CN105871280B - 用于估计电机中的差分电感的方法和系统 - Google Patents

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Abstract

提供了用于估计电机中的差分电感的方法和系统。一种用于估计电机中的差分电感的自调试方法和系统，电机诸如例如同步磁阻电机或内置永磁机，其中提供了正交磁化效应。电机通过PWM电压来驱动(31)，以在使电机保持处于静止或准静止的同时探测电机中的电流的当前多个操作点。在每个操作点处，PWM开关电压瞬态用作(32)小信号激励。电机的电流通过过采样来测量(33)，这允许包括通过PWM开关瞬态产生的PWM周期内的电流纹波的波形的重建。最后，基于所确定的直轴和正交电流波形和电压来确定(35)每个操作点处的差分电感。

Description

用于估计电机中的差分电感的方法和系统
技术领域
本发明一般地涉及电机的控制。具体地，本发明涉及用于估计诸如同步磁阻电机或内置永磁电机的电机中的差分电感的自调试方法系统。
背景技术
电机磁模型的知识在其控制的若干方面中是决定性的，特别是当磁链的强非线性出现在同步磁阻电机中时。在标准向量控制中的PI控制器的优化调谐的示例在文献上是丰富。根据机器模型适配增益确保所需的动力，并且甚至变得对于防止整体系统的不稳定性来说是重要的。最重要的是，例如模型预测控制的最先进的控制技术的成功需要精确的参数知识。
模型知识还通过从旋转dq基准系中的帕克(Park)变换产生的解耦合项的知识而有利于控制。当正交磁化作用发生时，这特别重要。只有这些项的适当补偿确保了最优动力。此外，参数知识意味着电动机可以例如根据每安培最大扭矩(MTPA)来以最优性能和最佳的效率运行。
在无传感器控制的情况下，基于基本模型的方法需要精确的参数知识。相比之下，基于显著性的无传感器控制方法可以在没有机器参数的任何知识的情况下确定显著性位置(几何或饱和引起的显著性)，只要正交磁化效果可以被忽略。然而，当正交磁化起作用时，相位延迟可以对所估计的角度引入明显误差，并且因此必须被估计。
最后但并非最不重要的，可以基于参数智能来诊断诸如故障的异常机器操作。为此，将机器响应与理想模型作比较，以检测与期望行为的偏差。
机器参数估计可以被分组为两个类别：离线和在线方法。离线方法在操作机器之前执行，而在线方法在正常运行期间运行。所提出的解决方案是称为自调试方法的离线方法的分类的一部分，表示对机器模型的识别在没有对附加设备的要求的情况下并且仅通过使用连接到其铭牌数据的是可用的机器的转换器来执行。
理想地，自调试估计方法在静止或准静止转子条件下被执行，呈现了转子冗余的手动锁定和固定。除了更快，静止方法的优点首先在自识别期间具有最大安全性，因为没有运行部件可以伤害附近的人员。此外，相对于恒定速度方法，需要空载机器。如果机器已经被布置在客户设施处，对负载机器的需要是特别麻烦的。第三，在于常规操作期间相同的条件下，将识别该设机器。这具有包括并且补偿可能的寄生效应的潜力。第四并且可能最有利的优点是，在不断开负载的情况下识别现场的机器参数的能力。这对于改进目的特别有用，例如当仅功率转换器被替换时。然而，另一方面是，静止测试可以不占空间谐波，例如齿谐波。此外，驱动系统的设备，例如电流传感器或变频器非线性的精度，限制了准确度。
静止估计过程在驱动器的正常操作之前运行的事实给出了很大的可能性，当涉及到信号的注入时，作为注入的负作用，诸如扭矩纹波、噪声、谐波和开关损耗的效果在过程的有限时间的执行期间具有较低的关注。当选择转换器驱动系统的开关频率时，该时间还留下很多自由度。
在用于静止参数估计的很多过程当中，许多过程假定线性参数和无正交磁化。传统过程由IEEE标准来描述，但是其缺乏准确性并且没有资格用于同步磁阻电机或内置永磁机，因为其强的非线性规定了取决于操作点的识别。
