CN105871293A - 一种低成本的双pwm功率变换器模型预测控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种低成本的双PWM功率变换器模型预测控制方法，包括：根据测量的相电流和转速估算感应电机的定子、转子磁链；预测下一采样时刻逆变侧四个电压矢量对应定子磁链的绝对值、转矩，整流侧有功功率和无功功率，根据四个桥臂的开关状态预测电容电压；速度外环和母线电压外环采用比例积分调节器(PI)，调节器输出有功功率给定和电机磁链给定；通过预测值、测量值和给定值构建系统的目标函数，施加较小目标函数对应的整流和逆变侧的开关组合到功率变换器。本发明适用于低成本的双PWM变频调速系统，采用本发明所使用的最优目标函数确定方法，可以大大减少模型预测控制的预测和迭代次数，降低计算复杂度，使之能够在实际工程中实现。

Description

一种低成本的双PWM功率变换器模型预测控制方法

技术领域

本发明属于中大功率的变频调速技术领域，更具体地，涉及一种低成本的双PWM功率变换器模型预测控制方法。

背景技术

整流可控的变频调速系统由于其高效节能的特点在风力发电，冶金等中大功率场合得到了广泛的应用，其功率变换器主要为图1所示的三相六桥臂结构，包含整流环节(即AC/DC变换器)和逆变环节(即DC/AC变换器)，整流环节实现电能的双向流动；逆变环节连接直流侧和交流电机，将电能转化为机械能输出。通过控制功率管的开通与关断可以实现该系统的高性能控制。可以看到，该拓扑结构总共有12个功率开关管，系统中大量的开关管会导致系统的成本高体积大。同时，由于大面积使用功率管，导致系统故障的概率增加。图1为现有技术的三相-三相全桥变频调速系统功率变换器结构示意图，所示为标准的双PWM功率变换器(12个IGBT的三相全桥整流可控变频调速系统)，其中整流侧有三个桥臂，逆变侧有三个桥臂。

随着对中大功率变频调速系统成本、可靠性的要求越来越高，低成本的功率变换器受到越来越多的关注。然而目前由于控制技术的局限，基于脉宽调制策略(PWM)的线性控制方法难以实现良好的性能控制。而且，低成本的功率变换器，由于开关管减少，导致系统的控制自由度降低，同时，系统中存在的非线性原件也为控制策略提出了挑战。

发明内容

针对现有技术的以上缺陷，本发明提供一种低成本的双PWM功率变换器变频调速系统的模型预测控制方法，能在只是用四个功率桥臂的情况下，实现整流子系统和逆变子系统的高性能闭环控制。

本发明提供一种低成本的双PWM功率变换器模型预测控制方法，包括以下步骤：

S1、分别测出三相电网电压三相电网电流三相电机电流母线电压u_d和电机转速ω；

S2、在整流侧计算有功功率的给定值P*，在逆变侧计算转矩的给定值

S3、通过所述母线电压u_d计算各开关状态下的电压矢量当前时刻的值；

S4、通过所述电机转速ω和所述三相电机电流估算转子磁链然后计算定子磁链其计算公式如下：

${\stackrel{\→}{\mathrm{\ψ}}}_r+{\mathrm{\τ}}_r\frac{d{\stackrel{\→}{\mathrm{\ψ}}}_r}{dt}=L_m\stackrel{\→}{i_l}+{\mathrm{j\ω\τ}}_r{\stackrel{\→}{\mathrm{\ψ}}}_r$

${\stackrel{\→}{\mathrm{\ψ}}}_s=\frac{L_m}{L_r}{\stackrel{\→}{\mathrm{\ψ}}}_r+{\mathrm{\σL}}_s{\stackrel{\→}{i}}_l$

其中，τ_r＝L_r/R_r为电机转子时间常数；R_r是电机的转子电阻；L_m、L_r、L_s分别为电机定转子互感、转子电感和定子电感；σ＝1-L_m ²/L_sL_r是电机漏感系数；

