CN105849590A - 用于辐射探测器的电子电荷注入电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于辐射探测器的电子读取电路，包括：对辐射敏感的元件(11)；能够在敏感元件(11)的一个端子注入电荷的注入电路，注入电路(14)在至少一个输入端子与一个输出端子之间延伸，该输出端子能够连接到所述敏感元件(11)，注入电路(14)能够在触发脉冲的作用下产生电荷。注入电路能够在输入端子连接到第一输入电势时注入第一电荷，并且在输入端子连接到第二输入电势(V_inj2，Phi_inj)时注入第二电荷。电路包括用于存储注入电路(14)的输出电势(被称为平衡电势)与参考电势之间的差的模块，使得第二电荷取决于第二输入电势和所述平衡电势。

Description

用于辐射探测器的电子电荷注入电路

技术领域

本发明涉及一种用于辐射探测器的电子电路，其适于量化利用反电荷(counter-charge)注入电路接收的光子的辐射。本发明尤其涉及用于X或伽马射线辐射成像的矩阵辐射探测器，其包括与用于将X或伽马射线转换成电荷的结构相关联的CMOS技术像素矩阵。

背景技术

矩阵辐射探测器包括像素的矩阵和形成读取模块的电子电路。每个像素包括产生与所接收的光子的量成比例的电荷的光敏元件。这些电荷(也被称为光电荷)被读取模块处理，以便供应代表由每个光敏元件接收的光子的量的信息项。使用CMOS技术使得能够在每个像素中集成读取模块。因而，可以在像素自身之内将电荷转换成数字信号，以简化向矩阵外部传输探测结果。用于产生读取模块的一种当前方案是使用通过对电荷的积分而进行操作的电路。这种积分电路包括从光敏元件接收电荷的积分电容、阈值比较器、计数器和反电荷注入电路。在曝光阶段期间，电荷到达积分电容会在其端子处引起电压下降。在电荷读取阶段期间，只要积分电容的端子处的电压低于阈值电压，阈值比较器就切换特定次数。比较器的每次切换将计数器递增一个单位，并命令注入电路注入一组反电荷，电荷的量Q0被计量。因而，计数器递增了在积分电容的端子处使电压高于阈值电压所需的电荷组的数量。通常，在收集光电荷时进行反电荷的注入，计数器确定比较器切换的次数，以便估计注入的电荷的总量。然后读数对应于计数器的内容的读数。计数器的递增的数量提供了代表由光敏元件接收的光子的量的数值。

反电荷注入电路是积分电路的关键元件。实际上，测量的准确度依赖于对反电荷的量Q0的计量。一方面，反电荷的量Q0必须要相对较小，因为它对应于电荷量化间距；另一方面，这个量必须要对每个反电荷组都相同，因为它对积分电容所接收的电荷进行量化。

现在，在当前的反电荷注入电路中，比较器每次切换时注入的电荷的量可能会波动。实际上，这些电路包括场效应晶体管，其沟道受到被称为RTS的随机噪声的影响，RTS表示“随机电报信号”。这种噪声的随机属性影响着注入的反电荷的量：注入受到这种噪声的影响，但全都彼此不同。因此，在尝试估计通过特定次数的注入而注入的总电荷时，注入确切地受到什么样的影响是未知的。

例如，反电荷注入电路常常包括串联连接的两个场效应晶体管(FET)和连接于晶体管的链接点与例如地的固定电压之间的电容器。第一晶体管使得能够将电容器充电到由这个晶体管的栅极电压控制的第一电压值(被称为充电电压)。第二晶体管使得能够将电容器放电到由这个晶体管的栅极电压控制的第二电压值(被称为放电电压)。从电容器注入到积分电路的积分电容器的反电荷的量Q0根据电容器的电容的值和充电电压与放电电压之间的差。不过，不能直接从晶体管的栅极电压推论出充电电压和放电电压。充电电压和放电电压对应于晶体管的内部电势，因为由于对每个晶体管的沟道中的电荷的捕获而造成的RTS噪声，所以内部电势是不能准确知道的。在部件尺度减小时，这种RTS噪声变得更大，以便产生较低的反电荷的量Q0。在实践中，这种RTS噪声会将量Q0的值修改几个百分点。这种修改直接反映在对所接收的光子的量的评估上，并且因此反映在所获得图像的质量上。现在，这样的误差一般是不利的，尤其是在医疗成像领域中。

用于补救上述缺点的方案确实存在。它们由准确确定注入的反电荷的量构成，以评估光敏元件所产生的电荷的量。因而，控制了比较器的每次切换时注入的电荷的量。然后改善了对探测器所收集的电荷的总量的测量，这提高了测量的准确度。

这项技术在反电荷的量Q0很大时效果良好。不过，在试图达到更小电荷Q0(通常大约100个所注入的基本电荷(亦即电子或空穴)，或更少)时，缺点显现出来。例如，注入的电荷Q0可能取决于因为技术离差而可变的电势差。这一电势差的值必须要大于其变化，使得Q0的离差可以被接受。换言之，与电势差自己相比，电势差的变化必须是可以忽略的。此外，为了获得小的Q0值，使用对RTS噪声更敏感的小晶体管。这种噪声产生持续时间不一的阈值电压的变化。校正这些变化需要复杂的设备。

在专利申请FR2977413中提到了这个问题。

发明内容

本发明旨在通过提出一种用于辐射探测器的电子电路来减轻上述问题的全部或一些，该电子电路使得能够既控制在比较器的每次切换时注入的电荷的量，又输送小的反电荷量。

为此，本发明的主题是一种用于辐射探测器的电子电路，包括：

·辐射敏感元件，

·注入电路，所述注入电路适于在所述敏感元件的端子处注入电荷，所述注入电路在至少一个输入端子与一个输出端子之间延伸，所述输出端子适于连接到所述敏感元件，所述注入电路适于在触发脉冲的作用下产生电荷，

·具有切换电势的比较器，所述比较器具有接收阈值电势的第一输入和适于连接到积分节点的第二输入，所述积分节点能够存储所述敏感元件在接收辐射时产生的电荷，所述电荷导致所述积分节点处的电势的变化，所述注入电路适于在所述比较器的每次切换时在所述积分节点处注入电荷，其特征在于，所述注入电路适于在输入端子连接到第一输入电势时注入第一电荷，并且在输入端子连接到第二输入电势时注入第二电荷，

并且其特征在于，所述电路包括用于存储平衡电势与参考电势之间的差的模块，所述平衡电势对应于所述第一电荷的一次或多次注入之后的所述注入电路的输出电势，所述参考电势为固定电势，且所述注入电路适于注入取决于第二输入电势和所述平衡电势的第二电荷。