在一些传统过程中，例如在B.Stumberger，G.Stumberger，D.Dolinar，A.Hamler和M.Trlep的“Evaluation of saturation and cross-magnetization effects ininterior permanent-magnet synchronous motor”，IEEE Transactions on IndustryApplications,第39卷，第1264-1271页，2003年9月-10月中公开的，正交轴的电流以不同的电平保持恒定。为了解决热变化的问题，当电流水平没有处于稳定状态时，在每个电压阶处测量电阻。然后，经由反电动势的时间积分来记录磁通。记录的磁通表以离散的偏导数近似以获得差分电感。这种方法的问题在于，由于在电压或电流测量中的偏移而导致很大程度上与时间积分相关，因为这可以导致积分值漂移。此外，特别是当用小的电阻值处理机器时，由逆变器施加的电压电平是低的并且因此不精确。
在类似的方法中，如在EP2453248 A1中所公开的，施加在直轴或正交方向上的电压脉冲。在考虑通过以基本上高速率对电流采样的电阻压降的同时，根据反电动势力的时间积分的Tustin近似来获得磁通。该技术共享依赖于时间积分的相同的功能缺陷。此外，不会看到如何获得电阻，并且缺乏从定子绕组的温度变化所产生的可能的电阻变化的补偿。最后，工作没有提及转子是如何被保持静止。
在WO 2013/017386中提出了改进的方法。而且这里，电流跟随矩形基准波形，而不是通过积分获得磁通，只要电流达到其稳态，正弦激励信号就被叠加电压基准上。测量电流响应并且计算差分电感。这针对方波形和恒定正交电流的不同幅度而被重复，以便于涵盖所有的操作点。当差分电感被记录时，可以通过对电流的离线积分来获得总磁通，并且电感测量中的电势偏置可能最差地引起稍微不太准确的磁链，但是没有预期漂移。另一方面，正弦曲线的周期必须由特定数目的PWM周期组成，迫使电流在一定长度的实践中保持处于相同的操作点。这进而可能导致高速积聚。重要的是，因为需要不同幅度的方形波形，所以估计过程的总持续时间比施加最大幅度的方法更长，并且在电流改变的同时确定磁链。
最后，所有前述方法在平均扭矩保持处于0的同时共享缺陷，平均速度具有可辨别的正偏移，使得机械角度漂移。
YI LI等所著的“Improved Rotor-Position Estimation by Signal Injectionin Brushless AC Motors Accounting for Cross-Coupling Magnetic Saturation”,IEEE Transactions on Industry Applications,IEEE 服务中心,皮斯卡塔韦,美国新泽西,第45卷，第5号,2009年9月1号(2009-09-01)，第1843-1850页，公开了d轴和q轴增加的自电感，在d轴和q轴之间的增加的互电感，以及由有限元分析确定的交叉耦合因子。
发明内容
目的是提供一种用于估计电机中的差分电感的自调试方法和系统，电机优选地是同步电机，诸如同步磁阻电机或内置永磁机，这避免了现有技术中的问题。
具体地，目的是提供这样的方法和系统，通过该方法和系统，可以在电机被保持静止或准静止的同时来以高准确度和精度来估计差分电感。
第一方面涉及一种用于估计电机中的差分电感的自调试方法和系统，电机优选地是同步电机，诸如同步磁阻电机或内置永磁机，其可以具有正交磁化效应。电机通过PWM电压来驱动，以在使电机保持处于静止或准静止的同时探测电机中的电流的多个操作点。在操作点中的每一个处，PWM开关瞬态用作小信号电压激励。电机的电流通过过采样来测量，以允许电流波形的重建，其中由PWM开关瞬态所产生的PWM周期内的电流纹波被观察到。术语“过采样”被定义为比通过电流控制本身所需要的采样更快地对电流进行采样。过采样用于在自调制过程期间收集关于电流波形的信息。
在观察到PWM周期内的电流纹波的同时，从测量的电机电流确定直轴和正交电流波形。基于可以被估计和测量的确定的直轴和正交电流波形并且基于电机的直轴电压和正交电压来确定电流的每个操作点处的差分电感。
