压对应于整流器元件1A两端的电压V1A。在断开状态下，该电压V1A的最大电平基本对应于第一晶体管31A的阈值电压的绝对值(幅值)。如果电压抽头是晶体管31A、32A的路径之间的电路节点，则抽头和公共电路节点AB之间的最大电压对应于晶体管31A、32A的阈值电压的总和。当设计整流器电路10A的晶体管时，可以调整这些阈值电压。
在图1所示的实施例中，第二整流器电路10B包括晶体管以及与晶体管的负载路径并联连接的整流器元件。根据一个实施例，晶体管是MOSFET，诸如n型MOSFET。在这种情况下，整流器元件可以是MOSFET的集成体二极管。然而，第二整流器电路10B的晶体管14B不限于被实施为MOSFET。还可以使用任何其他类型的晶体管，特别为任何其他类型的常关型晶体管，诸如IGBT(绝缘栅双极晶体管)或BJT(双极结晶体管)。如果使用IGBT或BJT，则除对应的晶体管之外可能需要整流器元件。
仅为了说明的目的，假设第二整流器电路10B的晶体管是n型增强MOSFET。该MOSFET的负载路径(漏极-源极路径)连接在第二整流器电路10B的第一负载节点12B和第二负载节点13B之间。该MOSFET 1B的栅极节点形成第二整流器电路10B的驱动节点。
尽管第一整流器电路10A的晶体管装置3A被绘制为具有两个晶体管31A、32A，但这仅仅是一个实例。晶体管装置3A中的晶体管的数量是任意的，并且可以基于第一整流器电路10A被假设在反向偏置状态中耐受(阻挡)的电压VA的最大电平来进行选择。基本地，整流器电路10A的电压阻挡能力随着晶体管装置3A中的晶体管数量的增加而增加。“电压阻挡能力”是整流器电路10A在反向偏置状态下可以耐受的最大电压。
类似于第一整流器电路10A，第二整流器电路10B可以在正向偏置模式和反向偏置模式下操作。“正向偏置模式”是其中负载路径(第二负载节点13B和第一负载节点12B之间)两端的电压VB具有使整流器元件正向偏置的极性的操作模式。在“反向偏置模式”中，电压VB具有使整流器元件1B反向偏置的极性。在第二整流器电路10B中，整流器元件1B基本上足以提供用于整流器电路10B的适当功能。即，整流器元件单独足以在电压VB具有分别使整流器电路10B和整流器元件1B反向偏置的极性时闭塞，且在电压VB具有分别使整流器电路10B和整流器元件正向偏置的极性时导通。参照图1，整流器元件可以被实施为二极管，诸如双极二极管。然而，当被正向偏置时，二极管引起相对较大的损耗。这些损耗与通过二极管的电流的水平成比例，使得在大电流可流过二极管的应用(诸如功率转换应用)中，会发生显著的损耗。因此，如图1所示，可以有利地将晶体管14B与整流器元件1B并联连接并且在每当整流器元件1B被正向偏置时就导通晶体管14B。如果晶体管14B被设计为与处于正向偏置状态的二极管相比在导通状态下具有更低损耗，则在导通状态下，晶体管14B旁路整流器元件1B以减少损耗。整流器元件1B可以仅在电压VB使整流器元件1B正向偏置并且晶体管14B还没有被导通时或者在晶体管14B已经截止且电压VB仍然使整流器元件1B正向偏置之后传导电流。
在图1所示的电路装置中，驱动晶体管14B(以使晶体管14B导通或截止)所需的能量源于抽头电压。“抽头电压”是抽头2xA与公共节点AB之间的电压。该抽头电压将在下文称为V2xA。
图2示出了驱动电路4的一个实施例，驱动电路4使用在供电输入端41A处从第一整流器电路10A的电压抽头2xA接收的能量来驱动第二整流器电路10B中的晶体管14B。驱动电路4包括第一驱动器40B，其接收抽头电压V2xA并包括耦合至第二整流器电路10B的驱动输入端11B的驱动输出端。在图1所示的实施例中，第二整流器电路10B的驱动输入端11B对应于整流器电路10B中的晶体管14B的驱动节点(栅极节点)。
在图2所示的实施例中，第一驱动器40B包括具有串联连接在供电输入端41A和公共电路节点AB之间的第一开关43B和第二开关44B的半桥，使得半桥43B、44B两端的电压对应于抽头电压V2xA。驱动电路4的第一驱动输出端42B是半桥中的第一开关43B和第二开关44B的负载路径公共的电路节点。
参照图2，控制器5控制第一驱动器40B，因此控制第一驱动输出端42B处可用的驱动信号V42B。在图2所示的实施例中，信号V42B对应于驱动输出端42B和公共电路节点AB之间的电压。控制器5可以被配置为驱动半桥的开关43B、44B，使得同时只能接通这些开关中的一个。如果低侧开关43B接通，则驱动电压V42B基本为零。如果高侧开关44B接通，则驱动电压V42B基本等于抽头电压V2xA。