本发明的另一主题是实施电子电路的方法，其特征在于，所述方法包括初始化阶段，该初始化阶段包括以下步骤：

·将注入电路的输入端子连接到第一电势，

·在注入电路的输出端子上注入第一电荷，

·存储平衡电势与参考电势之间的差，所述平衡电势对应于在所述第一电荷的一次或多次注入之后的所述注入电路的输出电势，所述参考电势为固定电势，

·如有必要，将积分节点设置到触发电势，该触发电势对应于积分节点的电势的阈值，超过该阈值，注入电路就注入电荷

·将注入电路的输入端子连接到第二电势，使得注入电路输送根据积分节点的电势与触发电势之间的差的第二电荷。

根据一个实施例，平衡电势对应于在初始化阶段结束时所述积分节点处的电势。该平衡电势然后构成触发电势，低于或高于该触发电势，注入电路就输送第二电荷。

附图说明

在阅读了通过举例给出的实施例的具体实施方式后，本发明将得到更好的理解，并且其它优点将显现，描述是通过附图来例示的，在附图中：

图1表示根据现有技术的辐射探测器中的像素的电路图；

图2A、2B、2C表示根据本发明的辐射探测器中的像素的电路图的实施例；

图3表示根据本发明的辐射探测器中像素的电路图的第一变体的另一实施例；

图4表示根据本发明的辐射探测器中的像素的电路图的另一变体；

图5表示根据本发明的辐射探测器中的像素的电路图的变体；图6表示根据本发明的辐射探测器中的像素的电路图的变体；

图7表示根据本发明的辐射探测器中的像素的电路图的变体；

图8表示根据本发明的辐射探测器中的像素的电路图的变体；

图9示出了根据本发明的实施电子电路的初始化阶段的步骤；

图10表示包括根据本发明的包括电子电路的辐射探测器；

图11表示根据本发明的辐射探测器中的像素的电路图的变体；

图12表示根据本发明的辐射探测器中的像素的电路图的变体；

图13表示根据本发明的辐射探测器中的像素的电路图的变体。

为了清晰起见，在不同附图中，相同的元件将带有相同附图标记。

具体实施方式

图1表示根据现有技术(例如，在专利申请FR2977413中所述)的矩阵辐射探测器中的像素10的电子电路的电路图。每个像素10形成矩阵探测器的光敏点。电子电路包括辐射敏感元件11和比较器12，比较器12具有切换电势V_{comp_bascul}，其第一输入接收阈值电势V_comp，并且第二输入用于连接到积分节点B，积分节点B链接到敏感元件11的阴极。

敏感元件11具有杂散电容。敏感元件11在接收辐射时产生的电荷可以由敏感元件11的杂散电容存储。所收集的电荷引起积分节点B上的电势(被称为积分电势)的变化。敏感元件11可以是光电二极管或光电晶体管，或者更一般地，是产生与其接收的光子的量成比例的电荷的任何光敏元件。所考虑的光子例如具有处于可见范围、红外线范围或x射线范围中的波长。在后一种情况下，光敏元件在x辐射的作用下直接产生电荷，或者它对可见辐射敏感，然后在x辐射源与光敏元件之间插入闪烁体。

敏感元件11具有杂散电容C_det，其被用作用于存储在曝光阶段期间产生的电荷的积分电容。敏感元件的杂散电容C_det一般足够大。尽管如此，电容器可以并联连接到敏感元件，以增大积分电容，如下文详述。敏感元件11的端子链接到固定电势。例如，其连接到电气接地。阈值比较器12在正输入上接收阈值电势Vcomp。负输入连接到敏感元件11的积分节点。

电子电路包括电荷注入电路14，其适于在积分节点B处注入电荷。注入电路14也可以被称为注入器。注入电路14适于在比较器12的每次切换时在积分节点B处注入电荷。根据探测器的操作，这些电荷为正(在探测器收集电子时)或为负(在探测器收集空穴时)。

在积分电势V_B从被称为触发电势的阈值偏离时，注入电路14被配置为在积分节点B处注入电荷。在探测器11收集电子时，积分电势V_B变得低于触发电势。比较器12进行切换，其在积分节点B处导致被称为“反电荷”的电荷注入。术语反电荷描述注入的电荷旨在使积分电势V_B高于触发电势的事实。

类似地，在探测器11收集正电荷(也被称为空穴)时，积分电势V_B变得大于触发电势。比较器12进行切换，导致电荷的注入，这旨在使积分电势V_B低于触发电势。

因而，通常，电荷注入电路14适于向积分节点B注入根据积分电势V_B与触发电势之间的比较的电荷。

注入电路14在脉冲模式中进行操作：它在脉冲的作用下输送确定量Q0的电荷。还使用了术语注入循环。只要积分电势V_B未跨过触发电势，注入电路14就连续注入所述量的电荷Q0。

在图1表示的示例中，触发电势链接到比较器12的输入的电势V_comp，以处在比较器的偏移量之内。在积分电势V_B低于比较器12的切换电势(称为V_{comp_bascul})时，比较器12切换，导致连续注入反电荷，直到积分电势V_B跨越V_{comp_bascul}。因而，在该示例中，触发电势对应于V_{comp_bascul}。

电子电路包括连接在比较器12的输出处的计数器13，以便计数比较器进行切换的次数，亦即计数电荷注入循环的数量。可以在比较器12与计数器13之间插入用于对来自比较器12的信号进行格式化的元件。

阈值比较器12、计数器13和注入电路14形成电子电路，该电子电路使得能够读取敏感元件11。

反电荷注入电路14包括分别由Phi_1和Phi_2驱动的两个开关21和22、用于注入电压V_inj的电压源141、注入电容C_inj的电容器143。开关21、开关22和电容器143的端子在点A处链接，该点被称为反电荷注入电路的节点。第一开关21使得能够连接电压源141和前面定义的点A。第一开关21使得能够在电荷注入电路的节点A处形成电荷。这将被称为预充电开关。

开关22使得能够将点A连接到敏感元件11的阴极，从而能够在其中注入反电荷。而且，开关22可以被称为转换开关。必须要指出，敏感元件11的阴极还对应于在探测器中通过辐射的交互而产生的电荷积聚的点。这个点可以被称为像素的积分节点B。换言之，节点B是敏感元件11与其电子读取电路之间的连接点。一方面它可以在敏感元件11暴露时从敏感元件11接收电荷，另一方面，它可以从反电荷注入电路14接收反电荷。

节点B上的电荷的收集和反电荷的注入导致积分节点B处电势的变化。例如，认为在接收光子时，敏感元件11产生存储于其阴极上的负电荷(电子)。这些负电荷导致节点B处的电势下降。在节点B处的电势低于比较器的切换电势V_{comp_bascul}时，比较器12切换。每次切换都由计数器13计数。

反电荷注入电路14的操作原理如下。注入电势V_inj被选择为比阈值电势V_comp大Δ_V_inj。换言之，141的注入电势V_inj等于阈值电势V_comp和Δ_V_inj之和。点A被来自开关21的脉冲Phi_1预先充电到电势V_inj。在积分节点B处的电势V_B变得低于比较器的切换电势时，由脉冲Phi_2接通开关22。然后在积分节点B上注入电荷Q0。在积分节点B上，并且因此在敏感元件11上注入的反电荷的量Q0是C_inj×Δ_V_inj×C_det/(C_det+C_inj)。可以根据需要多次重复预充电和注入的循环，亦即，直到节点B处的电势达到比较器的切换电势。在计数器中计数这些循环。应当指出，敏感元件11的电容可以低到足以注入单个反电荷，以将节点B的电势带到切换电势，这导致比较器12的切换。

现在假设C_inj×C_det/(C_det+C_inj)等于飞法(fF)，这已经低于CMOS设计中通常控制的值。如果目的是使Q0的值等于100个注入的基本电荷，那么Δ_V_inj必须＝100×Q/1fF＝16mV。

