CN105871278A - 一种基于直接特征控制的新型凸极永磁同步电机控制方法 - Google Patents

Abstract

一种基于直接特征控制的凸极永磁同步电机控制方法，包括以下环节：1.在静止坐标系下凸极永磁同步电机的定子α轴，β轴的电压方程；2.根据步骤1的电压方程，将定子α轴，β轴的电流和转子α轴，β轴的磁链作为状态变量，列出对应的状态方程观测器；3.根据步骤2设计滑模变结构观测器，观测出当前状态的定子α轴，β轴的电流和转子α轴，β轴的磁链；4.根据步骤2的状态方程，离散化处理后，得到预测控制方程，即预测出下一时刻的定子α轴，β轴的电流和转子α轴，β轴的磁链；5.将预测出来定子α轴，β轴的电流与给定转矩算出的定子d轴，q轴电流经过特征方程解出定子α轴，β轴的电压，并将其送入SVPWM中。本发明可广泛应用于电动汽车领域中。

Description

一种基于直接特征控制的新型凸极永磁同步电机控制方法

技术领域

本发明涉及一种基于直接特征控制的新型凸极永磁同步电机的控制方法，适用于电动汽车系统等以交流电机特别是凸极式永磁同步电机为控制核心的领域。

背景技术

目前，在电动汽车系统等领域，大多数对凸极式永磁同步电机用的控制策略还是基于矢量控制的控制方法，而矢量控制的核心就是双环结构，即转速外环和电流内环，这就免不了要使用PI调节器，然而PI调节器也存在自身的一些问题，如带宽不够、容易饱和等等。而针对这些问题又提出了一些抑制的方法和手段，但是就整个控制方法上来说无疑是使系统和结构更为复杂。所以为了解决上述提出的电机控制策略问题的方法主要有两类：一类是对电机结构进行优化设计；另一类是寻求新的控制策略来替代传统控制。第一类方法，通过改变电机的结构来获得所期望的磁路特性以及交直轴电感参数的变化范围，这种途径需要使用更高级的工艺和技术，成本会增加很多。第二类方法，基于特征控制实现对电机的控制，此种方法结构简单，同时利用了现代控制理论，就控制手段上已经提升很多，也不需要增加成本。而且包含了现代控制理论的思想，相比较于传统的PI控制，可以很好的消除一些高斯白噪声等等，使整个系统的控制更为精确。

电机控制都是基于数字控制技术的，而数字控制包括采样、计算、产生占空比及其更新等环节，理想的控制模式是在当前时刻采样电机电流，计算PWM占空比信号，并且实时更新占空比信号。然而，在实际系统中，可以实现的控制模式是在上一时刻进行电机电流采样，算法占用一定的时间间隔，计算PWM占空比信号，最后在后一时刻更新占空比信号。在采样周期的开始时刻进行电流采样的优点是，有更多的时间来计算控制算法，且所得到的电流值近似于电机的平均电流值。然而，逆变器还需要另一个采样周期把占空比信号转换为电机侧的电压，这样就使得数字控制中实际延时为两个周期。

发明内容

本发明的目的在于提供一种基于直接特征控制的新型凸极永磁同步电机的控制方法，从而能够在传统的矢量控制之外基于现代控制理论来对电机进行控制，不仅可以快速提升响应速度，也可以避免传统控制中多处使用PI造成了参数调节困难等一系列的问题。