为了说明的目的，假设第二整流器电路10B的晶体管14B在驱动电压V42B低于(正)阈值电压时断开(处于截止状态)，并且当驱动电压V42B高于阈值电压时晶体管处于导通状态(接通)。因此，驱动电路4可以通过接通第一驱动器40B的低侧开关43B来使晶体管14B截止；以及驱动电路4可以通过接通高侧开关44B来使晶体管导通，假设抽头电压V2xA在晶体管的阈值电压之上。参照上面的解释，当第一整流器电路10A被反向偏置时，抽头电压V2xA是正的(使得抽头电压的电压电平可以在晶体管的阈值电压之上)。参照上述内容，可以期望在第二整流器电路10B被正向偏置时，使第二整流器电路10B的晶体管导通。因此，图1所示的电路装置适合用于要求两个整流器电路以互补方式被正向偏置和反向偏置使得一个整流器电路在另一个整流器电路被反向偏置时被正向偏置或不偏置的电子电路中。“不偏置”表示整流器电路两端的电压基本为零。
参照图2，控制器5基于第二整流器电路10B的状态信号SB来控制第一驱动器40B，并因此控制第二整流器电路10B的晶体管。该状态信号SB表示第二整流器电路10B的偏置状态。即，状态信号SB表示第二整流器电路10B是被正向偏置还是反向偏置(或不偏置)。状态信号SB可以通过感测通过第二整流器电路10B的电流IB来得到。当电流IB在与图1所示的方向相反的方向上流动时，第二整流器电路10B被正向偏置。除感测电流IB之外或可选地，状态信号SB可以通过感测第二整流器电路10B两端的电压VB来得到。当电压VB具有与图1所示极性相反的极性时，第二整流器电路10B被正向偏置。可用于感测电流IB和/或电压VB的电流感测电路和电压感测电路是公知的，因此关于这点不再需要进一步的说明。
根据一个实施例，控制器5是被配置为基于状态信号SB驱动第一驱动器40B的集成电路。例如，控制器5是微控制器。在图2中，S40B、S44B表示由控制器5生成的驱动信号，以驱动第一驱动器40B的低侧开关43B和高侧开关44B。这些驱动信号S43B、S44B中的每一个都可以具有使对应开关接通的接通电平或者使对应开关断开的断开电平。例如，低侧开关43B和高侧开关44B可以是传统的电子开关，诸如晶体管。
参照图2，驱动电路4进一步包括被配置为向控制器5提供供电电压VSUP的供电电路6。控制器5从供电电路6接收的供电电压VSUP在控制器5中用于生成第一驱动器40B的驱动信号S43B、S44B。供电电路6可进一步对生成状态信号SB的电流感测电路(未示出)或电压感测电路(未示出)进行供电。
图3示出了供电电路6的一个实施例。在该实施例中，供电电路6接收抽头电压V2xA并从抽头电压V2xA生成供电电压VSUP。参照图3，供电电路6可以包括具有整流器元件61(诸如二极管)和电荷存储元件62(诸如电容器)的串联电路。该串联电路接收抽头电压V2xA；在电荷存储元件62处可获得供电电压VSUP。在该供电电路6中，每当抽头电压V2xA具有高于供电电压VSUP的电平加上整流器元件61的正向电压的电压电平时，电荷存储元件62就被充电。即，每当第一整流器电路10A被反向偏置时，电荷存储元件62就被充电。整流器元件61防止电荷存储元件62在抽头电压V2xA的电压电平落到供电电压VSUP的电压电平之下时被放电，使得供电电路6可以在第一整流器电路10被正向偏置且抽头电压V2xA太小而不能对控制器5供电的那些时间段内对控制器5进行供电。
图3所示的电路类型称为“自举电路”。然而，将供电电路6实施为包括自举电路仅仅是一个实例。根据另一实施例，供电电路6包括电荷泵电路(未示出)，其从抽头电压V2xA生成供电电压VSUP。在该实施例中，可以将供电电压VSUP生成为具有高于抽头电压V2xA的最大电压电平的电压电平。
图4示出了图1所示电路装置的修改。在该电路装置中，第一整流器电路10A包括晶体管14A。该晶体管14A包括与整流器元件1A并联连接的负载路径和驱动节点。驱动节点连接至第一整流器电路10A的驱动输入端11A。在该实施例中，驱动电路4包括连接至第一整流器电路10A的驱动输入端11A的第二驱动输出端42A。类似于第二整流器电路10B中的晶体管14B，驱动电路4被配置为当第一整流器电路10A被正向偏置时使第一整流器电路10A中的晶体管14A导通。当晶体管14A被导通时，旁路整流器元件1A以减小正向偏置状态下发生在第一整流器电路10A中的损耗。
图5示出了驱动电路4的一个实施例，其被配置为驱动第一整流器电路10A和第二整流器电路10B二者中的晶体管14A、14B。图5所示的驱动电路4基于图2所示的驱动电路4，并且额外包括用于驱动第一整流器电路10A中的晶体管14A的第二驱动器40A。类似于第一驱动器40B，第二驱动器40A包括具有低侧开关43A和高侧开关44A的半桥电路。通过低侧开关43A和高侧开关44A的负载路径公共的电路节点来形成第二驱动输出端42A。例如，这些开关43A、44A可以实施为传统的电子开关，诸如晶体管。控制电路5驱动低侧开关43A和高侧开关44A。在图5中，S43A、S44A表示由控制器5生成的分别用于驱动低侧开关43A和高侧开关44A的驱动信号。