成像器的不同像素的比较器可能受到阈值电压变化的影响，该变化大约为10mV，并在不同像素之间变化，主要因为技术离差、温度和成像器老化。因此非常难以控制、甚至不可能控制低电荷Q0。

此外，在装置中有杂散电容，尤其是利用开关21和22的Phi_1和Phi_2命令的情况下。如果假设Phi_1和Phi_2在0与1.2V之间脉动，且杂散电容也是1飞法，那么注入的杂散电荷是1.2×1fF/q，即注入7500个基本电荷。

根据现有技术的辐射探测器中的像素的电路图不适于生产小的反电荷Q0。所呈现的发明的目的是提出一种具有小反电荷Q0的功能电路图。

图2A表示根据本发明的辐射探测器的电子电路的第一实施例。像素20的电路图包括与图1表述的像素10的电路图相同的元件。根据本发明，注入电路14适于在敏感元件(11)的端子处注入电荷。注入电路14在至少一个输入端子E1与一个输出端子S之间延伸，输出端子S适于连接到敏感元件11。注入电路14适于在触发脉冲作用下产生电荷。根据本实施例，注入电路14适于在输入端子E1连接到第一输入电势V_ing_1时注入第一电荷，并且在输入端子E1连接到第二输入电势V_inj_2时注入第二电荷。电子电路包括用于存储注入电路14的输出电势Vs(称为平衡电势V_equ)与参考电势之间的差的模块，因此，第二电荷取决于第二输入电势和所述平衡电势V_equ。在本示例中，参考电势对应于比较器的切换电势。

注入电路14链接到积分节点B并且适于输送电荷Qtot。像素20的电子电路还包括用于在初始化阶段期间在积分节点B达到被表示为V_equ的平衡电势时将比较器12设置在切换电压的模块，以及连接到比较器12的输入、适于存储比较器12的切换电压的存储模块。

在图2A中，存储模块包括链接到比较器12的第二输入(倒相输入)的第二电容器200，以及连接在比较器12的与第二电容器200链接的倒相输入与比较器12的输出之间的开关I_3。电容C_L的电容器200连接于积分节点B与对应于比较器12的倒相输入的点C之间。电容器200必须具有与杂散电容相比足够高的电容C_L，以便使积分节点B处的电压变化首先被传送到比较器12的第二输入。

在该第一变体中，注入电路14包括适于连接到第一电势(V_inj_1)或第二电势(V_inj_2)的输入端子E1。它还包括在此对应于探测器11的积分节点B的输出端子S。

在输入端子E1连接到第一电势(V_inj_1)时，注入电路14输送第一电荷Q1。在输入端子E1连接到第二电势(V_inj_2)时，注入电路14输送第二电荷Q2。

在第一初始化阶段中，注入电路14的输入端子E1连接到第一电势V_inj_1。两个开关21和22处于接通状态。敏感元件11的端子处的电压因此等于V_inj_1。开关I_3也处于接通状态。比较器12接近其切换电势V_{comp_bascul}。切换电势对应于阈值电势Vcomp，以在比较器12的偏移量之内。因此将电容器200的电容C_L充电到等于第一注入电势(V_inj_1)与比较器12的切换电势之间的差的电压，即(V_inj_1-V_{comp_bascul})。然后使开关I_3关断。术语“关断”表示开关被打开的事实。则电容器200上的电荷固定。

因而，将链接电容C_L的端子处的电压固定在考虑到第一电势(V_inj_1)和比较器的切换电势(V_{comp_bascul})(后者能够被比作固定参考电势)的值。实际上，它取决于阈值电势(非倒相输入电势)和比较器12的偏移量。积分节点B的电势每次达到第一注入电势V_inj_1时，比较器12的倒相输入就处于切换电势V_{comp_bascul}。

在开关I_3关断时，电容构成用于存储积分节点处的电势(也是注入电路14的输出端子S的电势)与参考电势V_{comp_bascul}之间的差的模块。要记得，输出端子S和积分节点B是同一个。

在初始化阶段结束时，电容端子处存储的电势差对应于注入器的输出处的电势(称为平衡电势V_equ(在本示例中，V_equ＝V_inj_1))与参考电势V_{comp_bascul}之间的差。

在使用探测器的第二阶段中，一开始将开关21和22关断。然后注入电势V_inj等于第二电势V_inj_2，其中

V_inj_2-V_inj_1＝Δ_V_inj。

第一开关21然后被脉冲激活，以将注入电路14的节点A预充电到第二注入电势V_inj_2。

在探测器11中发生交互时，探测器收集的电荷改变积分节点B处的电势V_B。积分节点B处的电势每次达到注入电势V_inj_1时，比较器12的输入C就处于其切换电势。触发反电荷注入循环：在比较器12的输入C的电势低于切换电势V_{comp_bascul}时，由Phi_2的脉冲接通开关22。然后在积分节点B上注入第二电荷Q2。在积分节点B上，并且因此在敏感元件11上注入的反电荷的量Q2是

$Q2=\frac{(C\_inj\×\mathrm{\Δ}\_V\_inj\×C\_\det )}{(C\_\det +C\_inj)}.$

因而，第二电荷取决于注入电路14的第二输入电势V_inj_2，并取决于在注入电路14输送第一电荷Q1时存储的输出电势V_inj_1。

可以将由两个开关21和22与具有注入电容C_inj的电容器143形成的组件视为具有开关电容的电阻：输送的电荷的量与输入电势(V_inj_1或V_inj_2)和输出电势之间的电势差成比例。

按需要多次重复预充电和注入的循环，亦即，直到节点B处的电势达到或超过平衡电势V_equ，在该实施例中，后者等于V_inj_1，且已经忽视了杂散电荷的效应。换言之，注入电路14注入根据积分节点B处电势的值的电荷，并且根据探测器在交互时收集的电荷的量，将注入电路14的开关21、22激活多次。在计数器13中计数这些循环，以便估计收集的总电荷。

引入电容器200使得能够克服比较器12的切换电压的变化。这还使得能够独立于比较器12的切换电势而选择敏感元件11的操作电势V_B，这在敏感元件11和比较器12没有相同的操作电势最优值时是尤其有利的。

相反，电子电路中存在杂散电容导致电荷Q2的大得多的注入，这是希望的情况。

在未审慎注入的时候，亦即如果选择第二注入电势V_inj_2等于第一注入电势V_inj_1，则杂散耦合创建了杂散注入Qpar。因而，在开关21和22的每个注入循环，在Δ_V_inj＝0时，在积分节点B上注入了量Qpar。因此，如果Qpar为正，积分节点B的电势的趋势为正，并且如果Qpar为负，则趋势为负。

根据第二实施例，目的是克服杂散电荷的效应，以便控制在探测器的操作期间每个循环所注入的电荷的量。根据本实施例，在初始化阶段期间，连续执行若干次第一电荷Q1的注入。

在每次注入时，在积分节点B处注入杂散电荷量Qpar，这个量为正或负。在下一次注入时，如果积分节点B的电势相对于第一电势V_inj_1，亦即相对于点A的预充电电势变为正(相应地，负)，那么，在开关22接通时，正电荷Q_echap(相应地，负)从B逃脱到达A，以便对抗积分节点B的电势的增长(相应地，衰落)。从积分节点B逃脱到达点A的电荷全部随着积分节点B的电压增大(相应地，减小)而变大。