S5、在整流侧，预测下一采样时刻有功功率P(k+1)和无功功率Q(k+1)，P_N额定输出功率，在逆变侧，预测下一采样时刻所有电压矢量对应定子磁链和电磁转矩T_e(k+1)，T_eN,是额定转矩和定子磁链；

S6、设计整流侧目标函数：

$J_g={\[P^{*}-P{(k+1)}_i\]}^2/P_N^2+{\[Q^{*}-Q{(k+1)}_i\]}^2/P_N^2,i\∈\{1,2,3,4\}$

设计逆变侧目标函数：

$J_m={\[T_e^{*}-T_e{(k+1)}_i\]}^2/T_{eN}^2+{\mathrm{\λ}}_0{\[\left|{\mathrm{\ψ}}_s^{*}\right|-|{\stackrel{\→}{\mathrm{\ψ}}}_e(k+1){|}_i\]}^2/|{\mathrm{\ψ}}_{sN}{|}^2,i\∈\{1,2,3,4\}$

其中，λ₀表示跟踪磁链和转矩的相对重要性；当λ₀＜1时，控制策略优先跟踪转矩，当λ₀＞1时，控制策略优先跟踪磁链；

S7、设计电网侧过电流约束目标函数：

$J_{g\_oc}={\mathrm{\λ}}_{\mathrm{\∞}}f\left(\right|{\stackrel{\→}{i}}_g\left(k+1\right)|>i_{g\_max})$

电机侧过电流约束的目标函数：

$J_{m\_oc}={\mathrm{\λ}}_{\mathrm{\∞}}f\left(\right|{\stackrel{\→}{i}}_l\left(k+1\right)|>i_{l\_max})$

电容电压漂移抑制的目标函数：

J_{c_oc}＝λ_∞f(|i_g3(k+1)-i_l3(k+1)|＞i_{c_max})

其中，λ_∞是一个很大的值，i_{g_max}、i_{l_max}、i_{c_max}分别是电网侧、电机侧、电容部分允许流过的最大电流，f(·)是一个二进制函数，当条件正确时函数为1，条件错误时为0；

设计电容电压抵消抑制、防止偏离方向的目标函数：

J_{c_v}＝[v_c1(k+1)-v_c2(k+1)]².

这里，x＝c1,c2，C是母线电容；

S8、综合逆变侧总的目标函数：

J_{2_m}＝J_m+J_m__oc

整流侧总的目标函数：

J_{2_g}＝J_g+λ₁·J_{c_v}+J_{g_oc}+J_{c_oc}

取使得目标函数最小化的电压矢量为最优的电压矢量，施加该电压矢量对应的开关组合到每个桥臂。

作为本发明的低成本的双PWM功率变换器模型预测控制方法的优选实施方式，在步骤S3中：开关状态0表示该桥臂上管关闭，下管导通，开关状态1表示该桥臂上管导通，下管关闭，在开关状态00，电压矢量为在开关状态10，电压矢量为在开关状态11，电压矢量为在开关状态01，电压矢量为

作为本发明的低成本的双PWM功率变换器模型预测控制方法的优选实施方式，在步骤S5中，下一采样时刻所有电压矢量对应定子磁链和电磁转矩T_e(k+1)的计算公式如下：

${\stackrel{\→}{\mathrm{\ψ}}}_s(k+1)={\stackrel{\→}{\mathrm{\ψ}}}_s\left(k\right)+T_s\stackrel{\→}{v_l}\left(k\right)-R_s{T}_s\stackrel{\→}{i_l}\left(k\right)$

$T_e(k+1)=\frac{3}{2}p\·\mathrm{Im}\{{\stackrel{\‾}{\stackrel{\→}{\mathrm{\ψ}}}}_s(k+1)\·\stackrel{\→}{i_l}(k+1)\}$