在图5所示的驱动电路4中，供电电路6不仅对控制器5供电，而且还对第一驱动器40A和第二驱动器40B供电。即，供电电压VSUP被控制器5以及每个第一驱动器40A和第二驱动器40B中的半桥所接收。供电电压VSUP是参照公共电路节点AB的电压。在图5中，V42B表示第一驱动输出端42B处可获得的驱动电压(驱动信号)，以及V42A表示第二驱动输出端42A处可获得的驱动电压(驱动信号)。这些驱动电压V42A、V42B中的每一个都在对应驱动器40A、40B中的低侧开关处于接通状态时基本为零(以使对应的晶体管14A、14B截止)。并且，驱动电压V42A、V42B中的每一个都在对应驱动器40A、40B中的高侧开关接通时基本等于供电电压VSUP(以使对应的晶体管14A、14B导通)。类似于参照图2解释的驱动电路4，驱动器40A、40B中的每一个的低侧开关和高侧开关均被操作为使得同时只接通每个驱动器中的低侧开关和高侧开关中的一个。
图5所示驱动电路4的供电电路6可以如参照图3所解释的来实施。凭借提供供电电压VSUP的电荷存储元件62，图5所示驱动电路4可以在第一整流器电路10A被正向偏置以及抽头电压V2xA具有太低而不能使晶体管14A导通的电压电平的那些时间段中使晶体管14A导通。类似于第二整流器电路10B中的晶体管14B，第一整流器电路10A中的晶体管14A可以实施为传统的晶体管。仅用于说明的目的，假设该晶体管14A是n型增强MOSFET。在这种情况下，整流器元件1A可以实施为MOSFET的体二极管。
图5所示的驱动电路4的控制器5被配置为基于之前解释的状态信号SB来驱动第二整流器电路10B中的晶体管14B。为了驱动第一整流器电路10A中的晶体管14A，控制器5接收又一状态信号SA。该状态信号SA表示第一整流器电路10A是正向偏置还是反向偏置。为此，电流感测电路可以评估通过第一整流器电路10A的电流IA的极性和/或电压感测电路可以评估第一整流器电路10A两端的电压VA的极性。当状态信号SA表示整流器电路10A被正向偏置时，控制器5使晶体管14A导通。
为了防止晶体管14A、14B在对应整流器电路10A、10B两端的电压VA、VB改变极性时导通，可以生成状态信号SA、SB，使得它们不仅表示电流IA、IB的极性，而且还表示电流水平。在该实施例中，当状态信号SA、SB表示电流落到预定阈值之下时，控制器5可以使对应的晶体管14A、14B截止。这可以表示电压VA、VB即将改变其极性，使得驱动电路4将对应的晶体管14A、14B截止。
图6示出了具有两个整流器电路10A、10B的电路装置的另一实施例。整流器电路10A对应于图4所示的第一整流器电路10A并对其进行参照。第二整流器电路10B基于图1和图3所示的整流器电路10B，并且还包括具有至少一个晶体管(在图6中，示出了两个晶体管31B、32B)的晶体管装置3B。即，第二整流器电路10B具有与第一整流器电路10A相同的拓扑。在这种上下文中，“相同拓扑”不一定是指晶体管装置3A、3B中的晶体管的数量是相同的。这些晶体管装置3A、3B可以利用相同数量的晶体管来实施。然而，在这些晶体管装置3A、3B中还可以具有不同数量的晶体管。
第二整流器电路10B的操作原理对应于参照图1和图2解释的第一整流器电路10A的操作原理。即，第二整流器电路10B可以在正向偏置状态或反向偏置状态下进行操作。在正向偏置状态下，电压VB使整流器元件1正向偏置B，使得整流器元件1B直接或间接地将晶体管装置3B中的各个晶体管31B、32B导通。在反向偏置状态下，电压VB使整流器元件1B反向偏置，使得整流器元件1B直接或间接地将晶体管装置3B中的晶体管31B、32B截止。在图6所示的实施例中，整流器元件1B直接切换晶体管31B并通过晶体管31B切换晶体管32B，使得整流器元件1B间接地切换晶体管32B。
第二整流器电路10B还包括抽头2xB。在所示实施例中，抽头2xB是位于整流器元件1B(分别地，晶体管14B)与晶体管装置的晶体管31B之间的电路节点。然而，这仅仅是一个实例。在具有两个或更多晶体管的第二整流器电路10B中，抽头2xB还可以是晶体管装置的两个晶体管的负载路径公共的电路节点(在图6中用虚线示出)。
图7示出了驱动电路4的一个实施例，其被配置为使用在第一供电输入端41A处从电压抽头2xA接收的第一抽头电压V2xA和由第二供电输入端41B从电压抽头2xB接收的第二抽头电压V2xB来驱动晶体管14A、14B。图7所示的驱动电路4基于图5所示的驱动电路4，但是不同之处在于，供电电路6仅对控制器5进行供电。此外，第一驱动器40B接收第一抽头电压V2xA，并且第二驱动器40A接收第二抽头电压V2xB。因此，驱动电路4使用从第二整流器电路10B的抽头2xB接收的能量来驱动晶体管14A，并且使用从第一整流器电路10A的抽头2xA接收的能量驱动晶体管14B。