在存在杂散耦合电容时，在注入器S的输出处必然有平衡电势(表示为V_equ)，对于该平衡电势，杂散灌注的电荷Qpar等于在开关22处于接通状态时逃脱的电荷Q_echap。在达到这个平衡电势时，注入的电荷为零，并且因为杂散电荷的缘故而不会波动。零注入电荷这一表述应当被理解为表示低于预定阈值的电荷，在预定阈值以下，电荷注入被认为是可以忽略的。

注入的第一电荷Q1可以由如下关系表示：

Q1＝(V_inj_1–Vs)×(C_inj×C_det)/(C_det+C_inj)+Qpar,

Vs对应于注入器的输出电势(V_S＝V_B)。在Vs达到平衡电势V_equ时，Q1＝0，因此

Qpar＝-(V_inj_1–Vequ)×(C_inj×C_det)/(C_det+C_inj)。

为了考虑这种平衡电势的建立，电路的操作原理包括初始化阶段，该初始化阶段包括以下步骤：

·将注入电路的输入端子连接到第一电势，

·在注入电路的输出端子上注入第一电荷，

·存储注入电路(14)的输出电势(Vs)(称为平衡电势(V_equ))与参考电势V_ref之间的差，优选在由注入电路所输送的所述第一电荷低于预定阈值时执行该存储，

·如有必要，将积分节点设置到触发电势，

·将注入电路的输入端子连接到第二电势，使得注入器输送根据积分节点的电势与触发电势之间的差的第二电荷。

根据本实施例，参考电势V_ref是固定电势，对应于比较器的切换电势V_{comp_bascul}。

这样定义的初始化阶段的目的是考虑所有杂散量并消除它们。注入电势V_inj被给定了值V_inj_1。换言之，注入电路14的输入端子E1连接到第一电势V_inj_1，从而在积分节点B处注入第一电荷Q1。开关I_3处于接通状态。比较器12的输入C处于其切换电势V_{comp_bascul}，亦即，V_C等于V_{comp_bascul}。连续激活开关21和22充分多次数，使得积分节点B的电势(也对应于注入电路14的输出电势)达到先前描述的平衡电势V_equ。

理论上，两个开关21和22的闭合和打开循环的数量增加越多，积分节点B处的电势越渐近地接近平衡电势Vequ。典型地，在大约50μs的持续时间内将脉冲重复10到100次之间。在认为注入电荷为零时，达到平衡电势V_equ，然后积分节点B的电势等于V_equ。那时，这个平衡电势V_equ不再在两次连续的电荷注入之间变化。

电子电路包括用于存储在预定数量的触发脉冲之后的平衡电势V_equ与参考电势V_ref之间的电势差的模块，该电势差在本示例中对应于比较器12的切换电势。在实践中，在估计达到容许误差内时，存储平衡电势。在达到时，注入电路的输出电势不再显著变化：每次电荷注入时输送的电荷然后为零以处于预定阈值内。通过试验或通过模拟确定触发脉冲的预定数量。

通过在具有链接电容C_L的电容器200的端子处存储注入电路14的输出电势Vs(称为平衡电势V_equ)与参考电势V_ref之间的差，完成初始化阶段。这种存储是通过打开开关I_3来实现的，从而使得电容器200上的电荷固定，并等于V_equ-V_{comp_bascul}。该电荷不仅考虑了比较器12的切换电压的变化，而且考虑了链接到杂散耦合的积分节点B的平衡电压。

电路的剩余操作与前面给出的情况相同：电荷注入电路14的输入端子E1连接到第二电势V_inj_2，使得在每次电荷注入时，电荷注入电路14都注入第二电荷Q2，

Q2＝(V_inj_2–Vequ)×(C_inj×C_det)/(C_det+C_inj)+Qpar,

其中Qpar表示杂散电荷。

现在

Qpar＝-(V_inj_1–Vequ)×(C_inj×C_det)/(C_det+C_inj)。

因此

Q2＝(V_inj_2–V_inj_1)×(C_inj×C_det)/(C_det+C_inj)。

将要指出的是，注入的反电荷的量Q0＝Q2与Qpar无关。

每次积分节点处的电势从平衡电势V_equ偏离，并且因此比较器12处于其切换电势，就触发反电荷注入循环，开关21和22被致动。然后在积分节点B上注入电荷Q2。按需要多次重复预充电和注入的循环，亦即，直到节点B处的电势达到平衡电势V_equ。在计数器中计数这些循环。要注意，根据本实施例，对应于低于其则命令注入电荷的电势的触发电势对应于平衡电势V_equ。

初始化阶段使得能够自动消除耦合杂散的效应。这使得能够适应在像素上能够遇到的变化，即技术、热、驱动变化以及由于老化造成的变化。

因而，控制了在比较器的每次切换时注入的反电荷，后者能够通过设置V_inj_1和V_inj_2而被调节。

例如，可以在周围温度变化时，或者周期性地重复初始化阶段，以预防老化。

根据图2B的像素20’上代表的本实施例的变体，注入电路14包括适合于在如下电势之间切换的输入端子145：

·等于Phi_inj_1的第一输入电势与基电势Phi_inj_0，

或者

·等于Phi_inj_2的第二输入电势与基电势Phi_inj_0。

此外，注入电路14连接到固定电源电势V_inj。通过致动开关21来获得电荷的注入，以便对注入电容C_inj进行预充电，而输入端子145链接到基电势Phi_inj_0。在对电容C_inj预充电时，关断开关21，然后接通开关22；然后将输入端子145链接到第一电势Phi_inj_1，允许在注入电路14的对应于积分节点B的输出S处注入第一电荷Q1。

Q1＝(V_inj–Vs)×(C_inj×C_det)/(C_det+C_inj)+Qpar

+(Phi_inj_1–Phi_inj_0)×(C_inj×C_det)/(C_det+C_inj)。

在初始化阶段期间，如前面的实施例中那样，执行第一电荷Q1的多次注入，直到输出电势Vs达到平衡电势V_equ。那时，认为低于预定阈值的第一注入电荷Q1为零。然后关断开关I_3，以便在电容C2的端子处存储注入器的输出处(亦即，积分节点B处)的平衡电势V_equ与参考电势V_ref之间的差，后者对应于比较器12的切换电势V_{comp_bascul}。

在该初始化阶段结束时，在基电势Phi_inj_0与第二电势Phi_inj_2之间切换输入端子145，使得注入电路14适于产生第二电荷Q2，使得

Q2＝(V_inj–Vequ)×(C_inj×C_det)/(C_det+C_inj)+Qpar

+(Phi_inj_2–Phi_inj_0)×(C_inj×C_det)/(C_det+C_inj)。

如在前面观察到的，已知在Vs＝V_equ时，Q1＝0，

Q2＝(Phi_inj_2–Phi_inj_1)×(C_inj×C_det)/(C_det+C_inj)。

要注意，注入的反电荷的量Q0＝Q2与Qpar无关。

如在前一示例中那样，对应于低于其则命令电荷注入的电势的触发电势对应于平衡电势V_equ。

开关21、22和I_3从不是完美的。它们在被关断时具有泄漏电流。对于开关21和22，泄漏电流被加到来自敏感元件11的电流。敏感元件11自身具有一般大于开关的泄漏电流的泄漏电流。这些泄漏电流可以通过偏移校准而被消除。因而同步处理了开关21和22的泄漏电流。