其中，k和k+1代表采样时刻；T_s是采样时间；为逆变器电压矢量；R_s是电机定子电阻；p是电机的极对数；符号Im{·}表示取该表达式的虚部。

作为上述技术方案的改进，所述电磁转矩T_e(k+1)的预测需要首先对电机的电流进行预测：

${\stackrel{\→}{i}}_l(k+1)=(1+\frac{T_s}{{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{\σ}}})\·{\stackrel{\→}{i}}_l\left(k\right)+\frac{T_s}{T_s+{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{\σ}}}\·\left\{\frac{1}{R_{\mathrm{\σ}}}\left(\right(\frac{k_r}{{\mathrm{\τ}}_r}-j\mathrm{\ω}\left(k\right)k_r\left){\stackrel{\→}{\mathrm{\ψ}}}_r\right(k)+{\stackrel{\→}{v}}_l(k\left)\right)\right\}$

其中，为等效电阻；k_r＝L_m/L_r为转子互感系数；τ_σ＝σL_s/R_σ为等效时间常数。

作为本发明的低成本的双PWM功率变换器模型预测控制方法的优选实施方式，在步骤S5中，下一采样时刻有功功率P(k+1)和无功功率Q(k+1)的计算公式如下：

$P(k+1)=\mathrm{Re}\left\{{\stackrel{\→}{e}}_g(k+1){\stackrel{\‾}{\stackrel{\→}{i}}}_g(k+1)\right\}$

$Q(k+1)=\mathrm{Im}\left\{{\stackrel{\→}{e}}_g(k+1){\stackrel{\‾}{\stackrel{\→}{i}}}_g(k+1)\right\}$

其中，表示预测网侧电流的共轭；表示电网电压的预测值。

作为上述技术方案的改进，电网电流的计算公式如下：

${\stackrel{\→}{i}}_g(k+1)=(1-\frac{R_g{T}_s}{L_g}){\stackrel{\→}{i}}_g\left(k\right)+\frac{T_s}{L_g}{\stackrel{\→}{e}}_g\left(k\right)-\frac{T_s}{L_g}{\stackrel{\→}{v}}_g\left(k\right)$

其中，L_g是网侧滤波电感；R_g是等效网侧内阻；为整流器电压矢量。

总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，具有以下有益效果：

(1)在桥臂共享的情况下，在整流侧实现有功功率、无功功率以及母线电压的闭环控制；在逆变侧能够实现磁链、转矩以及速度的闭环控制，实现了整流子系统和逆变子系统的独立控制；

(2)采用本发明所使用的最优目标函数确定方法，可以大大减少模型预测控制的预测和迭代次数，降低计算复杂度，使之能够在实际工程中实现。

附图说明

图1为现有技术的三相-三相全桥变频调速系统功率变换器结构示意图。

图2为本发明四桥臂背靠背功率变换器感应电机驱动模型示意图。

图3为本发明的控制模块与控制对象示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

图2所示为本发明的低成本双PWM功率变换器变频调速示意图，相当于整流侧和逆变侧共享直流母线桥臂，并采用模型预测控制的算法作为控制器驱动感应电机。

图3所示为本发明的控制器结构框图与控制对象示意图，为了实现高性能的闭环控制策略，在整流环节中，采用传统的比例积分控制器(PI控制器)获取有功功率的给定值，电压内环控制采用模型预测控制；在逆变环节中，速度外环控制采用传统的PI控制器获得转矩的给定值，电流内环控制采用模型预测控制。本发明包含磁链估计，有功功率、无功功率、转矩、磁链预测，目标函数最优化三个阶段。

