CN105553491B - 用于确定活动的信道化码的信道化码分析器及接收机装置 - Google Patents

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CN105553491B CN201510607900.7A CN201510607900A CN105553491B CN 105553491 B CN105553491 B CN 105553491B CN 201510607900 A CN201510607900 A CN 201510607900A CN 105553491 B CN105553491 B CN 105553491B
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Abstract

本公开涉及对活动的扩频码以及调制方案的检测。一种用于确定活动的信道化码的信道化码分析器包括：去扩频单元，被配置为通过多个候选信道化码对接收的信号进行去扩频以生成多个去扩频信号。信道化码分析器还包括检测器，被配置为从多个去扩频信号中检测具有预定调制方案的去扩频信号的集合。信道化码识别单元被配置为基于检测到的去扩频信号的集合从多个候选信道化码中识别出至少一个活动的信道化码。另外，描述了无线电接收机装置、第二时刻和第四时刻处理单元、和调制方案检测器。

Description

用于确定活动的信道化码的信道化码分析器及接收机装置
技术领域
这里所述的实施例总地涉及无线电通信的领域，并更具体地涉及在无线电网络(特别是蜂窝无线电网络)的无线电接收机中检测活动的扩频码和/或调制方案的技术。
背景技术
无线电网络使用信道化来分离在其上传输信号的不同物理信道。由 (一个或多个)基站用于向其他用户发送信号的信道化码一般对于具体用户是未知的。一般地，关于被分配给其他用户的信道化码的知识对于具体用户会是有益的。
通过示例的方式，无线电接收机的蜂窝性能可被来自分配给其他用户的信号的干扰所限制。降低该干扰能够提升接收机处的信号噪声比并可提升数据吞吐量。降低此干扰的一种方式可依靠重构分配给其他用户的信号并从接收到的信号中减去经重构的信号。然而，信号重构需要关于分配给其他用户的活动信道化码的一些知识。
基于这些原因以及其他原因，存在对于本发明的需求。
发明内容
根据本公开的一个方面，提供了一种用于确定活动的信道化码的信道化码分析器，包括：去扩频单元，该去扩频单元被配置为通过多个候选信道化码对接收的信号进行去扩频以生成多个去扩频信号；检测器，该检测器被配置为从多个去扩频信号中检测具有预定调制方案的去扩频信号的集合；以及信道化码识别单元，该信道化码识别单元被配置为基于检测到的去扩频信号从候选信道化码中识别出至少一个活动的信道化码。
根据本公开的另一方面，提供了一种无线电接收机装置，包括：上述信道化码分析器；服务小区检测器，被配置为基于服务小区检测器输入信号生成检测到的服务小区信号；干扰小区检测器，被配置为基于干扰小区检测器输入信号以及由信道化码分析器确定的活动的信道化码，生成检测到的干扰小区信号；干扰小区合成器，被配置为基于检测到的干扰小区信号生成合成的干扰小区信号；以及服务小区干扰消除单元，被配置为从服务小区信号中移除合成的干扰小区信号以生成服务小区检测器输入信号。
根据本公开的另一方面，提供了一种用于确定活动的信道化码的信道化码分析器，包括：信道化码识别单元，被配置为通过评估特定信道化码的第一派生信道化码的信号功率与特定信道化码的第二派生信道化码的信号功率来确定特定信道化码是活动的信道化码还是不活动的信道化码。
根据本公开的另一方面，提供了一种第二时刻和第四时刻处理单元，包括：第二时刻和第四时刻估计器，被配置为：针对一系列时间区间中的连续时间区间，估计用特定信道化码去扩频的信号的第二时刻和第四时刻，从而生成估计第二时刻的序列和估计第四时刻的序列；以及平均单元，被配置为平均估计第二时刻的序列中的多个估计第二时刻以用于生成一个平均第二时刻以及平均估计第四时刻的序列中的多个估计第四时刻以用于生成一个平均第四时刻。