相反，开关I_3的泄漏电流在点C处累积，因此在电容器200的金属箔片的其中之一上累积。这些泄漏电流在初始化阶段期间逐渐修改在电容器200中累积的电荷的值。在反电荷的值的漂移变得不可接受时，必须要重新启动初始化循环。因为希望使初始化循环分开尽可能远，对尽可能减小开关I_3的泄漏电流非常有兴趣。

图3表示根据本发明的辐射探测器中的像素30的电路图，即图2A中给出的第一变体的另一实施例。像素30的电路图包括与图2A中表示的像素20的电路图相同的元件。开关I_3是包括栅极G、源极S和漏极D的MOS型晶体管。源极S和漏极D形成两个端子。第一端子(在该示例中为源极)连接到比较器12的第二输入，并且第二端子(在该示例中为漏极)连接到比较器12的输出。应当注意，可以在放大器的反馈模式的MOS晶体管上反转源极和漏极的指定。

源极S上的泄漏能够起源于取决于源极-漏极电压的泄漏。在初始化阶段结束时该电压为零，但是然后，如果源极电势(即比较器12的输入电势)移动非常小，那么漏极电势(即比较器12的输出电势)则相反根据所检测到的光电荷而移动很多。泄漏还可以起源于取决于源极-衬底电压的泄漏。

图4表示根据本发明的辐射探测器中的像素40的电路图的另一个变体。像素40的电路图包括与图3描述的像素30的电路图相同的元件。它还包括连接在开关I_3的漏极D与比较器12的输出之间的开关I_4、连接在开关I_3的漏极D与固定电压之间的电容器C2、连接在开关I_3的源极S与漏极D之间的电容器C3。

该变体使得能够减小开关I_3的泄漏电流。在初始化阶段期间，开关I_3和I_4保持在接通状态中。操作相对于对应于图2A的操作保持不变。在初始化阶段结束时，关断开关I_3和I_4。优选地，在开关I_4之前关断开关I_3。在开关I_3被关断之前，形成开关I_3的MOS型晶体管的源极电压和漏极电压相等。开关I_3的关断将比较器12的设置变换成积分器设置，积分电容器为C3。因此，通过关断开关I_3在C处注入的开关I_3的杂散电荷Qpar主要存储于积分电容器C3上。因此，开关I_3的杂散电荷Qpar在节点C处几乎不生成干扰。至于在节点D处生成的干扰，其值为-Qpar/C3。开关I_3的杂散电荷Qpar为杂散电荷，因此很低，节点D的干扰因此也低，尽管其显著大于节点C处的干扰。取决于C与D之间的电压差的开关I_3的源极-漏极泄漏电流因此也低。

在I_4被关断时，在节点D处注入的杂散电荷存储于C2上。如果已经将C2的电容选择为足够大，那么节点D的电压变化很小，并且C与D之间的电压差保持很低。开关I_3的源极-漏极泄漏电流因此保持为低。

图5表示根据本发明的辐射探测器中的像素50的电路图的另一个变体。像素50的电路图包括与图4中表述的像素40的电路图相同的元件。在衬底Sub上生产形成开关I_3的MOS晶体管，并且衬底Sub连接到开关I_3的漏极D。初始化阶段的结束确保了在点D处的比较器12的第二输入处的电压与V_{comp_bascul}之间几乎相等。开关I_3的源极S与漏极D之间的电压减小，因此减小了开关I_3中的泄漏电流。开关I_3的衬底Sub到漏极D的连接确保了开关I_3的源极-衬底电压几乎为零。因此，源极-衬底泄漏电流受到限制。

应当指出，开关I_3的衬底Sub到电容器C2的连接的实施预先假定用于生产MOS晶体管(并且因此生产开关I_3)的技术方法允许按需要连接MOS开关I_3的衬底Sub。如果使用PMOS，则一般不会引起任何问题。尽管如此，如果使用NMOS，取决于所用的技术方法的设计规则有时会妨碍该连接。NMOS或PMOS的选择也取决于期望的比较器12的切换电压。

图6表示根据本发明的辐射探测器中的像素60的电路图的另一实施例。根据发明，注入电路14链接到积分节点B，敏感元件11链接到积分节点B。注入电路14适于输送第一电荷Q1或第二电荷Q2。比较器12在其正端子处链接到积分节点B。像素60的电子电路还包括：用于在积分节点达到平衡电势时将比较器12的倒相输入设置在阈值电势V_comp的模块；以及连接到比较器12的输入、适于存储比较器12的切换电压的存储模块。

就像在图2A中那样，存储模块包括链接到比较器12的输入的电容器201以及连接在比较器12的与电容器201链接的输入与比较器12的输出之间的开关I_3。电容器201连接于比较器12的负端子与固定电压(例如电气接地)之间。

在初始化阶段期间，开关I_3处于接通状态。激活注入电路14的开关21和22，从而在积分节点B处连续注入第一电荷Q1，直到积分节点处的电势达到平衡电势V_equ。积分节点B的电势不再改变，亦即，如果激活开关21和22，则在预定阈值之内可以忽略注入的电荷。

与比较器12的正端子的电势相对应的积分节点B的平衡电势V_equ在该比较器的负端子处终结于偏移量内。

然后使开关I_3关断。电容器201然后使得能够存储在所述第一电荷低于预定阈值时注入电路14的输出电势Vs(称为平衡电势V_equ)与参考电势V_ref之间的差。在该示例中，固定参考电势为地。

如在前一示例中那样，切换电势对应于平衡电势V_equ。

对于图2A到6中给出的变体，比较器12的切换电势V_{comp_bascul}是固定的，积分节点B处的平衡电势V_equ与比较器12的切换电压V_{comp_bascul}不同。

对于图6中给出的变体，比较器12的阈值电压V_comp是可变的，并根据积分节点处的平衡电势V_equ而被调节。

在两种情况下，电容器使得能够存储积分节点B处的平衡电势V_equ与参考电势之间的差，后者为：

·图2A到5中给出的变体中的电势V_{comp_bascul}，

·图6中给出的变体中的地。

在图2A、2B、3、4、5和6中给出的变体中，在初始化阶段期间为了使注入器的输出电势达到平衡点而注入的电荷的量取决于注入电路14的输出与注入电路14的输入端子(141或Phi_inj_1)之间的电势差。

在图2A到6中，在使用阶段期间，在每次注入电荷时所注入的电荷的量也取决于注入电路14的输出与注入电路14的输入端子(141或Phi_inj_1)之间的电势差。不过，在图7中不是这种情况。实际上，在该图中描述的变体中，电荷注入电路包括两个输入，并且注入的电荷取决于其输入中的每个输入的电势差。在初始化阶段期间，输入端子链接到输出端子，而在使用阶段期间，输出端子链接到积分节点，但不连接到输入端子。

在使用阶段期间，电荷注入与输出电势无关这一事实使得能够克服在注入电路的输出连接到积分节点时的输出电势的波动。

图7表示根据本发明的辐射探测器中的像素70的电路图的变体。像素70的电路图包括与图1中表示的像素10的电路图相同的元件。根据本发明，如在图2A中给出的变体中那样，链接到积分节点B的注入电路14适于输送电荷Qtot。该注入电路包括第一注入电路14₁和第二注入电路14₂。