第一阶段，估计当前的感应电机定子和转子磁链。本方法采用电压磁链模型或电流磁链模型估算当前的转子和定子磁链。

第二阶段，利用电压传感器，测量直流母线电容的实时电压，计算当前电压矢量的精确值，如表1所示，v_c1表示上端母线电容电压，v_c2表示下端母线电容电压。在本发明实施例中，开关状态0表示该桥臂上管关闭，下管导通；开关状态1表示该桥臂上管导通，下管关闭。例如，开关状态00表示两个桥臂均为上管关闭，下管导通。整流环节根据数学模型对四个电压矢量对应的有功功率、无功功率进行预测；逆变环节根据数学模型对四个电压矢量对应的转矩和定子磁链进行预测。整流侧和逆变侧可施加的电压矢量如下表1所示,其中，x＝g/l。

表1

第三阶段，根据系统的给定值与预测量构建目标函数，根据目标函数选择最优的开关组合。

结合图3，本发明的低成本的双PWM功率变换器模型预测控制方法具体包括以下步骤：

S1、通过感应电机驱动系统中已有的电流传感器、电压传感器和速度传感器分别测出三相电网电压三相电网电流三相电机电流母线电压u_d和电机转速ω。

S2、在逆变环节，速度控制环采用PI控制器，该控制器输出作为转矩的给定值在整流环节，电压控制环采用PI控制器，该控制器输出作为有功功率的给定值P*。

S3、通过测量的母线电压u_d，母线电容电压v_c1、v_c2计算表1中所示的四个电压矢量当前时刻的值。

S4、通过测量的电机转速ω和三相电机电流估算转子磁链然后计算定子磁链其计算公式如下：

${\stackrel{\→}{\mathrm{\ψ}}}_r+{\mathrm{\τ}}_r\frac{d{\stackrel{\→}{\mathrm{\ψ}}}_r}{dt}=L_m{\stackrel{\→}{i}}_l+{\mathrm{j\ω\τ}}_r{\stackrel{\→}{\mathrm{\ψ}}}_r$

${\stackrel{\→}{\mathrm{\ψ}}}_s=\frac{L_m}{L_r}{\stackrel{\→}{\mathrm{\ψ}}}_r+{\mathrm{\σL}}_s{\stackrel{\→}{i}}_l$

其中，τ_r＝L_r/R_r为电机转子时间常数；R_r是电机的转子电阻；L_m、L_r、L_s分别为电机定转子互感、转子电感和定子电感；σ＝1-L_m ²/L_sL_r是电机漏感系数。

S5、在逆变环节，通过电机模型和逆变器模型预测下一采样时刻所有电压矢量对应定子磁链和电磁转矩T_e(k+1)，T_eN,是额定转矩和定子磁链，在本发明实施例中，

定子磁链的预测模型如下：

${\stackrel{\→}{\mathrm{\ψ}}}_s(k+1)={\stackrel{\→}{\mathrm{\ψ}}}_s\left(k\right)+T_s{\stackrel{\→}{v}}_l\left(k\right)-R_s{T}_s{\stackrel{\→}{i}}_l\left(k\right)$

电磁转矩的预测模型如下：

$T_e(k+1)=\frac{3}{2}p\·\mathrm{Im}\{{\stackrel{\→}{\mathrm{\ψ}}}_s(k+1)\·{\stackrel{\→}{i}}_l(k+1)\}$

其中，k和k+1代表采样时刻；T_s是采样时间；为逆变器电压矢量；R_s是电机定子电阻；p是电机的极对数；符号Im{·}表示取该表达式的虚部。

电磁转矩的预测需要首先对电机的电流进行预测：

${\stackrel{\→}{i}}_l(k+1)=(1+\frac{T_s}{{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{\σ}}})\·{\stackrel{\→}{i}}_l\left(k\right)+\frac{T_s}{T_s+{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{\σ}}}\·\left\{\frac{1}{R_{\mathrm{\σ}}}\left(\right(\frac{k_r}{{\mathrm{\τ}}_r}-j\mathrm{\ω}\left(k\right)k_r\left){\stackrel{\→}{\mathrm{\ψ}}}_r\right(k)+{\stackrel{\→}{v}}_l(k\left)\right)\right\}$