为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：一种基于直接特征控制的新型凸极永磁同步电机控制方法，其内容包括以下步骤：1）对于本控制方法，需要如下模块：电流传感器，位置传感器，电角速度计算模块，坐标变换模块，单位延时模块，预测控制模块，定子d轴，q轴电流分量i_d，i_q的给定值计算模块，凸极式凸极永磁同步电机，滑模变结构观测器模块，SVPWM即空间矢量脉宽调制模块，凸极永磁同步电机特征控制模块；2）电流传感器的作用是将检测出的凸极永磁同步电机中三相定子电流i_sa，i_sb，i_sc作为输入，送至坐标变换模块内，对三相电流进行三相/两相（3s/2s）坐标变换，输出是两相静止坐标系下的定子电流分量i_sα，i_sβ；3）凸极永磁同步电机转子静止的电角度θ输入至转速计算模块中，其目的是对电角度θ进行求导，得到转速反馈值ω；4）将坐标变换模块输出的在t_n-T时刻的定子电流分量i_sα，i_sβ，t_n-T时刻的定子电压分量u_sα，u_sβ，以及转速反馈值ω这五个变量作为输入，送至滑模变结构观测器模块中观测出t_n-T时刻的定子电流分量i_sα，i_sβ，转子磁链分量ψ_rα，ψ_rβ的值；5）将步骤（4）观测出t_n-T时刻的定子电流分量i_sα，i_sβ，转子磁链分量ψ_rα，ψ_rβ的值送入预测控制模块得到t_n时刻的定子电流分量i_sα，i_sβ，转子磁链分量ψ_rα，ψ_rβ的值；6）将给定转矩T_ec，转速反馈值ω送入定子d轴，q轴电流分量i_sd，i_sq的给定值计算模块，输出的是i_sd和i_sq的给定值，记为i_dc，i_qc；7）将步骤（5）预测出t_n时刻的定子电流分量i_sα，i_sβ，电角度θ，以及步骤（6）输出的定子d轴，q轴电流分量id，iq的给定值i_dc，i_qc作为输入，送至凸极永磁同步电机特征控制模块中，输出是t_n时刻的定子电压分量u_sα，u_sβ；8）将步骤（7）t_n时刻的定子电压分量u_sα，u_sβ分别经过单位延迟模块，即延时一个T周期，得到t_n-T时刻的定子电压分量u_sα，u_sβ，这就是步骤（4）所需要的t_n-T时刻的定子电压分量u_sα，u_sβ；9）将步骤（7）计算出的t_n时刻的定子电压分量u_sα，u_sβ作为输入，送至SVPWM模块中，产生六路PWM信号，以此作为逆变器三个桥臂的IGBT的门极驱动信号，来产生三相交流电压驱动凸极永磁同步电机工作。

对于本控制策略的几大核心，其具体设计方法如下：（1）滑模观测器设计方法如下：

根据在静止坐标系下凸极永磁同步电机的定子α轴，β轴的电压方程，将定子电流分量i_sα，i_sβ，转子磁链分量ψ_rα，ψ_rβ作为状态变量列出状态方程，并由此得出滑模变结构的观测器如下所示：

首先令

其中u_sα，u_sβ分别为定子α轴，β轴的电压，i_sα，i_sβ分别为实测出来的定子α轴，β轴的电流，i^’ _sα，i^’ _sβ分别为观测器估计的定子α轴，β轴的电流，ψ_rα，ψ_rβ分别为实际转子α轴，β轴的磁链，ψ^’ _rα，ψ^’ _rβ分别为观测器估计的转子α轴，β轴的磁链，R_s为定子电阻，L_sd为定子直轴电感，L_sq为定子交轴电感，ω为转子转速，M，N为滑模增益；

（2）预测方程如下：

根据凸极永磁同步电机的电压方程，将i_sα，i_sβ，ψ_rα，ψ_rβ作为状态变量，u_sα，u_sβ作为输入变量列写状态方程，记为

X^‘=AX+Bu_s，X=[i_sα i_sβ ψ_rα ψ_rβ]^T(即X为四行一列的列向量)，u_s=[u_sαu_sβ]^T，(即u_s为两行一列的列向量)，对系数矩阵A求特征值及其对应的特征向量，对应的特征值为λ₁，λ₂，λ₃和λ₄其对应的特征向量记为p₁，p₂，p₃和p₄并令

再令：

对上述状态方程进行离散化处理之后，得到如下方程：

X(t_n)=Pe^ΛTP^-1X(t_n-T)+PΛ^-1(e^ΛT-I)P^-1Bu_s(t_n-T)（I为单位阵，T为采样时间）

由于后续未用到ψ_rα(t_n+T)和ψ_rβ(t_n+T)，所以没有列出ψ_rα(t_n+T)和ψ_rβ(t_n+T)的预测方程；

（3）特征控制方程

在上述离散化处理之后的方程两端同时乘以P^-1，即有P^-1X(t_n+T)=P^-1Pe^ΛTP^-1X(t_n)+P^-1PΛ^-1(e^ΛT-I)P^-1Bu_s(t_n)，化简之后求出u_s(t_n)，即得到如下式：