专利申请FR2977413中描述的第一注入电路14₁使得能够在输出点S处输送正电荷。它包括链接到正脉冲Phi1₁的发生器的p型的两个MOS晶体管21₁和22₁。脉冲Phi1₁使得能够对第一注入电路14₁的注入节点A₁进行预充电。晶体管22₁适于由脉冲Phi2₁激活，以在输出点S处注入电荷。脉冲发生器Phi_2₁的峰值电势对应于输入E的电势。

注入电路14₂是类似电路，用于在输出点S处输送负电荷。应当指出，在第二注入电路中，MOS晶体管21₂和22₂是n型晶体管。脉冲Phi1₂使得能够对第二注入电路14₂的注入节点A₂进行预充电。晶体管22₂适于由脉冲Phi2₂激活，以在输出点S处注入电荷。脉冲发生器Phi_2₂的峰值电势对应于输入E的电势。

存储模块包括电容器Cmem，其第一端子连接到节点E，并且其第二端子连接到参考电势。存储模块还包括连接于节点E与输出点S之间的开关I_1。在开关I_1处于接通状态时，节点E相当于积分节点B。

注意，晶体管22₁和22₂被偏置在饱和模式中：它们输送的电荷不取决于输出点S处的电势。此外，两个注入电路14₁和14₂包括相同的输入端子E。E有特定电势，对于该电势，优第一和第二注入电路(14₁和14₂)分别注入的电荷被消除。

注入电路14₁和14₂被同步激活。为此，图7中表示的电子电路还包括控制电路15，以便在初始化阶段期间独立于比较器12的输出而触发一系列电荷注入。

在初始化阶段期间，开关I_1处于接通状态中。因而，注入器的输出电势V_S等于输入电势V_E(V_S＝V_E)。位于注入器的输出与积分节点B之间的开关I_2优选处于关断状态。

初始化阶段由将注入电路14₁和14₂致动许多次构成。在每次注入时，注入节点S接收电荷Qtot₁＝C×(Vg1–V_S)+C2×(Vg2–V_S)+Qpar。注入的电荷Qtot₁取决于V_S的值：

如果Vs>(C×Vg1+C2×Vg2+Qpar)/(C+C2)，那么Qtot₁<0且V_S减小；

如果Vs<(C×Vg1+C2×Vg2+Qpar)/(C+C2)，那么Qtot₁>0且V_S增大；

如果Vs＝(C×Vg1+C2×Vg2+Qpar)/(C+C2)，那么Qtot₁＝0且V_S恒定。

在初始化阶段结束时，获得平衡值V_equ为

V_equ＝(C×Vg1+C2×Vg2+Qpar)/(C+C2)。

该值考虑了杂散或任何热漂移。

输出电势V_S然后达到平衡电势V_equ，其可以通过关断开关I_1而存储于电容器Cmem的端子处。因而，电容器形成了适于存储平衡电势与参考电势(在该情况下为地)之间的电势差的存储模块。

在初始化阶段结束时，开关I_2和I_3被接通。因而，V_B＝V_S＝V_{comp_bascul}。然后使开关I_3关断。

在操作阶段期间，调节晶体管21₁或21₂的控制器(Vg1，Vg2)的其中之一，使得注入器14独立于输出电势V_S注入非零电荷Qtot₂。

因而，在操作阶段期间，注入的电荷仅取决于平衡电势V_equ和适当修改的命令电势(Vg1，Vg2)。每个命令Vg1、相应的Vg2构成了注入电路14₁和相应的14₂的输入端子。

如前所述，在初始化阶段期间，使输出节点S处的电压发展以找到其平衡值。为了获得这种平衡状态，敏感元件11不向该节点S输送电流是必须的。在图7中描述的变体的情况下，这是优选通过在该初始化阶段期间关断开关I_2来获得的。对于图2A到6中描述的变体的情况，基本方案是在敏感元件11未受到其敏感的辐射时执行初始化阶段。在使用脉冲x射线发射管时，这在放射学中是尤其可能的。在对应于两个连续图像的两个辐照阶段之间，存在黑暗阶段，可以利用其进行初始化。

虽然如此，对于一些应用而言，辐照是连续的。在使用连续x射线发射管时，在放射学中是这样的情况。对于可见或红外辐射的探测器而言也是这样的情况。此外，即使在黑暗阶段中，确实会发生来自敏感元件11的电流不被消除的情况。例如在存在可能由于探测器自身或另一元件(例如覆盖光敏元件的闪烁层)而造成的条纹时是这种情况。

因此在初始化阶段期间必须要停止来自敏感元件11的电流。

图8表示根据本发明的辐射探测器中的像素的电路图的另一个变体。像素80的电路图包括与图2A中描述的像素20的电路图相同的元件。在图8中，电子电路包括连接于敏感元件11与积分节点B之间的开关I_5。同样，最好能够在图2B、3、4、5、6和7中表示的像素20'、30、40、50、60和70的电路图中的敏感元件11与积分节点B之间连接开关I_5。

初始化阶段包括利用开关I_5从积分节点B断开敏感元件11的连接的预备步骤。在初始化阶段期间，开关I_5被打开。应当指出，在开关I_5被打开时由照明生成的电荷未丢失。它们累积于敏感元件11的电容上，并将在初始化阶段结束之后，在开关I_5闭合之后，返回积分节点B。

有利地，可以由二极管替代敏感元件11和开关I_5，在文献中，二极管被称为“箍缩型二极管”。而且，为了能够工作在连续辐照模式中，可以使用被提供有输出晶体管(在文献中也称为传输门)的箍缩型二极管。这样的箍缩型二极管有若干优点。电荷累积所在的探测区和漏极区是分开的。与常规光电二极管中相比，漏极区明显电容更小，对于常规光电二极管，电容区对应于探测区。因此其中并入了箍缩型二极管的电子电路要敏感得多。在输出晶体管处于关断状态时，电荷累积于探测区上，并且输出的电容保持等于漏极区的电容。因此其不变。这改善了初始化阶段的质量。

图9示出了根据本发明的实施电子电路的初始化阶段的步骤。该初始化阶段包括下述步骤：

·将注入器的输入端子连接到第一电势(步骤301)，

·在注入器的输出端子上注入第一电荷(步骤302)，

·存储在注入电路14的输出电势Vs(称为平衡电势V_equ)与参考电势V_ref之间的差，优选在由注入电路输送的所述第一电荷低于预定阈值时执行该存储(步骤303)，

·将积分节点设置为触发电势(步骤304)，

·将注入器的输入端子连接到第二电势(步骤305)，使得注入器根据积分节点的电势与触发电势之间的差输送第二电荷。

初始化阶段能够包括将敏感元件11从积分节点B断开连接的预备步骤(步骤300)。

根据依据本发明的像素的电路图的变体，注入电路14能够根据积分节点B的电势值注入第一电荷(步骤302)，并将注入电路14的开关21、22激活多次(步骤301)。所述多次是预定的，使得注入的电荷达到低于预定阈值的值。