根据本公开的另一方面，提供了一种用于确定活动的信道化码的信道化码分析器，包括：初级信道化码识别单元，被配置为针对一系列时间区间中的每个时间区间决定特定信道化码是活动的信道化码还是不活动的信道化码，从而生成与特定信道化码有关的初级决定的序列；以及决定关联单元，被配置为通过评估初级决定的序列来确定特定信道化码是活动的信道化码还是不活动的信道化码。
根据本公开的另一方面，提供了一种调制方案检测器，包括：第二时刻和第四时刻估计器，被配置为估计去信道化信号的第二时刻和第四时刻；以及评估单元，被配置为基于第二时刻以及基于第四时刻来决定用于调制去信道化信号的调制方案。
附图说明
附图被包括以提供对本公开的示例的进一步理解，并且被合并至本说明书中且构成本说明书的一部分。附图示出了示例并且与具体描述一起用来解释示例的原理。其他示例以及示例的许多意图的优点将被容易地认识到，因为它们将通过参考以下具体描述而变得更好理解。
图1是示出了无线电网络中的多用户干扰的示意图；
图2是示出了蜂窝无线电网络中的第一小区边界场景的示意图；
图3是示出了蜂窝无线电网络中的第二小区边界场景的示意图；
图4是根据本公开示出了用于确定活动信道化码的信道化码分析器的示例性实现的框图；
图5是根据本公开示出了具有M2/M4估计器的检测器的示例性实现的框图；
图6A是扩频码树的根部分的示例性描述；
图6B是示出了针对四个不同的扩频码(SF，c)所仿真的去扩频信号的正交(Q)相对于同相(I)的表示的图示；
图7是根据本公开示出了无线电接收机装置的示例性实现的框图；
图8是示出了信道化码分析器的示例性实现的框图；
图9是示出了图8的信道化码分析器的示例性实现的框图；
图10是扩频码树的局部区段的示例性描述；
图11是示出了第二时刻处理单元和第四时刻处理单元的示例性实现的框图；
图12是示出了包括决定关联单元的信道化码分析器的示例性实现的框图；
图13是示出了基于大数判决的图12的决定关联单元的示例性实现的框图；
图14是示出了调制方案检测器的示例性实现的框图；
图15是示出了第二时刻和第四时刻估计器的示例性实现的框图；
图16示出了针对四个不同的扩频码(SF，c)的去扩频码的正交 (Q)相对于同相(I)的表示；以及
图17是示出了针对以dB为单位的各种Ec/Ioc的调制检测算法的可靠性的图示。
具体实施方式
在下面的详细描述中，参考形成其一部分的附图，并且通过图解的方式示出实施例，本公开可以按照实施例被实践。要理解的是，可利用其它实施例并且结构或逻辑上的变化可以被做出而不背离本公开的范围。因此，下面的详细描述不被认为具有限制性意义，本公开的范围由所附的权利要求定义。
要理解的是，除非以其他方式特别指出，否则这里所述的各种示例性实施例的特征可彼此组合。另外，类似的标号指定相应的相等或类似的部分。
如本说明书中所采用的那样，术语“耦合”和/或“连接”一般并不意味着元件必须被直接耦合或连接到一起；中间的功能元件可被置于“耦合”或“连接”的元件之间。然而，尽管未被限制于此含义，但术语“耦合”和/或“连接”也可以被理解为可选地公开了元件被直接地耦合或连接在一起而没有置于“耦合”或“连接”的元件之间的中间元件的实现方式。
应当理解，实施例可被实现于分立电路、部分集成的电路或者完全集成的电路中。另外，实施例可被实现在单个半导体芯片上或彼此相互连接的多个半导体芯片上。另外，应当理解，实施例可被实现于软件中或专用硬件中或部分在软件并且部分在专用硬件中。