并令如下式：

其中i_dc，i_qc分别为t_n+T时刻的定子d轴，q轴电流值，i_d0，i_q0分别为t_n时刻的定子d轴，q轴电流值，其可通过预测方程预测出来的t_n时刻的定子α轴，β轴电流值i_sα，i_sβ经过2s/2r变换得到，ψ_f为永磁磁链，

求出u_sd(t_n)，u_sq(t_n)后，再经过2r/2s变换为u_sα(t_n)，u_sβ(t_n)；

（4）通过给定转矩T_ec计算出给定值i_dc，i_qc的值，

首先令：

电压极限圆的方程为：

第一阶段：

i_dc通过如下方程算出：

，

只保留负实数根且绝对值小于i_lim。

算出i_dc后，则

A．用第一阶段算出的i_dc判断是否处于电压极限圆上或外部，也就是下式：

第二阶段：若处于处于电压极限圆上或外部，则利用上式等于0时求解出i_dc（只保留负实数根且绝对值小于i_lim），同时利用下面的方程求解i_qc

（此处忽略了电阻的电压降）；

用第二阶段的i_dc判断是否处于电流极限圆上或外部，也就是下式：

第三阶段：若处于电流极限圆上或外部，则利用上式等于0时求解出i_dc（只保留负实数根且绝对值小于i_lim），同时

第四阶段：若处于电流极限圆内部，则i_dc，i_qc与第二阶段算出来的一样。

B．若用第一阶段算出的i_dc判断处于电压极限圆内部，则

第五阶段：i_dc，i_qc与第一阶段算出来的一样，

用第五阶段的i_dc，i_qc判断是否处于电流极限圆上或外部，也就是下式

；

第六阶段：若处于电流极限圆上或外部，则i_dc的值可由如下方程求解得出

（只保留负实数根且绝对值小于i_lim），同时

；

第七阶段：若处于电流极限圆内部，i_dc，i_qc与第一阶段算出来的一样。

本发明之所以采用这种控制方法，主要有以下的优点：1、本发明通过使用特征控制的方法使凸极永磁同步电机的控制系统更加趋于数字化，更便于实验验证结果的正确性。2、本发明补偿了数字控制的延时，抑制了转矩谐波，同时增加观测器环节和预测控制环节让整个系统的结构更紧凑，更符合对电机的精确控制。3、本发明中的控制系统没有使用传统的双环（即角速度环，以及电流环）电动汽车系统，仅仅只是采用了特征控制构成整个系统，少了两组环的PI调节器，不仅使得电流响应速度变快，同时也避免了PI调节器固有的饱和以及参数调节困难等问题。4、本发明不仅对每一步电机方程进行细化，同时也考虑了很多技术上的约束和限制，如死区时间的补偿等等，所以可以显著减少超调和滞后的问题。本发明的控制方法可以推广至所有的交流电机类型中，尤其以电动汽车系统应用更广泛。

附图说明

图1 基于特征控制的凸极永磁同步电机电动汽车系统整体结构框图。

具体实施方式

下面结合附图和实例对本发明做进一步说明。

图1是基于特征控制的凸极永磁同步电机电动汽车系统整体结构框图，该系统包括定子d、q轴电流给定值计算1、凸极永磁同步电机特征控制2、凸极永磁同步电机预测控制3、滑模变结构观测器4、坐标变换5、单位延时模块6、SVPWM模块7、电压源型逆变器8、凸极永磁同步电机9、位置传感器10、电角速度计算模块11。

位置传感器10的输入端从凸极永磁同步电机9的输出端引出来，电角速度计算模块11的输入端从位置传感器10的输出端引出来。坐标变换模块5（3s/2s）是将凸极永磁同步电机的三相定子电流i_sa，i_sb，i_sc变换成静止坐标系下的i_sα，i_sβ，滑模变结构观测器模块4的输入端有5个，分别来自于坐标变换模块5的两个输出i_sα，i_sβ，单位延时模块6的两个输出u_sα(t_n-T)，u_sβ(t_n-T)，以及电角度计算模块11的输出端ω。凸极永磁同步电机预测控制模块3的输入端有7个，分别来自于滑模变结构观测器模块4的4个输出i_sα(t_n-T)，i_sβ(t_n-T)，ψ_rα(t_n-T)，ψ_rβ(t_n-T)，单位延时模块6的两个输出u_sα(t_n-T)，u_sβ(t_n-T)，以及电角度计算模块11的输出端ω。定子d、q轴电流给定值计算模块1的输入有两个，一个是给定转矩T_ec，另一个是电角度计算模块11的输出端ω。凸极永磁同步电机特征控制模块2的输入有7个，分别是定子d、β轴电流给定值计算模块1的输出i_dc，i_qc，凸极永磁同步电机预测控制模块3的输出i_sα(t_n)，i_sβ(t_n)，以及位置传感器10的输出θ。SVPWM模块7的两个输入来自凸极永磁同步电机特征控制模块2的两个输出u_sα(t_n)，u_sβ(t_n)，同时单位延时模块6的输入端来自于凸极永磁同步电机特征控制模块2的两个输出u_sα(t_n)，u_sβ(t_n)。