因而，初始化阶段包括注入预定数量的第一电荷，接着积分节点B达到平衡电势。换言之，初始化阶段包括命令预定数量N的触发脉冲，使得在N个脉冲之后，所述第一注入电荷低于所述预定阈值。N可以等于1，但一般介于10和100之间。

图10表示包括根据本发明的电子电路的辐射探测器90。辐射探测器90可以包括在图2A、2B、3、4、5、6、7和8中表示的电子电路20、20'、30、40、50、60、70或80。探测器可以是矩阵探测器。像素被布置成行和列以形成矩阵。矩阵可以包括单行。在这种情况下，它被称为阵列。

计数器13可以连接在比较器12的输出，以便计数探测电压跨越阈值电压V_comp的次数。计数器13也可以连接在矩阵或阵列末端的行。

根据适用于前述所有实施例的变体，在探测器的操作阶段期间，电荷注入电路14输送的电荷的量是可变的。

换言之，电荷注入电路14适于产生第二电荷，但还产生不同于第二电荷的第三电荷。

因而，在操作阶段期间，控制模块能够作用于电荷注入电路，以便调整注入电路14在每次电荷注入时输送的电荷。

将要回忆到，在操作阶段开始时，积分节点B被设置到触发电势，使得在积分节点B对探测器产生的电荷进行积分时，触发电荷注入，直到积分节点B处的电势达到触发电势为止。

当在计数模式中使用探测器时，在辐射探测器收集电子的交互期间，积分节点B处的电势下降。只要积分节点B的电势低于先前确立的触发电势，该电路就命令注入反电荷。注入循环的数量是探测器通过交互释放的能量的指标。计数器13使得能够计数电荷注入循环的数量，这样允许估计能量。

在这样的操作中，在每个循环注入的电荷必须要小于最大能量。取决于能量分辨率方面的期望的性能水平，其明显可以是最高能量的一半、甚至十分之一、甚至百分之一。典型地，可以在每个注入循环注入相当于100个电子的反电荷。

当在积分模式中使用探测器时，探测器在给定时间内收集的电荷的量被累积。注入循环的数量是探测器在积分时间期间释放的能量的指标。计数器使得能够计数电荷注入循环的数量，这样允许估计交互时间期间收集的能量。

测量的动态范围远大于前面的情况，收集的电荷的量能够大得多。在这样的实施例中，在每个积分循环注入的反电荷可以更大，例如，比探测器工作于计数模式时注入的量大10倍或100倍。使用更多的反电荷减少了反电荷注入循环的数量，这减小了消耗，不利于探测器收集的总电荷的估计的准确度。

因而，在目的是估计在每次交互期间(计数模式)收集的电荷的量时，电荷注入电路被配置为注入第二电荷量Q2。为此，开关将注入电路的输入端子置于第二电势(V_inj_2，Phi_inj_)。

相反，在目的是估计在给定时间内由探测器收集的电荷的量时，电荷注入电路14被配置为注入第三电荷量Q3，使得Q3>Q2，如图2C中像素20″所示。图2C的电路图包括与图2B的电路图相同的元件。此外，开关将注入电路14的输入端子置于第三电势(V_inj_3，Phi_inj_3)。

根据细化，该开关能够根据计数器13中存储的反电荷注入循环的数量而作用于反电荷注入电路14。然后根据计数器13中记录的注入循环的数量来调整由每个反电荷产生的电荷的量。

例如，在探测器在积分模式中进行操作时，电路可以被配置成注入第四电荷量Q4。为此，开关将注入电路的输入端子置于第四电势(V_inj_4，Phi_inj_4)。只要反电荷注入的数量未达到预定阈值，每次注入时的电荷的量总计就等于Q3。在越过阈值时，每次注入时的电荷的量等于Q4，并且Q3<Q4。这使得能够改善测量的准确度，尤其对于低辐照而言。

必须要指出，这种细化与所述的所有实施例兼容，根据这种细化，在操作阶段期间，注入电路14适于注入可模块化的电荷。

根据全部实施例的另一种细化，该开关能够根据自初始时刻以来过去的时间(其可能对应于积分阶段的开始)而作用于反电荷注入电路14。然后根据自该初始时刻以来过去的时间来调整每个反电荷产生的电荷的量。

直到该时间达到总积分时间T的特定百分比，例如90％，每次注入的电荷的量才总计达到Q3。此外，并且直到积分循环T结束，每次注入的电荷的量总计达到Q4。这使得能够改善测量的准确度。根据该细化，Q4<Q3。例如能够具有分别对应于10000和100个电子的Q3和Q4。

对于积分时间的90％，根据粗糙的准确度来确定信号的量，该准确度由术语“最低有效位”来量化。在积分结束时，测量的准确度增大。

因而，在同一积分循环期间，电荷注入电路适于产生可变量的电荷(Q2，Q3，Q4)。

图11表示与图2A中表示的电路类似的电路。第二注入电容C_inj2连接到积分节点A的上游，与注入电容C_inj并联。它链接到由命令I_inj驱动的开关。

在I_inj处于关断状态时，在每次电荷注入期间注入的反电荷的值等于：

Q2＝(V_inj_2-V_inj_1)×(C_inj×C_det)/(C_det+C_inj)。

在I_inj处于接通状态时，在每次电荷注入期间注入的反电荷的值等于：

Q3＝(V_inj_2-V_inj_1)×((C_inj+C_inj2)(_det)/(C_det+C_inj+C_inj2)。

图12表示与图2B中表示的电路类似的电路。第二注入电容C_inj2连接于输入端子145与注入节点A之间，与注入电容C_inj并联。它链接到由命令I_inj驱动的开关。

在由命令I_inj驱动的开关处于关断状态时，在每次电荷注入期间注入的反电荷的值等于：

Q2＝(Phi_inj_2-Phi_inj_0)×(C_inj×C_det)/(C_det+C_inj)。

在由命令I_inj驱动的开关处于接通状态时，在每次电荷注入期间注入的反电荷的值等于：

Q2＝(Phi_inj_2-Phi_inj_0)×((C_inj+C_inj2)×C_det)/(C_det+C_inj+C_inj2)。

因而，该注入电路14能够包括适于连接到注入节点的第二注入电容，这使得能够调整由注入电路14产生的电荷。

将要指出的是，这样的注入电路未必需要依赖初始化阶段，以便在注入器的输出处建立对应于可忽略的电荷注入的平衡电势。同样，这样的注入电路未必需要结合图1到7描述的用于存储平衡电势的模块。

根据图13中例示的另一实施例，存在用于调整探测器的表观电容C_det的模块。它尤其可以是被称为镇流电容并被表示为C_lest的电容，与探测器并联布置，并且适于在激活开关I_lest时连接到积分节点B。激活开关I_lest增大了探测器的表观电容C_app，后者取值为C_app＝C_det+C_lest。相反，关断开关I_lest减小了探测器的表观电容C_app，后者取值为C_app＝C_det。

参考图2A中表示的实施例，在每次电荷注入期间，积分节点B处的电势都根据如下表达式发生变化：

ΔV_B＝(V_inj_2-V_inj_1)×C_inj/(C_det+C_inj)。

类似地，参考图2B中表示的实施例，在每次电荷注入期间，积分节点B处的电势都根据如下表达式发生变化：

ΔV_B＝(Phi_inj_2-Phi_inj_1)×C_inj/(C_det+C_inj)。

将要指出的是，积分节点B处电势的变化根据探测器的电容而改变。在探测器在计数模式下操作时，对于给定的电荷注入，优选的是使点B处电势的变化显著，从而减小比较器的响应时间。而且，优选的是使C_det为低。