可以通过诸如线性回归的递归曲线拟合算法来减少电流波形上的噪声。
可以基于所确定的直轴和正交电流波形和电压，通过使用适当的滤波器、观察器或估计器来确定电流的每个操作点处的差分电感。在一个实施例中，采用卡尔曼滤波器。
在实施例中，可以直接测量生成如从过采样过程重建的电流斜坡的PWM电压。在另一实施例中，PWM电压可以从逆变器开关命令和DC母线电压导出。
可以在不使用任何零电压向量的情况下提供PWM电压。这可以通过标准的PWM算法来实现，其中零向量用活动向量来代替，同时保持相同的电压基准。
任何PWM电压向量通常由基本固定向量的组合构成：典型地，两个活动向量和零向量。非零PWM替代地采用三个活动向量。在没有任何电压限制的情况下，最大电压向量(与可用的DC母线电压兼容)仍然可以通过两个活动向量和零向量或者通过三个活动向量来产生，但是实践表明，组合中的一个活动向量将占主导地位。占主导地位的向量将被应用于大部分的PWM周期，并且因此，电流的过采样将返回在大多数情况下包含来自仅一个向量的纹波的电流波纹。这导致了电流纹波斜坡的线性相关性，这使得递归算法的使用非常困难。为了避免该情况，在一个实施例中，可以提供PWM电压的限制，以减少主向量的问题，并且避免电流的纹波的斜坡在PWM周期内很大程度上彼此线性相关。
PWM电压可以被提供为保持直轴和正交电流中的一个处于零，以由此在自调试方法的一部分期间使电机保持静止。
PWM电压可以被提供为保持直轴和正交电流中的一个处于恒定值，并且直轴和正交电流中的另一个交替以获得在均值等于0的情况下的振荡扭矩，从而保持电机在自调试方法的另一部分期间保持处于准静止。
直轴和正交电流中的一个可以通过使用PI调节器来保持处于恒定平均值，而直轴和正交电流中的另一个可以通过使用砰-砰(bang-bang)调节器来保持交替。
一般来说，PI控制对于稳定状况是良好的，而砰-砰控制对于瞬态是良好的。由于每个转换器的电压限制，其无法立即同时使用二者，即，用于要保持恒定的电流的PI和用于要快速改变的电流的砰-砰。
这里提出的砰-砰控制允许在与使用PI调节器的同时使用砰-砰调节器。为此，PI控制所需要的电压首先被分配给PI控制器，并且然后，将剩余的电压分配给砰-砰控制器。
替代方案可能使用PI控制器用于两个电流分量。然而，这可能过慢，或者可能失去要被保持恒定的电流的可控制性。如果砰-砰控制要用于两个电流，则这将非常难以保持恒定电流处于其基准。
如果转子应当保持处于准静止状况，则交流电流需要快速调节。在缓慢调节的情况下，可能显著振动。
第二方面涉及一种用于估计电机中的差分电感的系统，优选地同步电机，诸如例如同步磁阻电机或内置永磁机，其中可以存在正交磁化效应，其包括控制和驱动装置、电流传感器、用于确定直轴和正交电流的装置、用于确定直轴和正交电压的布置和用于确定差分电感的装置。
控制和驱动装置被配置为，在保持电机处于静止或准静止的同时，通过PWM电压驱动电机以探测电机中的电流的多个操作点，其中，在每个操作点处，PWM开关瞬态用作小信号激励。
电流传感器被配置为通过过采样来测量电机的电流，以允许电流波形的重建，其中PWM开关瞬态所产生的PWM周期内的电流纹波被观察到。
用于确定直轴和正交电流的装置被配置为，在PWM周期内的电流纹波被重建的同时，从测量的电机的电流确定直轴和正交电流波形。
最后，用于确定差分电感的装置被配置为，基于所确定的直轴和正交电流波形和电压，通过使用适当的滤波器、观察器或估计器来确定电流的每个操作点处的差分电感。
应当理解，该系统可以进一步包括用于执行以上基准第一方面公开的附加方法步骤中的任何一个的装置和设备。
其他特征和优点将从下文中给出的本发明的优选实施例的具体描述和附图1-3中是显而易见的，其仅通过说明书的方式给出并且因此不限制本发明。
附图说明
图1示意性图示了其中正交磁化现象明显的作为直轴(左侧图)和正交(右侧图)轴电流的函数的磁链。