其中凸极永磁同步电机控制系统的核心算法为特征控制，逆变器输出的三相电流驱动电机的静止，本发明的算法是在特征控制基础上，加入电流和磁链观测器以及预测控制环节，实现凸极永磁同步电机在新的控制策略上的突破。

综上所述，本发明所提出的基于直接特征控制的新型凸极永磁同步电机控制策略可以快速有效的使逆变器输出电流的谐波含量降低，本发明方法摆脱了电机传统矢量控制，提出了基于特征控制的电机控制策略，从而完成了电流谐波的抑制，进而完成转矩谐波的抑制，该方法可以在不修改硬件的前提下，使用了特征控制算法来对电机实现控制，在特征控制上增加了电流和磁链观测器并加入了预测控制，对工业电机的转矩谐波以及电磁噪声问题有抑制作用。

Claims (2)

1.一种基于直接特征控制的新型凸极永磁同步电机控制方法主要包括以下步骤：

1）本控制方法由如下模块构成：电流传感器，位置传感器，电角速度计算模块，坐标变换模块，单位延时模块，预测控制模块，定子d轴，q轴电流分量i_d，i_q的给定值计算模块，凸极式凸极永磁同步电机，滑模变结构观测器模块，SVPWM即空间矢量脉宽调制模块，凸极永磁同步电机特征控制模块；

2）电流传感器将检测出的凸极永磁同步电机中三相定子电流i_a，i_b，i_c作为输入，送至坐标变换模块内，对三相电流进行三相/两相（3s/2s）坐标变换，输出是两相静止坐标系下的定子电流分量i_sα，i_sβ；

3）凸极永磁同步电机转子静止的电角度θ输入至转速计算模块中，对电角度θ进行求导，得到转速反馈值ω；

4）将坐标变换模块输出的在t_n-T时刻的定子电流分量i_sα，i_sβ，t_n-T时刻的定子电压分量u_sα，u_sβ，以及转速反馈值ω这五个变量作为输入，送至滑模变结构观测器模块中观测出t_n-T时刻的定子电流分量i_sα，i_sβ，转子磁链分量ψ_rα，ψ_rβ的值；

5）将步骤（4）观测出t_n-T时刻的定子电流分量i_sα，i_sβ，转子磁链分量ψ_rα，ψ_rβ的值送入预测控制模块得到t_n时刻的定子电流分量i_sα，i_sβ，转子磁链分量ψ_rα，ψ_rβ的值；

6）将给定转矩T_ec，转速反馈值ω送入定子d轴，q轴电流分量i_sd，i_sq的给定值计算模块，输出的是i_sd和i_sq的给定值，记为i_dc，i_qc；

7）将步骤（5）预测出t_n时刻的定子电流分量i_sα，i_sβ，电角度θ，以及步骤（6）输出的定子d轴，q轴电流分量id，iq的给定值i_dc，i_qc作为输入，送至凸极永磁同步电机特征控制模块中，输出是t_n时刻的定子电压分量u_sα，u_sβ；

8）将步骤（7）t_n时刻的定子电压分量u_sα，u_sβ分别经过单位延迟模块，即延时一个T周期，得到t_n-T时刻的定子电压分量u_sα，u_sβ，这就是步骤（4）所需要的t_n-T时刻的定子电压分量u_sα，u_sβ；

9）将步骤（7）计算出的t_n时刻的定子电压分量u_sα，u_sβ作为输入，送至SVPWM模块中，产生六路PWM信号，以此作为逆变器三个桥臂的IGBT的门极驱动信号，来产生三相交流电压驱动凸极永磁同步电机工作。