在探测器在积分模式下操作时，可以选择更大的注入电荷的量。为了限制点B处的电势变化，优选的是使C_det更高。通过激活开关I_lest，从而增加相对于探测器并联安装的电容，在图2A中表示的构造中获得以下关系：

ΔV_B＝(V_inj_2-V_inj_1)×C_inj/(C_app+C_inj)。

增加电容C_lest使得能够控制积分节点处电势的变化范围。例如，这使得能够将积分节点处的电势设置在可接受的操作范围之内，与电路的正确操作兼容。

Claims (14)

1.一种用于辐射探测器的电子电路，包括：

辐射敏感元件(11)，

注入电路(14)，所述注入电路(14)适于在所述敏感元件(11)的端子处注入电荷，所述注入电路(14)在至少一个输入端子(E1)与一个输出端子(S)之间延伸，所述输出端子(S)适于连接到所述敏感元件(11)，所述注入电路(14)适于在触发脉冲的作用下产生电荷，

具有切换电势(V_{comp_bascul})的比较器(12)，所述比较器(12)具有接收阈值电势的第一输入和适于连接到积分节点(B)的第二输入，所述积分节点(B)能够存储由所述敏感元件(11)在接收辐射时产生的电荷，所述电荷导致所述积分节点(B)处的电势的变化，所述注入电路(14)适于在所述比较器(12)的每次切换时在所述积分节点(B)处注入电荷，

其特征在于

所述注入电路(14)适于在输入端子(E1)连接到第一输入电势(V_inj_1，Phi_inj_1，Vg1，Vg2)时注入第一电荷(Q1，Qtot₁)，并且在输入端子(E1)连接到第二输入电势(V_inj_2，Phi_inj_2，Vg1，Vg2)时注入第二电荷(Q2，Qtot₂)，

所述电路包括用于存储平衡电势与参考电势之间的差的模块，所述平衡电势对应于在所述第一电荷(Q1)的一次或多次注入之后的所述注入电路(14)的输出电势(Vs)，所述参考电势(V_ref)为固定电势，

并且，所述注入电路(14)适于取决于所述第二输入电势(V_inj_2，Phi_inj_2，Vg1，Vg2)和所述平衡电势(V_equ)而注入第二电荷(Q2，Qtot₂)。

2.根据权利要求1所述的电子电路，其特征在于，所述电子电路还包括用于存储在预定数量的触发脉冲之后的所述电势差的模块。

3.根据前述权利要求的其中之一所述的电子电路，其特征在于，所述电子电路包括具有切换电势(V_{comp_bascul})的比较器(12)，所述比较器具有接收阈值电势的第一输入和适于连接到积分节点(B)的第二输入，所述积分节点(B)能够存储由所述敏感元件(11)在接收辐射时产生的电荷，所述电荷导致所述积分节点(B)处的电势的变化，并且，所述电子电路包括连接在所述敏感元件(11)与所述积分节点(B)之间的第一开关(I_5)。

4.根据前述权利要求的其中之一所述的电子电路，其特征在于，所述存储模块包括：

第一电容器(Cmem)，所述第一电容器(Cmem)的第一端子连接到所述积分节点(B)，并且所述第一电容器(Cmem)的第二端子连接到参考电势，

第二开关(I_1)，其连接在所述积分节点(B)与所述第一电容器(Cmem)的所述第一端子之间。

5.根据权利要求3所述的电子电路，其特征在于，所述存储模块包括：

第二电容器(200)，其链接到所述比较器(12)的所述第二输入，

第三开关(I_3)，其连接在所述比较器(12)的与所述第二电容器(200)链接的所述第二输入与所述比较器(12)的输出之间。

6.根据权利要求5所述的电子电路，其特征在于，所述第三开关(I_3)是包括栅极(G)、源极(S)、漏极(D)的MOS型晶体管，所述源极(S)和所述漏极(D)形成两个端子，并且，第一端子连接到所述比较器(12)的所述第二输入，并且第二端子连接到所述比较器(12)的所述输出，并且，所述电子电路包括：

第四开关(I_4)，其连接在所述第三开关(I_3)的所述漏极(D)与所述比较器(12)的所述输出之间，

第三电容器(C2)，其连接在所述第三开关(I_3)的所述漏极(D)与第二固定电压之间，

第四电容器(C3)，其连接在所述第三开关(I_3)的两个端子之间。

7.根据权利要求6所述的电子电路，其特征在于，在衬底(Sub)上产生形成所述第三开关(I_3)的所述晶体管，并且，所述衬底(Sub)连接到所述漏极(D)。

8.根据权利要求3所述的电子电路，其特征在于，所述电子电路包括具有切换电势(V_{comp_bascul})的比较器(12)，所述比较器(12)具有接收阈值电势的第一输入和适于连接到积分节点(B)的第二输入，所述积分节点(B)能够存储由所述敏感元件(11)在接收辐射时产生的电荷，所述电荷导致所述积分节点(B)处的电势的变化，并且，所述存储模块包括：

第五电容器(201)，其链接到所述比较器(12)的所述第一输入，

第三开关(I_3)，其连接在所述比较器(12)的与所述第五电容器(201)链接的所述第一输入与所述比较器(12)的输出之间。

9.根据权利要求3到8的其中之一所述的电子电路，包括连接在所述比较器(12)的所述输出处的计数器(13)，从而对所述比较器(12)的切换的次数进行计数。

10.一种由像素构成的矩阵探测器，其特征在于，每个像素包括根据前述权利要求的其中之一所述的电子电路。

11.一种实施根据权利要求1到9的其中之一所述的电子电路的方法，所述方法的特征在于，所述方法包括初始化阶段，所述初始化阶段包括以下步骤：

将注入电路的输入端子连接到第一电势，

在所述注入电路的输出端子上注入第一电荷(Q1，Qtot₁)，

存储平衡电势与参考电势之间的差，所述平衡电势对应于在所述第一电荷(Q1)的一次或多次注入之后的所述注入电路的输出电势(Vs)，所述参考电势V_ref为固定电势，

将积分节点设置到触发电势，所述触发电势对应于所述积分节点(B)的电势的阈值，超过所述阈值，则所述注入电路注入电荷，

将所述注入电路的所述输入端子连接到第二电势，使得所述注入电路根据所述积分节点(B)的电势与所述触发电势之间的差而输送第二电荷(Q2，Qtot₂)。

12.根据权利要求11所述的方法，其特征在于，所述初始化阶段包括注入预定数量的第一电荷，在注入所述预定数量的第一电荷之后，所述积分节点(B)达到平衡电势。

13.根据权利要求12所述的方法，其特征在于，所述平衡电势对应于在初始化阶段之后的所述积分节点(B)处的电势，所述平衡电势然后构成所述触发电势，低于或超过所述触发电势，则所述注入电路输送第二电荷。

14.根据权利要求11到13的其中之一所述的方法，其特征在于，所述平衡电势与所述参考电势之间的所述电势差存储在链接电容器的端子处，所述电容器被布置在探测器的积分节点与比较器(12)的第二输入之间。