这里所述的信道化码分析器、无线电接收机装置、第二时刻和第四时刻处理单元以及调制方案检测器可用于诸如码分多址(CDMA)网络之类的各种无线通信系统。术语“网络”、“系统”和“无线电通信系统”经常同义使用。CDMA网络可以实现诸如通用陆地无线接入(UTRA)、 CDMA2000等无线电技术。UTRA包括宽带CDMA(W-CDMA)和 CDMA的其它变体。CDMA2000涵盖IS-2000、IS-95和IS-856标准。另外，这里所述的无线电接收机装置、第二时刻和第四时刻处理单元以及调制方案检测器可被用于诸如时分多址(TDMA)、频分多址(FDMA)、正交FDMA(OFDMA)和单载波FDMA(SC-FDMA)网络之类的网络。 TDMA网络可以实现诸如全球移动通信系统(GSM)以及其变体(例如，增强型数据速率GSM演进(EDGE)、增强型通用分组无线电服务 (EGPRS)等等)之类的无线电技术。OFDMA网络可以实现诸如演进 UTRA(E-UTRA)、超移动宽带(UMB)、IEEE 802.11(Wi-Fi)、IEEE 802.16(WiMAX)、IEEE 802.20，快闪OFDM、RTM等无线电技术。 UTRA和E-UTRA是通用移动电信系统(UMTS)的一部分。基于 GSM/EDGE和UMTS/HSPA(高速分组接入)技术的3GPP长期演进 (LTE)网络包括被配置用于根据LTE标准的操作的无线电接收机装置。
通过示例的方式，这里考虑的无线电网络可以是由3GPP(第三代合作伙伴计划)定义的WCDMA(宽带CDMA)系统。WCDMA使用DS- CDMA(直接序列-CDMA)信道接入方法和FDD双工方法来实现更高的速度以及支持更多的用户。
通过示例的方式，这里考虑的无线电网络可以是诸如例如UMTS(包括诸如HSPA(高速分组接入)和/或具体的HSDPA(高速下行链路分组接入)之类的发展)之类的蜂窝无线电网络。HSDPA是HSPA家族中的增强型3G(第三代)移动电话通信协议，并且在本领域中也被称作 3.5G、3G+或Turbo 3G。另外，诸如例如在下行链路中使用载波聚合的 DC-HSDPA(双载波-HSDPA)之类的HSDPA演进在这里也被考虑。
通过示例的方式，这里考虑的无线电网络可使用自适应调制。调制可基于逐用户地改变。例如，所接收的符号流中的符号可根据正交幅度调制 (QAM)调制方案、二进制相移键控(BPSK)调制方案、正交相移键控 (QPSK)调制方案、8QAM调制方案、16-QAM调制方案、64-QAM调制方案、或任何其它适当的调制方案来进行调制。通过示例的方式，在HS- DPA中，QAM、16-QAM和64-QAM可以是可用的。
通过示例的方式，这里考虑的无线电网络可使用自适应信道化，例如针对信道化的自适应编码。信道化(例如，信道化码)可基于逐用户地改变。扩频码(信道化码)可用于自适应编码。具体地，OVSF(正交可变扩频因子)码可被使用。在OVSF中，扩频码被用作信道化码并被选取为彼此相互正交。每个用户被分配不同的独特扩频码。这些码在下文中也被称作用户码或订户码。
扩频码(具体地，OVSF码)可从码树中推导得出。码树中的每个信道化码可由包括扩频因子SF和码指数c(其中0≤c≤SF-1)的一对指数 (SF，c)唯一地标注。具有SF≥2的码树中的每个码可具有前任码(父码)。具有SF≤128的码树中的每个码可具有两个派生码(子码)。最大 SF例如可以是SF＝256。
扩频因子SF的信道化码可由SF码片的序列来表示。针对每个SF的码数目可等于SF(因此为码长度)。相同SF中的任何两个码是正交的。不同SF的任何两个码是正交的，除了这两个码中的一个码是另一码的父码之外。任何两个非正交码不会被网络同时选取为活动码。
在下文中，术语“移动站”和“UE(用户设备)”应当具有相同的含义，其含义应当包括在各种标准(例如，UMTS和其衍生)中给出的定义。通过示例的方式，UE可由蜂窝电话、智能电话、平板PC、膝上型计算机、诸如例如信道分析器或频谱分析器之类的测试装备等来表示。另外，在下文中，术语“基站”和“NodeB”应当具有相同的含义，其含义应当包括在各种标准中给出的定义。
图1示出了包括发射机T(例如，基站、卫星等等)和多个终端(在下文中被称作UE)的示例性网络100，其中在图1中示出了示意性UE 101和示意性UE 102。UE 101可以是考虑中的目标UE，并且UE 102可以是另一用户(订户)的UE。网络100可以为任何类型，例如蜂窝网络、基于卫星的网络等等。网络100通常为UE 101和UE 102使用不同编码的信号来降低多用户干扰。然而，在一些实际场景中，目标UE 101仍然会被由发射机T发送至其他UE 102的信号所干扰。