2.如权利要求书1所详述的一种基于直接特征控制的新型凸极永磁同步电机控制方法，其主要的特征在于：（1）滑模观测器设计方法如下：

根据在静止坐标系下凸极永磁同步电机的定子α轴，β轴的电压方程，将定子电流分量i_sα，i_sβ，转子磁链分量ψ_rα，ψ_rβ作为状态变量列出状态方程，并由此得出滑模变结构的观测器如下所示：

首先令

其中u_sα，u_sβ分别为定子α轴，β轴的电压，i_sα，i_sβ分别为实测出来的定子α轴，β轴的电流，i^’ _sα，i^’ _sβ分别为观测器估计的定子α轴，β轴的电流，ψ_rα，ψ_rβ分别为实际转子α轴，β轴的磁链，ψ^’ _rα，ψ^’ _rβ分别为观测器估计的转子α轴，β轴的磁链，R_s为定子电阻，L_sd为定子直轴电感，L_sq为定子交轴电感，ω为转子转速，M，N为滑模增益；

（2）预测方程如下：

根据凸极永磁同步电机的电压方程，将i_sα，i_sβ，ψ_rα，ψ_rβ作为状态变量，u_sα，u_sβ作为输入变量列写状态方程，记为

X^‘=AX+Bu_s，X=[i_sα i_sβ ψ_rα ψ_rβ]^T(即X为四行一列的列向量)，u_s=[u_sαu_sβ]^T，(即u_s为两行一列的列向量)

对系数矩阵A求特征值及其对应的特征向量，对应的特征值为λ₁，λ₂，λ₃和λ₄其对应的特征向量记为p₁，p₂，p₃和p₄并令

再令：

对上述状态方程进行离散化处理之后，得到如下方程：

X(t_n)=Pe^ΛTP^-1X(t_n-T)+PΛ^-1(e^ΛT-I)P^-1Bu_s(t_n-T)（I为单位阵，T为采样时间）

由于后续未用到ψ_rα(t_n+T)和ψ_rβ(t_n+T)，所以没有列出ψ_rα(t_n+T)和ψ_rβ(t_n+T)的预测方程；

（3）特征控制方程

在上述离散化处理之后的方程两端同时乘以P^-1，即有P^-1X(t_n+T)=P^-1Pe^ΛTP^-1X(t_n)+P^-1PΛ^-1(e^ΛT-I)P^-1Bu_s(t_n)，化简之后求出u_s(t_n)，即得到如下式：

并令如下式：

其中i_dc，i_qc分别为t_n+T时刻的定子d轴，q轴电流值，i_d0，i_q0分别为t_n时刻的定子d轴，q轴电流值，其可通过预测方程预测出来的t_n时刻的定子α轴，β轴电流值i_sα，i_sβ经过2s/2r变换得到，ψ_f为永磁磁链；

求出u_sd(t_n)，u_sq(t_n)后，再经过2r/2s变换为u_sα(t_n)，u_sβ(t_n)；

（4）通过给定转矩T_ec计算出给定值i_dc，i_qc的值

首先令：

电压极限圆的方程为：

第一阶段：

i_dc通过如下方程算出：

，

只保留负实数根且绝对值小于i_lim，

算出i_dc后，则

A．用第一阶段算出的i_αc判断是否处于电压极限圆上或外部，也就是下式：

第二阶段：若处于处于电压极限圆上或外部，则利用上式等于0时求解出i_dc（只保留负实数根且绝对值小于i_lim），同时利用下面的方程求解i_qc

（此处忽略了电阻的电压降）

用第二阶段的i_dc判断是否处于电流极限圆上或外部，也就是下式：

第三阶段：若处于电流极限圆上或外部，则利用上式等于0时求解出i_dc（只保留负实数根且绝对值小于i_lim），同时

第四阶段：若处于电流极限圆内部，则i_dc，i_qc与第二阶段算出来的一样；

B．若用第一阶段算出的i_dc判断处于电压极限圆内部，则

第五阶段：i_dc，i_qc与第一阶段算出来的一样；

用第五阶段的i_dc，i_qc判断是否处于电流极限圆上或外部，也就是下式

第六阶段：若处于电流极限圆上或外部，则i_dc的值可由如下方程求解得出

（只保留负实数根且绝对值小于i_lim），同时

第七阶段：若处于电流极限圆内部，i_dc，i_qc与第一阶段算出来的一样。