图7所示的控制器5被配置为基于状态信号SA驱动第一整流器电路10A中的晶体管14A，使其在状态信号SA表示第一整流器电路10A被正向偏置时经由第二驱动器40A使晶体管14A导通。在图7所示的实例中，当第二整流器电路10B提供的抽头电压V2xB在晶体管14A的阈值电压之上时，控制器5可以使晶体管14A导通。类似地，当状态信号SB表示第二整流器电路10B被正向偏置时，控制器5使第二整流器电路10B中的晶体管14B导通。
图7所示的供电电路6可以如参照图3所解释的实施。图8示出了图7所示供电电路6的另一实施例。在该实施例中，供电电路6接收第一抽头电压V2xA和第二抽头电压V2xB二者。第一整流器电路10A的电压抽头2xA通过第一整流器元件61A耦合至该电荷存储元件62；第二整流器电路10B的电压抽头2xB通过第二整流器元件61B耦合至电荷存储元件62。在该供电电路6中，每当第一抽头电压V2xA和第二抽头电压V2xB中的一个具有比供电电压VSUP的电压电平高的电压电平时，电荷存储元件62就被充电。
根据一个实施例，利用图5所示驱动电路来实施图6所示电路装置的驱动电路4。在该驱动电路中，驱动器40A、40B接收来自供电电路6的供电电压VSUP。供电电路6可以如图3所示或如图8所示来实施。在第一种情况下，可以省略第二整流器电路10B的抽头2xB与驱动电路4之间的连接。
参照上面的解释，晶体管装置3A、3B不限于利用两个晶体管来实施。这些晶体管装置3A、3B可以设计为具有串联连接的任何数量的晶体管，而晶体管的数量可以根据对应整流器电路10A、10B的期望电压阻挡能力来选择。仅为了说明的目的，图9和图10示出了整流器电路的另外两个实施例。在图9和图10中，参考标号10表示整流器电路10A、10B中的一个，参考标号3表示晶体管装置3A、3B中的一个，参考标号1表示整流器元件1A、1B中的一个，参考标号14表示晶体管14A、14B中的一个，参考标号11表示驱动输入端11A、11B中的对应一个，以及参考标号2x表示电压抽头2xA、2xB中的一个。在图9所示的实施例中，晶体管装置3仅包括一个晶体管31。该晶体管31直接被具有整流器元件1和晶体管14的并联电路所控制。在该实施例中，电压抽头2x是并联电路1、14与晶体管装置3之间的电路节点。在图10所示的实施例中，晶体管装置3包括串联连接的三个晶体管31、32、3n。电压抽头2x可以是位于并联电路1、14与晶体管装置3之间的电路节点，或者可以是位于晶体管装置3的晶体管31、32、3n中的两个之间的任何电路节点。
图11示出了可以实施具有之前解释的两个整流器电路10A、10B的电路装置的电子电路的一个实施例。图11所示的电子电路是功率转换器电路，其具有用于接收输入电压Vin的输入端和用于将输出电压Vout提供给负载(未示出)的输出端。功率转换器电路包括电位隔离该输入端和输出端的变压器6。此外，功率转换器电路包括被配置为在变压器61的初级绕组61处生成交流电压的切换电路5以及耦合至变压器6的次级绕组62的整流器装置7。在图11所示的实施例中，次级绕组62具有第一绕组部分621和第二绕组部分622以及位于两个绕组部分621、622之间的中心抽头。中心抽头耦合至输出端。
根据一个实施例，输入电压Vin高于输出电压Vout。输入电压Vin可以在几百伏特(诸如400V)的范围内，并且输出电压Vout可以在几十伏特(诸如10V)的范围内，诸如30V和80V之间。
在本实施例中，利用LLC谐振拓扑来实施切换电路5。该LLC谐振拓扑包括具有高侧开关51和低侧开关52的半桥。半桥连接至用于接收输入电压Vin的输入端。此外，LLC拓扑包括具有电容存储元件53、电感存储元件54以及变压器6的初级绕组61的串联LLC电路。该串联LLC电路与低侧开关52并联连接。又一电感存储元件55可以表示初级绕组61的杂散电感，或者可以是与初级绕组61并联连接的附加电感器。
驱动电路56驱动高侧开关51和低侧开关52，使得生成初级绕组61两侧的交流电压V61。具体地，驱动电路56交替地接通和断开高侧开关51和低侧开关52，使得同时只接通这些开关中的一个。参考标号S51、S52表示由驱动电路56生成的高侧开关51和低侧开关52的驱动信号。驱动电路56可以基于输出信号Sout生成那些驱动信号S51、S52。该输出信号Sout可以表示输出电压Vout和输出电流Iout中的至少一个；驱动电路56可以被配置为驱动半桥51、52，使得由信号Sout表示的参数(输出电流、输出电压或输出功率)具有预定的信号电平(电流水平、电压电平或功率水平)。串联LLC电路具有两个谐振频率，即第一谐振频率和低于第一谐振频率的第二谐振频率。为了控制从初级绕组61传输到次级绕组62的功率并由此控制输出参数，驱动电路56利用通常位于第一谐振频率和第二谐振频率之间且接近第一谐振频率的频率来操作开关51、52。通过改变开关51、52的切换频率，可以改变串联LLC电路的质量因子，并且通过改变质量因子，可以调整从变压器6的初级侧传输到次级侧的功率。这是公知的，因此关于这点不再进行进一步的解释。