其中，为了表示方便，为等效电阻；k_r＝L_m/L_r为转子互感系数；τ_σ＝σL_s/R_σ为等效时间常数；

在整流环节，根据整流器的数学模型预测下一采样时刻有功功率P(k+1)和无功功率Q(k+1)；

$P(k+1)=\mathrm{Re}\left\{{\stackrel{\→}{e}}_g(k+1){\stackrel{\‾}{\stackrel{\→}{i}}}_g(k+1)\right\}$

$Q(k+1)=\mathrm{Im}\left\{{\stackrel{\→}{e}}_g(k+1){\stackrel{\‾}{\stackrel{\→}{i}}}_g(k+1)\right\}$

其中，表示预测网侧电流的共轭；表示电网电压的预测值，ω_gT_s是电网侧电压矢量在一个采样间隔的旋转角度，电网电流可以通过整流器模型获得：

${\stackrel{\→}{i}}_g(k+1)=(1-\frac{R_g{T}_s}{L_g}){\stackrel{\→}{i}}_g\left(k\right)+\frac{T_s}{L_g}{\stackrel{\→}{e}}_g\left(k\right)-\frac{T_s}{L_g}\stackrel{\→}{v_g}\left(k\right)$

其中，L_g是网侧滤波电感；R_g是等效网侧内阻；为整流器电压矢量。

S6、设计整流侧目标函数：

$J_g={\[P^{*}-P{(k+1)}_i\]}^2/P_N^2+{\[Q^{*}-Q{(k+1)}_i\]}^2/P_N^2,i\∈\{1,2,3,4\}$

设计逆变侧目标函数：

$J_m={\[T_e^{*}-T_e{(k+1)}_i\]}^2/T_{eN}^2+{\mathrm{\λ}}_0{\[\left|{\mathrm{\ψ}}_s^{*}\right|-|{\stackrel{\→}{\mathrm{\ψ}}}_e(k+1){|}_i\]}^2/|{\mathrm{\ψ}}_{sN}{|}^2,i\∈\{1,2,3,4\}$

其中，λ₀表示跟踪磁链和转矩的相对重要性。当λ₀＜1时，控制策略优先跟踪转矩，当λ₀＞1时，控制策略优先跟踪磁链。

S7、设计过电流时电网侧目标函数：

$J_{g\_oc}={\mathrm{\λ}}_{\mathrm{\∞}}f\left(\right|{\stackrel{\→}{i}}_g\left(k+1\right)|>i_{g\_max})$

电机侧的目标函数：

$J_{m\_oc}={\mathrm{\λ}}_{\mathrm{\∞}}f\left(\right|{\stackrel{\→}{i}}_l\left(k+1\right)|>i_{l\_max})$

电容部分的目标函数：

$J_{c\_oc}={\mathrm{\λ}}_{\mathrm{\∞}}f\left(\right|i_{g3}\left(k+1\right)-i_{l3}\left(k+1\right)|>i_{c\_max})$

其中，λ_∞是一个很大的值，i_{g_max}、i_{l_max}、i_{c_max}分别是电网侧、电机侧、电容部分允许流过的最大电流，f(·)是一个二进制函数，当正常运行时函数为1，故障运行时为0；

设计电容电压抵消抑制、防止偏离方向的目标函数：

J_{c_v}＝[v_c1(k+1)-v_c2(k+1)]².