图2以框图示意性地图示了用于电机的控制系统。
图3是用于估计具有横磁化现象的电机中的差分电感的方法的示意性流程图。
具体实施方式
一些同步电机利用磁阻改变来产生扭矩。当使用磁阻转矩时，d轴和q轴上的电流二者用于产生扭矩。在该情况下，机器能够具有在电流和磁链之间的强非线性关系，具有饱和度效应和更明显的正交磁化效应。
在图1中示出了示例，图1图示了用于从有限元法分析得到的同步磁阻电动机的电流对磁链的曲线。在图1中，λd和λq分别表示d轴和q轴中的磁链，并且id和iq分别是电流向量的相应电流，即直轴电流分量和正交流电流分量。相对于id和iq的偏差λd和λq分别返回电感Ld和Lq的值。d轴和q轴上的电感Ld和Lq分别都依赖于两个电流id和iq。在实践中，Ld将在最大的部分上id，而且还在小程度上取决于iq。这被称为正交磁化效应。
视在电感被定义为链磁与电流的比率，而差分电感通过电流对磁通的导数来形成。在任何情况下，如图1所示，电感根据操作点的函数而变化。
图1的左侧示出了d轴上的磁链，而图2的右侧示出了q轴上的磁链。由于在磁路中存在更多的铁材料而导致饱和在d轴上更明显，而由于在磁路中更多的空气材料而导致q轴具有更“线性”的轮廓。
图2示出了用于控制诸如同步电机的电机110的控制系统100。
控制系统100包括功能块，其中的许多处理各种类型向量变换。这些变换被执行，因为其大大简化了系统的数学模型的复杂性。
在电流的一些操作点处，电流向量的直轴电流基准i*d被提供到PI调节器101，而电流向量的正交轴电流基准i*q被提供给呯-呯调节器102。在电流的其他操作点处，电流向量的直轴电流基准i*d被提供给呯-呯调节器102a，而电流向量的正交轴电流基准i*q被提供给PI调节器101a。PI调节器101和101a在正常操作期间使用，而呯-呯调节器102和102a仅在自调试期间使用。
控制系统100的直轴电流分量路径负责控制在电机110中的磁链，而正交轴分量路径负责控制机械转矩。PI调节器和呯-呯输出是正交轴电压基准u*d和u*q。
框103执行逆帕克变换，这是从旋转(d,q,θ)到静止(α,β)基准帧的变换，其中θ是转子角度。电压限制框104被执行，以便于确保两个独立的电压向量的应用。
电压限制框104之后是非零空间向量调制(SVM)框105。空间向量调制(SVM)能够将定子电压向量从两相α,β坐标系变换到脉宽调制(PWM)信号。SVM通常涉及逆克拉克(Clarke)变换。
与传统SVM不同，非零SVM框106在不使用零向量的情况下获得电压向量。此后，经由逆变器107向电机110供应PWM驱动信号集合。
三个机器电流ia，ib和ic被测量，并且经由克拉克变换框111和帕克变换框112被反馈到调节器101、102。克拉克变换将对电机110的定子的引用的三轴(ia，ib，ic)二维坐标系变换到双轴(iα，iβ)系上而同时保持相同的基准。这之后是帕克变换框112，其将静止基准系(α,β)变换成旋转基准系(d，q)。最后，电机电流向量的实际值iα，iβ被反馈到各个调节器101、102，由此实现闭环控制。
三个电机电压ua，ub和uc能够被估计并且从框106的输出取得，或者在电机110处被测量。电压ua，ub和uc经由克拉克变换框109和帕克变换框113被馈送到装置114以用于参数估计，其形成直轴和正交电压ud和uq。在图2中，从框106的输出取得估计的机器电压ua，ub和uc，如由实线所指示的。替代地，机器电压ua，ub和uc在电机110处被测量，如虚线所示。如果可提供两个选项，则可以提供开关以确保仅机器电压ua，ub和uc的一个集合被输入到框109。
在操作电机110之前，执行用于估计其中的电感和差分电感的自调试方法。为此，用于参数估计的布置114被配置为基于电机的所确定直轴和正交电流并且基于直轴和正交电压来确定在电流的每个操作点处的差分电感。该方法使用电机的电流的过采样，并且因此，向下采样框115支持对用于在电机110的反馈控制中使用的电流的下采样。