在整流器装置7中，第一整流器电路10A连接在第一次级绕组部分621和第一输出节点71之间，第二整流器电路10B连接在次级绕组部分622和第一输出节点71之间，并且次级绕组62的中心抽头连接至第二输出节点72。输出电压Vout在第一输出节点71和第二输出节点72之间可获得。此外，输出电容器73可连接在这些输出节点71、72之间。第一整流器电路10A和第二整流器电路10B可以根据之前解释的实施例中的一个来实施。下面解释图7所示整流器装置的一种操作方式。
在图11所示的功率转换器电路中，初级绕组61和次级绕组62具有相同的绕组感测，使得初级绕组61两端的电压V61以及绕组部分621、622两端的电压V621、V622具有相同的极性。在该实施例中，第一整流器电路10A被连接为使得电压VA基本等于输出电压Vout减去绕组部分621两端的电压V621。在该实施例中，当电压V621具有图11所示极性以及当该电压V621的电压电平在输出电压Vout之上时，第一整流器电路10A被正向偏置，使得能量可以从次级绕组62分别传输至输出电容器73和输出71、72。在图11所示的功率转换器电路中，输入电压Vin和输出电压Vout具有所示极性。即，输出电压Vout是参照第二输出节点72的正电压。根据功率转换器电路的另一实施例(未示出)，整流器元件10A、10B的极性与图11所示的相反。在这种情况下，输出电压Vout是负电压。
第二整流器电路10B被连接为使得第二整流器电路10B两端的电压VB等于输出电压Vout加上该第二绕组部分622两端的电压V622。在该实施例中，当第二绕组部分622两端的电压V622具有与图11所示相反的极性并且电压电平在输出电压Vout的电压电平之上时，第二整流器电路10B被正向偏置。由于第一绕组部分621两端的电压V621和第二绕组部分622两端的电压V622同时具有相同极性，所以同时只有第一整流器电路10A和第二整流器电路10B中的一个被正向偏置。
图12示出了功率转换器电路的另一实施例，其包括具有根据之前解释的实施例中的一个实施例的第一整流器电路10A和第二整流器电路10B的电路装置。在该功率转换器电路中，切换电路5包括具有高侧开关51和低侧开关52的半桥。半桥耦合至输入电压Vin可用的输入端。此外，具有第一电容器56和第二电容器57的电容分压器连接至输入端。变压器6的初级绕组61连接至半桥的抽头和电容分压器的抽头。半桥的抽头是低侧开关52和高侧开关51公共的电路节点；电容分压器的抽头是电容器56、57公共的电路节点。根据一个实施例，电容器56、57具有基本相同的电容，使得电容分压器的抽头处的电压基本对应于输入电压的一半(50％)(即，Vin/2)。在该切换电路5中，初级绕组61两端的电压V61可以根据半桥51、52的操作状态具有三个不同的电压电平中的一个。这些不同的电压电平如下：如果高侧开关51接通且低侧开关52断开，则为+Vin/2；如果高侧开关51和低侧开关52均断开，则为0；以及如果高侧开关51断开且低侧开关52接通，则为-Vin/2。在图14中示意性示出了由切换电路5生成的该初级电压V61的定时图。
参照图12，整流器装置7包括连接在次级绕组62的第一负载和第二输出节点72之间的第一电感器72以及连接在次级绕组62的第二节点和第二输出节点72之间的第二电感器73。第一整流器电路10A连接在次级绕组62的第一节点与第一输出节点71之间，并且第二整流器电路10B连接在次级绕组62的第二节点和第一输出节点71之间。初级绕组61和次级绕组62具有相同的绕组感测，使得初级绕组61两端的电压V61的极性等于次级绕组62两端的电压V62的极性。第一整流器电路10A和第二整流器电路10B被连接，使得当次级绕组62两端的电压V62具有图12所示的极性并且当该电压V62的电压电平在输出电压Vout的电压电平之上时，第一整流器电路10A被正向偏置。在这种情况下，第二整流器电路10B被反向偏置。如果次级绕组62两端的电压V62具有与图12所示极性相反的极性，则第二整流器电路10B被正向偏置且第一整流器电路10A被反向偏置。当次级绕组62具有图12所示的极性时，电流从次级绕组流过第一整流器电路10A、输出电容器73和负载(未示出)和第二电感器73。当次级侧电压V62变为零时，被第二电感器72驱动的该电流继续流动直到第二电感器73被消磁。当电压V62具有与图12所示相反的极性时，电流流过第二整流器电路10B、输出电容器73和负载(未示出)和第一电感器72。由第一电感器72驱动，该电流持续流动直到在次级侧电压V62变为零之后电感器72被消磁。