这里，x＝c1,c2，C是母线电容。

S8、综合逆变侧总的目标函数：

J_{2_m}＝J_m+J_{m_oc}

整流侧总的目标函数：

J_{2_g}＝J_g+λ₁·J_{c_v}+J_{g_oc}+J_{c_oc}

通过上述目标函数为基础，构建全局的目标函数，取使得目标函数最小化的电压矢量为最优的电压矢量，施加该电压矢量对应的开关组合，将该组合中的每个开关状态施加到每个桥臂。

表2对四桥臂背靠背功率变换器和全桥背靠背功率变换器预测变量的数量和计算复杂度进行了比较：

表2

本发明的低成本的双PWM功率变换器变频调速系统的模型预测控制方法在桥臂共享的情况下，在整流侧实现有功功率、无功功率以及母线电压的闭环控制；在逆变侧能够实现磁链、转矩以及速度的闭环控制，实现了整流子系统和逆变子系统的独立控制；采用本发明所使用的最优目标函数确定方法，可以大大减少模型预测控制的预测和迭代次数，降低计算复杂度，使之能够在实际工程中实现。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种低成本的双PWM功率变换器模型预测控制方法，其特征在于，包括：

S1、分别测出三相电网电压三相电网电流三相电机电流母线电压u_d和电机转速ω；

S2、在整流侧计算有功功率的给定值P*，在逆变侧计算转矩的给定值

S3、通过所述母线电压u_d计算各开关状态下的电压矢量当前时刻的值；

S4、通过所述电机转速ω和所述三相电机电流估算转子磁链然后计算定子磁链其计算公式如下：

${\stackrel{\→}{\mathrm{\ψ}}}_r+{\mathrm{\τ}}_r\frac{d{\stackrel{\→}{\mathrm{\ψ}}}_r}{dt}=L_m{\stackrel{\→}{i}}_l+{\mathrm{j\ω\τ}}_r{\stackrel{\→}{\mathrm{\ψ}}}_r$

${\stackrel{\→}{\mathrm{\ψ}}}_s=\frac{L_m}{L_r}{\stackrel{\→}{\mathrm{\ψ}}}_r+{\mathrm{\σL}}_s{\stackrel{\→}{i}}_l$

其中，τ_r＝L_r/R_r为电机转子时间常数；R_r是电机的转子电阻；L_m、L_r、L_s分别为电机定转子互感、转子电感和定子电感；σ＝1-L_m ²/L_sL_r是电机漏感系数；

S5、在整流侧，预测下一采样时刻有功功率P(k＋1)和无功功率Q(k＋1)，P_N额定输出功率，在逆变侧，预测下一采样时刻所有电压矢量对应定子磁链和电磁转矩T_e(k＋1)，T_eN,是额定转矩和定子磁链；

S6、设计整流侧目标函数：

$J_g={\[P^{*}-P{(k+1)}_i\]}^2/P_N^2+{\[Q^{*}-Q{(k+1)}_i\]}^2/P_N^2,i\∈\{1,2,3,4\}$

设计逆变侧目标函数：

$J_m={\[T_e^{*}-T_e{(k+1)}_i\]}^2/T_{eN}^2+{\mathrm{\λ}}_0{\[\left|{\mathrm{\ψ}}_s^{*}\right|-|{\stackrel{\→}{\mathrm{\ψ}}}_e(k+1){|}_i\]}^2/|{\mathrm{\ψ}}_{sN}{|}^2,i\∈\{1,2,3,4\}$

其中，λ₀表示跟踪磁链和转矩的相对重要性；当λ₀＜1时，控制策略优先跟踪转矩，当λ₀＞1时，控制策略优先跟踪磁链；

S7、设计电网侧过电流约束目标函数：

$J_{g\_oc}={\mathrm{\λ}}_{\mathrm{\∞}}f\left(\right|{\stackrel{\→}{i}}_g(k+1)|>i_{g\_max})$

电机侧过电流约束的目标函数：

$J_{m\_oc}={\mathrm{\λ}}_{\mathrm{\∞}}f\left(\right|{\stackrel{\→}{i}}_l(k+1)|>i_{l\_max})$

电容电压漂移抑制的目标函数：

J_{c_oc}＝λ_∞f(|i_g3(k＋1)-i_l3(k＋1)|＞i_{c_max})

其中，λ_∞是一个很大的值，i_{g_max}、i_{l_max}、i_{c_max}分别是电网侧、电机侧、电容部分允许流过的最大电流，f(·)是一个二进制函数，当条件正确时函数为1，条件错误时为0；

设计电容电压抵消抑制、防止偏离方向的目标函数：

J_{c_v}＝[v_c1(k＋1)-v_c2(k+1)]².