图3是自调试方法的示意性流程图。
在步骤31中，电机110用PWM电压来驱动，以在保持电机110处于静止或准静止的同时，探测电机110中的电流的多个操作点。在每个操作点处，在步骤32中，PWM开关瞬态用作小信号激励。
在步骤33中，电机110的电流通过过采样来测量，以允许电流波形的重建，其中通过PWM开关瞬变产生的PWM周期内的电流纹波被观察到。电流斜坡可以通过递归曲线拟合算法或其他递归算法来重建。
PWM电压可以从DC母线电压和逆变器开关命令来测量或重建。
可以在不使用任何零电压向量的情况下生成PWM电压，因为零电压向量是有问题的。首先，其具有显示取决于重建的有效电压直线的线性的趋势。第二，带来了由于作为零向量斜坡的驱动力的低电阻压降而导致的电流斜坡的变浅。
PWM电压可以设置有最大电压限制，以避免电流的纹波的斜坡在PWM周期内彼此线性相关。
PWM被设置为将直轴和正交电流中的一个保持处于零，以由此在自调试过程的一个初始部分期间，在自调试过程的一部分期间，使电机保持静止。
PWM被设置为保持在直轴和正交电流中的一个处于恒定值，并且直轴和正交电流中的另一交替，获得具有等于0的平均值的振荡扭矩，由此在自调试过程的另一部分期间保持电机处于准静止。
PI调节器可以被配置为提供PWM电压，以保持直轴和正交电流中的所述一个处于恒定值，而呯-呯调节器可以被配置为提供PWM电压，以保持直轴和正交电流中的所述另一个交替。因此，调节器101、102可以在自调试过程期间一次一个地被交换用于呯-呯调节器。
为此，首先计算PI控制所需要的电压。然后，根据基准，通过正或负符号将剩余的电压施加到另一电流。
交流分量的形状被选择为使得从扭矩和速度累积得到的角位移的中心在零，由此最小化每个方向上的角位移，并且使机器保持处于准静止操作。
在步骤34中，从测量的电机的电流确定直轴和正交电流波形，以在PWM周期中重建电流纹波的斜坡。
最后，在步骤35中，基于所确定的直轴和正交电流斜坡和PWM电压来确定在电流的每个操作点处的电感和差分电感。
可以基于所确定的直轴和正交电流波形，通过使用卡尔曼滤波器来确定每个操作点处的差分电感，其对噪声数据流递归地进行操作以产生系统状态的估计。其包括两个主要步骤，预测步骤和校正步骤。
上述实施例不是限制性的，而仅示例要求保护的方法和系统。

Claims (24)

1.一种用于估计电机中的差分电感的自调试方法，所述方法包括下述步骤：
-通过PWM电压来驱动(31)所述电机，以在使所述电机保持处于静止或准静止的同时，探测所述电机中的电流的多个操作点；
-在所述操作点中的每一个操作点处，使用(32)PWM开关瞬态作为小信号激励；
-通过过采样来测量(33)所述电机的电流，以允许电流波形的重建，其中，在由所述PWM开关瞬态产生的PWM周期内的电流纹波被观察到；
-在PWM周期中的所述电流纹波被观察的同时，从所述电机的所测量的电流来确定(34)直轴电流波形和正交电流波形；以及
-基于所确定的直轴电流波形和正交电流波形并且基于所述电机的直轴电压和正交电压来确定(35)电流的所述操作点中的每一个操作点处的差分电感。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，基于所确定的直轴电流波形和正交电流波形以及直轴电压和正交电压，通过使用递归算法来确定所述操作点中的每一个操作点处的差分电感。
3.根据权利要求1或2所述的方法，其中，从PWM电压确定所述直轴电压和所述正交电压，所述PWM电压从母线电压和逆变器开关命令被测量或重建。
4.根据权利要求1-2中的任一项所述的方法，其中，在不使用任何零电压向量的情况下提供所述PWM电压。
5.根据权利要求1-2中的任一项所述的方法，其中，所述PWM电压设置有最大电压限制，以避免电流的纹波的斜坡在PWM周期内彼此线性相关。
6.根据权利要求1-2中的任一项所述的方法，其中，所述PWM电压被提供为使所述直轴电流和所述正交电流中的一个保持处于零，以由此保持电机(110)处于静止。