图13示出了图12所示功率转换器电路的修改。在该功率转换器电路中，与图12所示的转换器相比，在整流器装置7中改变第一电感器72和第一整流器电路10A的位置，并且改变第二整流器电路10B和第二电感器73的位置。在该实施例中，当次级侧电压V62具有图13所示的极性时，第二整流器电路10B被正向偏置，同时第一整流器电路10A被反向偏置。当次级侧电压V62具有与图13所示的极性相反的极性时，第一整流器电路10A被正向偏置。在这种情况下，第二整流器电路10B被反向偏置。以下解释图13所示整流器装置7的操作原理。
当次级侧电压V62具有图13所示的极性时，电流流过第一电感器72、输出电容器71和负载(未示出)以及第二整流器电路10B。当次级侧电压V62变为零时，由第一电感器72驱动的电流持续流动到输出电容器71和负载以及第一整流器电路10A，直到第一电感器72被消磁。当次级侧电压V62具有与图13所示的极性相反的极性时，电流从次级绕组62流过第二电感器73、输出电容器71和电负载以及第一整流器电路10A。当次级侧电压V62变为零时，由第二电感器73驱动的电流持续流过输出电容器71和负载，而不是第一整流器电路10A流过第二整流器电路10B。
在图11至图13所示的每个功率转换器电路中，同时只能正向偏置第一和第二整流器电路10A、10B中的一个。之前解释的具有第一整流器电路10A和第二整流器电路10B的每个电路装置可用于图11至图13所示的每个功率转换器电路。尽管在图11至图13中，第一和第二整流器电路10A、10B中的每一个都被绘制为具有驱动输入端11A、11B和电压抽头2xA、2xB，但应该注意，根据该具体实施方式，可以省略这些抽头或输入端中的一个或多个。
图15示出了具有第一整流器电路10A和第二整流器电路10B的电路装置的另一实施例。该电路装置基于图4所示的电路装置，其中在图15所示的实施例中，两个整流器电路10A、10B并联连接。即，第二负载节点13A、13B处的电位V2A、V2B相同。类似于图3所示的实施例，驱动电路4接收来自第一整流器电路10A的抽头电压并被配置为驱动第一整流器电路10A中的晶体管14A和第二整流器电路10B中的晶体管14B。第一整流器电路10A中的晶体管14A是任选的，并且如图1所示可以省略。
根据一个实施例，驱动电路4被配置为感测第一整流器电路10A的操作状态并基于该操作状态驱动晶体管14A、14B。即，驱动电路4可以被配置为当第一整流器电路10A被正向偏置时导通晶体管14A、14B。可以如以下所解释的那样检测第一整流器电路10A的偏置状态。即，可以感测电流IA的极性和/或电压VA的极性。总电压VA的极性对应于抽头电压的极性，抽头电压的极性将用于检测第一整流器电路10A的操作状态。
图16示出了驱动电路4的一个实施例。该驱动电路4对应于图5所示的驱动电路，不同之处在于控制器5仅接收第一整流器电路10A的状态信号SA。图16所示的驱动电路4的供电电路6可对应于图3所示的供电电路。
驱动电路4可被配置为同时切换晶体管14A、14B。然而，这仅仅是一个实例。根据另一实施例，在切换两个晶体管14A、14B之间可能具有时间延迟。这可以帮助防止交叉传导或电流击穿。
在具有之前解释的两个整流器电路10A、10B和驱动电路4的电路装置中，整流器电路10A、10B可以集成到公共的半导体本体(裸片)中，并且驱动电路4可以集成到与其分离的半导体本体(裸片)中。根据另一实施例，整流器电路10A、10B和驱动电路4中的每一个都被集成到其自身的半导体本体中。根据又一实施例，整流器电路10A、10B和驱动电路4被集成到公共的半导体本体中。
在之前解释的实施例中，向驱动电路4提供功率以驱动第二整流器电路10B的第一整流器电路10A包括具有整流器元件1A和若干晶体管31A、32A的串联电路。在这些实施例中，可以接收功率的电压抽头2xA是整流器元件1A和一个晶体管31A之间的连接点，或者是两个晶体管之间的连接点。然而，这仅仅是一个实例。根据另一实施例，整流器电路包括(仅)一个半导体器件，并且电压抽头是该半导体器件的内部负载路径的抽头。在图17中示出了这种半导体器件的一个实施例。
图17示出了包括具有内部体二极管的MOSFET的整流器电路10A的垂直截面图。在半导体本体100中，MOSFET包括第一掺杂类型的漂移区域111、第一掺杂类型的源极区域112、第一掺杂类型的漏极区域114以及与第一掺杂类型互补的第二掺杂类型的本体区域113。漂移区域111的掺杂浓度小于源极和漏极区域112、114中的每一个的掺杂浓度。本体区域113将源极区域112与漂移区域111分离，并且漂移区域111被配置在本体区域113和漏极区域114之间。栅电极121与本体区域113相邻并且通过栅极电介质122与本体区域113介电绝缘。以传统方式，栅电极121用于控制源极区域112和漂移区域111之间的本体区域113中的传导沟道。当栅电极121被驱动使得沿着栅极电介质122在本体区域113中具有传导沟道时，MOSFET处于导通状态，并且当传导沟道被中断时，MOSFET处于截止状态。