这里，x＝c1,c2，C是母线电容；

S8、综合逆变侧总的目标函数：

J_{2_m}＝J_m+J_{m_oc}

整流侧总的目标函数：

J_{2_g}＝J_g+λ₁·J_{c_v}+J_{g_oc}+J_{c_oc}

取使得目标函数最小化的电压矢量为最优的电压矢量，施加该电压矢量对应的开关组合到每个桥臂。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤S3中，开关状态0表示该桥臂上管关闭，下管导通，开关状态1表示该桥臂上管导通，下管关闭，在开关状态00，电压矢量为在开关状态10，电压矢量为在开关状态11，电压矢量为在开关状态01，电压矢量为

3.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述步骤S5中，下一采样时刻所有电压矢量对应定子磁链和电磁转矩T_e(k+1)的计算公式如下：

${\stackrel{\→}{\mathrm{\ψ}}}_s(k+1)={\stackrel{\→}{\mathrm{\ψ}}}_s\left(k\right)+T_s{\stackrel{\→}{v}}_l\left(k\right)-R_s{T}_s{\stackrel{\→}{i}}_l\left(k\right)$

$T_e(k+1)=\frac{3}{2}p\·\mathrm{Im}\{{\stackrel{\‾}{\stackrel{\→}{\mathrm{\ψ}}}}_s(k+1)\·{\stackrel{\→}{i}}_l(k+1)\}$

其中，k和k+1代表采样时刻；T_s是采样时间；为逆变器电压矢量；R_s是电机定子电阻；p是电机的极对数；符号Im{·}表示取该表达式的虚部。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述电磁转矩T_e(k+1)的预测需要首先对电机的电流进行预测：

${\stackrel{\→}{i}}_l(k+1)=(1+\frac{T_s}{{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{\σ}}})\·{\stackrel{\→}{i}}_l\left(k\right)+\frac{T_s}{T_s+{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{\σ}}}\·\left\{\frac{1}{R_{\mathrm{\σ}}}\left(\right(\frac{k_r}{{\mathrm{\τ}}_r}-j\mathrm{\ω}\left(k\right)k_r\right){\stackrel{\→}{\mathrm{\ψ}}}_r\left(k\right)+{\stackrel{\→}{v}}_l\left(k\right)\left)\right\}$

其中，为等效电阻；k_r＝L_m/L_r为转子互感系数；τ_σ＝σL_s/R_σ为等效时间常数。

5.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述步骤S5中，下一采样时刻有功功率P(k＋1)和无功功率Q(k＋1)的计算公式如下：

$P(k+1)=\mathrm{Re}\left\{{\stackrel{\→}{e}}_g(k+1){\stackrel{\‾}{\stackrel{\→}{i}}}_g(k+1)\right\}$

$Q(k+1)=\mathrm{Im}\left\{{\stackrel{\→}{e}}_g(k+1){\stackrel{\‾}{\stackrel{\→}{i}}}_g(k+1)\right\}$

其中，表示预测网侧电流的共轭；表示电网电压的预测值。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，电网电流的计算公式如下：

${\stackrel{\→}{i}}_g(k+1)=(1-\frac{R_g{T}_s}{L_g}){\stackrel{\→}{i}}_g\left(k\right)+\frac{T_s}{L_g}{\stackrel{\→}{e}}_g\left(k\right)-\frac{T_s}{L_g}{\stackrel{\→}{v}}_g\left(k\right)$

其中，L_g是网侧滤波电感；R_g是等效网侧内阻；为整流器电压矢量。