7.根据权利要求1-2中的任一项所述的方法，其中，所述PWM电压被提供为保持所述直轴电流和所述正交电流中的一个处于恒定值，并且所述直轴和所述正交电流中的另一个交变，以获得具有等于零的均值的振荡扭矩，并且由此保持所述电机处于准静止状态。
8.根据权利要求1-2中的任一项所述的方法，其中，交变分量的形状保持从扭矩和速度积累得到的角位移中心在0，以保持准静止状态。
9.根据权利要求7所述的方法，其中，所述PWM电压被提供以通过使用PI调节器来保持所述直轴电流和所述正交电流中的所述一个处于恒定值。
10.根据权利要求9所述的方法，其中，所述PWM电压被提供以通过使用呯-呯调节器来保持所述直轴电流和所述正交电流中的所述另一个交变。
11.根据权利要求10所述的方法，其中，应用混合控制方案，所述混合控制方案首先计算用于所述PI调节器以保持其电流恒定的电压，并且随后将剩余电压用于呯-呯调节器。
12.根据权利要求1-2和9-11中的任一项所述的方法，其中过采样被定义为以比电流控制本身要求的采样更快来对电流进行采样。
13.根据权利要求1所述的方法，其中所述电机是同步电机和/或具有正交磁化效应的电机。
14.根据权利要求13所述的方法，其中所述同步电机是同步磁阻电机或内置永磁机。
15.一种用于估计电机中的差分电感的系统，所述系统包括：
-控制和驱动装置，用于在保持所述电机处于静止或准静止的同时，通过PWM电压驱动所述电机(110)以探测所述电机中的电流的多个操作点，其中，在所述操作点的每个操作点处，PWM开关电压瞬态用作小信号激励；
-传感器，用于通过过采样来测量所述电机的电流，以允许电流波形的重建，其中由所述PWM开关瞬态所产生的PWM周期内的电流纹波被观察到；
-用于在PWM周期内的所述电流纹波被观察的同时从所述电机的所测量的电流确定直轴电流波形和正交电流波形的装置(111、112)；以及
-用于基于所确定的直轴电流波形和正交电流波形并且基于所述电机的直轴电压和正交电压来确定所述电流的每个操作点处的所述差分电感的装置(114)。
16.根据权利要求15所述的系统，其中，用于确定所述差分电感的装置包括递归算法。
17.根据权利要求15或16所述的系统，其中，所述控制和驱动装置被配置为提供所述PWM电压，以保持所述直轴电流和所述正交电流中的一个处于0，以由此保持所述电机(110)处于静止。
18.根据权利要求15-16中的任一项所述的系统，其中，所述控制和驱动装置被配置为，提供所述PWM电压以保持所述直轴电流和所述正交电流中的一个处于恒定值，并且所述直轴电流和所述正交电流中的另一个交变，以获得具有等于零的均值的振荡扭矩，并且由此保持所述电机(110)处于准静止。
19.根据权利要求18所述的系统，其中，所述控制和驱动装置被配置为，提供所述PWM电压，使得交变电流的形状保持从扭矩和速度积累得到的角位移中心在初始位置，以保持具有最小角位移的准静止状态。
20.根据权利要求18所述的系统，其中，所述控制和驱动装置被配置为，提供所述PWM电压，以通过使用PI调节器来保持所述直轴电流和所述正交电流中的所述一个处于恒定值，并且通过使用呯-呯调节器来保持所述直轴电流和所述正交电流中的所述另一个交变。
21.根据权利要求20所述的系统，其中，所述控制和驱动装置被配置为，采用混合控制方案，所述混合控制方案首先计算用于所述PI调节器以保持其电流恒定的电压，并且随后将剩余电压用于呯-呯调节器。
22.根据权利要求15-16、19和21中的任一项所述的系统，其中过采样被定义为以比电流控制本身要求的采样更快来对电流进行采样。
23.根据权利要求15所述的系统，其中所述电机是同步电机和/或具有正交磁化效应的电机。
24.根据权利要求23所述的系统，其中所述同步电机是同步磁阻电机或内置永磁机。
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