参照图17，源极区域112连接至源极节点S，漏极区域114连接至漏极节点D，以及栅电极连接至栅极节点。在该实施例中，源极节点形成整流器电路10A的第一负载节点12A，漏极节点D形成第二负载节点13A，并且栅极节点G形成控制节点14A。在图17中，不仅示出了各个器件区域，而且还示出了MOSFET 14A和内部体二极管1A的电路符号。参照标号1A表示内部体二极管的电路符号，其形成在本体区域113和漂移区域111(和漏极区域114)之间。内部体二极管形成整流器电路10A的整流器元件。参考标号14A表示MOSFET的电路符号。图17所示的电路符号适用于n型MOSFET。在这种情况下，第一掺杂类型是n型，且第二掺杂类型是p型。然而，还可以利用p型MOSFET来实施整流器电路10A。
参照图17，整流器电路10A还包括电压抽头2xA。在该实施例中，电压抽头2xA连接至漂移区域中的抽头区域114。抽头区域可以是第二掺杂类型的。抽头区域位于本体区域113和漏极区域114之间并且与这些区域113、114中的每一个隔开。
以下解释图17所示整流器电路的一种操作方式。为了说明的目的，假设MOSFET处于截止状态并且在第一和第二负载节点12A、12B之间施加电压，这使本体区域113和漂移区域11之间的pn结(体二极管1A)反向偏置。在这种情况下，在本体区域113处开始，空间电荷区域(耗尽区域)在漂移区域111中扩展，其中沿着本体区域113和漏极区域114之间的路径，耗尽区域中的电位随着与本体区域113的距离的增加而增加。抽头区域114“抽取”漂移区域111中定位其的位置处的电位。当抽头区域114远离漏极区域114时并且当施加在负载节点12A、13A之间的电压使得耗尽区域延伸到抽头区域114外时，抽头区域114处的电位在第一负载节点12A处的电位与第二负载节点13A处的电位之间。因此，图17所示的电压抽头2xA的功能与之前解释的其他附图所示的电压抽头2xA的功能相同。尽管公开了本发明的各个示例性实施例，但本领域技术人员应该理解，可以在不背离本发明的精神和范围的情况下进行各种改变和修改，这将实现本发明的一些优点。本领域技术人员应该理解，可以适当地替代执行相同功能的其他部件。应该提及，参照特定附图解释的特征可以与其他附图的特征组合，即使没有明确提到这些情况。此外，本发明的方法可以使用所有的软件实施方式(使用适当的处理器指令)或以混合实施方式(利用硬件逻辑和软件逻辑的组合以实现相同结果)来实现。本发明的概念的这些修改旨在被所附权利要求覆盖。
诸如“下方”、“之下”、“下部”、“上方”、“上部”等的空间相对术语用于描述的方便来解释一个元件相对于第二元件的定位。除了图中所示的不同定位之外，这些术语用于包括设备的不同定位。此外，诸如“第一”、“第二”等的术语还用于描述各种元件、区域、部分等，而不用于限制。类似的术语在说明书中表示类似的元件。
如本文所使用的，术语“具有”、“包含”、“包括”等是开放端点的术语，其表示存在所提到的元件或特性但是不排除附加的元件或特征。冠词“一个”和“该”用于包括多个以及单个，除非另有明确指定。
考虑到变化和应用的上述范围，应该理解，本发明不限于上面的描述，也不被附图限制。相反地，本发明仅通过以下权利要求和它们的合法等效来限制。

Claims (24)

1.一种电路装置，包括：
第一整流器电路，包括负载路径和电压抽头；
第二整流器电路，包括负载路径和驱动输入端，并且被配置为通过在所述驱动输入端处接收的驱动信号接通和断开；以及
驱动电路，包括耦合至所述第一整流器电路的所述电压抽头的第一供电输入端和耦合至所述第二整流器电路的所述驱动输入端的第一驱动输出端，
其中，所述第一整流器电路的负载路径和所述第二整流器电路的负载路径耦合至公共电路节点，以及
其中，所述驱动电路被配置为使用从所述第一整流器电路的所述电压抽头接收的电功率来驱动至少所述第二整流器电路。
2.根据权利要求1所述的电路装置，其中，所述第一整流器电路的负载路径和所述第二整流器电路的负载路径并联连接。
3.根据权利要求2所述的电路装置，其中，所述第二整流器电路包括：
晶体管，包括耦合至所述第二整流器电路的所述驱动输入端的驱动节点和负载路径；以及
整流器元件，
其中，所述整流器元件与所述晶体管的负载路径并联连接，并且
其中，所述晶体管的负载路径形成所述第二整流器电路的负载路径。
4.根据权利要求3所述的电路装置，其中，所述驱动电路被配置为
检测通过所述第一整流器电路的电流和所述第一整流器电路两端的电压中的至少一个，以及
基于所检测的电流和所检测的电压中的至少一个来驱动所述第二整流器电路处于接通状态。
5.根据权利要求4所述的驱动电路，其中，所述驱动电路被配置为当通过所述第一整流器电路的电流具有预定电流方向时驱动所述第二整流器电路处于所述接通状态。
6.根据权利要求4所述的驱动电路，其中，所述驱动电路被配置为当所述第一整流器电路两端的电压具有预定极性时驱动所述第二整流器电路处于所述接通状态。
7.根据权利要求2所述的电路装置，其中
所述第一整流器电路包括驱动输入端并且被配置为通过在所述驱动节点处接收的驱动信号而接通和断开，
所述驱动电路包括耦合至所述第一整流器电路的所述驱动节点的第二驱动输入端，并且
所述驱动电路被配置为使用从所述第一整流器电路的所述电压抽头接收的电功率来驱动所述第一整流器电路。
8.根据权利要求7所述的电路装置，其中，所述驱动电路包括耦合至所述第一供电输入端的能量存储。
9.根据权利要求7所述的电路装置，其中，所述第一整流器电路包括：
第一晶体管，具有驱动节点和负载路径；以及
至少一个第二晶体管，具有驱动节点和负载路径，
其中，所述第一晶体管的负载路径和所述至少一个第二晶体管的负载路径串联连接并形成所述第一整流器电路的负载路径，
其中所述第一晶体管的驱动节点耦合至所述第一整流器电路的驱动输入端，
其中，所述至少一个第二晶体管被配置为通过所述第一晶体管直接或间接地驱动，并且
其中，所述第一整流器电路的所述电压抽头耦合至所述第一晶体管的负载路径与所述至少一个第二晶体管的负载路径之间的电路节点。
10.根据权利要求9所述的电路装置，其中，整流器元件与所述第一晶体管并联连接。
11.根据权利要求9所述的电路装置，其中，所述第一晶体管是常开型晶体管，并且所述至少一个第二晶体管是常关型晶体管。
12.根据权利要求9所述的电路装置，
其中，所述第一整流器电路包括多个第二晶体管，每一个第二晶体管均具有负载路径，
其中，所述第二晶体管的负载路径串联连接，并且
其中，所述多个第二晶体管中的每一个第二晶体管都被配置为通过所述第一晶体管直接或间接地驱动。
13.根据权利要求1所述的电路装置，其中
所述第一整流器电路还包括驱动输入端并被配置为通过在所述驱动输入端处接收的驱动信号接通和断开，
所述驱动电路包括耦合至所述第一整流器电路的所述驱动输入端的第二驱动输出端。
14.根据权利要求13所述的电路装置，其中，所述驱动电路被配置为使用在所述第一供电输入端处接收的电能来驱动所述第一整流器电路。
15.根据权利要求14所述的电路装置，其中，所述驱动电路包括耦合至所述第一供电输入端的能量存储。
16.根据权利要求13所述的电路装置，其中
所述第二整流器电路包括电压抽头，
所述驱动电路包括耦合至所述第二整流器电路的电压抽头的第二供电输入端，并且
所述驱动电路被配置为使用从所述第二整流器电路的电压抽头接收的电能来驱动所述第一整流器电路。
17.根据权利要求13所述的电路装置，其中，所述驱动电路被配置为
检测通过所述第一整流器电路的电流和所述第一整流器电路两端的电压中的至少一个，以及
基于所检测的电流和所检测的电压中的至少一个来驱动所述第二整流器电路处于接通状态。
18.根据权利要求17所述的驱动电路，其中，所述驱动电路被配置为当通过所述第一整流器电路的电流具有预定电流方向时驱动所述第二整流器电路处于所述接通状态。
19.根据权利要求17所述的驱动电路，其中，所述驱动电路被配置为当所述第一整流器电路两端的电压具有预定极性时驱动所述第二整流器电路处于所述接通状态。
20.根据权利要求13所述的电路装置，其中，所述驱动电路被配置为
检测通过所述第二整流器电路的电流和所述第二整流器电路两端的电压中的至少一个，以及
基于所检测的电流和所检测的电压中的至少一个来驱动所述第一整流器电路处于接通状态。
21.根据权利要求13所述的电路装置，其中，所述第一整流器电路和所述第二整流器电路中的每一个都包括：
第一晶体管，具有驱动节点和负载路径；以及
至少一个第二晶体管，具有驱动节点和负载路径，
其中，所述第一晶体管的负载路径和所述至少一个第二晶体管的负载路径串联连接并形成对应的整流器电路的负载路径，
其中，所述第一晶体管的驱动节点耦合至对应的整流器电路的驱动输入端，
其中，所述至少一个第二晶体管被配置为通过所述第一晶体管直接或间接地驱动，并且
其中，所述对应的整流器电路的电压抽头耦合至所述第一晶体管的负载路径和所述至少一个第二晶体管的负载路径之间的电路节点。
22.根据权利要求21所述的电路装置，
其中，所述第一整流器电路和所述第二整流器电路中的至少一个包括多个第二晶体管，每一个第二晶体管均具有负载路径，
其中，所述第二晶体管的负载路径串联连接，并且
其中，所述多个第二晶体管中的每一个第二晶体管都被配置为通过所述第一晶体管直接或间接地驱动。
23.一种方法，包括：
通过驱动电路从包括负载路径和电压抽头的第一整流器电路的电压抽头接收电功率；以及
通过所述驱动电路使用所述电功率来驱动包括负载路径的第二整流器电路，
其中，所述第一整流器电路的负载路径和所述第二整流器电路的负载路径耦合至公共电路节点。
24.根据权利要求23所述的方法，其中，所述第一整流器电路的负载路径和所述第二整流器电路的负载路径并联连接。
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