参考图2，通过示例的方式，示意性网络100是蜂窝无线电网络 100。蜂窝无线电网络100可包括被称作A、B、C、D......的数个基站 (NodeB)和多个用户终端，其中目标UE 101被示出在图2中。
蜂窝无线电网络100由小区组成，其中每个小区由基站A、B、C、 D......来服务。通过示例的方式，小区A1、A2、A3由基站A服务，小区 B1、B2、B3由基站B服务，小区C1、C2、C3由基站C服务，并且小区 D1、D2、D3由基站D服务。
由不同基站(例如，A1、B1)服务的小区通常使用不同编码的信号从而减低来自相邻小区的干扰。在此上下文中，编码应当具有包括时分编码、频分编码、加扰、扩频等等在内的广泛含义。通过示例的方式，考虑到例如WCDMA蜂窝无线电网络100，来自不同基站A、B、C、D的信号通过不同的扰码进行编码。
目标UE 101位于接近小区边界。通过示例的方式，小区A2是服务小区并且小区B1是干扰小区。就是说，UE 101使用分配给基站A的扰码从而检测服务小区的信号。分配给基站B的扰码不同于分配给基站A的扰码。
图3示出了另一小区边界场景。这里，UE 101位于接近由同一基站A 服务的小区A2和A3的小区边界。就是说，在此示例中，小区是同一基站 A的扇区。通过示例的方式，由基站A服务的小区A1、A2和A3是由具有例如120°辐射方向图的定向天线来生成。小区A2是服务小区并且A3 是干扰小区。如果服务小区A2和干扰小区A3的传输功率相同，则可获得为0dB的载波干扰比(Ior/Ioc)。
在图1至3的所有场景中，数据吞吐量可能不受限于由于路径损失造成的低信号功率而是受限于来自被分配给网络的其他UE 102(特别是(一个或多个)干扰小区或服务小区中的其他UE 102)的信号的干扰。降低或者甚至移除该干扰可提升目标UE 101(例如，包括考虑中的无线电接收机装置)处的信噪比并且可提升数据吞吐量和总体网络能力。
要注意的是，这里所用的术语“小区”可具有广泛的含义。它可包括小区扇区A1或A2或A3或B1......的含义以及由一个基站跨越的小区的含义(例如，由小区扇区A1、A2、A3组成的一个小区)。在第一种情形中，小区边界由小区扇区边界(图3)和不同基站的小区的边界(图2) 来定义，而在第二种情形中，小区边界仅由不同基站的小区的边界(图 2)所定义。
图4通过示例的方式示出了用于在活动信道化码和不活动的信道化码之间进行区分的示意性信道化码分析器400的框图。信道化码分析器400 可包括去扩频单元410、检测器420和信道化码识别单元430。
去扩频单元410可被配置为通过多个候选信道化码对在去扩频单元 410的输入处接收的信号401进行去扩频以生成多个去扩频信号402，每个由候选信道化码中的一个来进行去扩频。信号401可由UE(例如，目标UE 101)的前端(未示出)输出，在该UE中可实现信道化码分析器 400。前端可包括一个或多个天线和RF(射频)级(未示出)。RF级可被配置为将接收的天线信号下转换至中频带或基带中。经下变换的信号然后可由均衡器(未示出)来均衡。接收的信号401例如可对应于从这样的前端/均衡器结构接收的均衡信号。接收的信号401例如可以是均衡器的输出信号。
多个去扩频信号402被耦合至检测器420的输入。检测器420可被配置为从多个去扩频信号402中检测用预定的第一调制方案进行调制的那些去扩频信号。
因此，针对多个去扩频信号402中的每个去扩频信号，检测器420可被配置为确定去扩频信号是否使用预定的第一调制方案进行调制。检测器 420输出调制指示符信号403，其包括该信息。通过示例的方式，调制指示符信号403可以是针对在去扩频单元410中用于生成相应的去扩频信号的每个信道化码(例如，扩频码)指示去扩频信号是否使用预定的第一调制方案进行调制的二进制信号。
调制指示符信号403可由信道化码识别单元430接收。信道化码识别单元430可被配置为基于由检测器420检测到并提供给信道化码识别单元430的去扩频信号来从候选信道化码中识别至少一个活动信道化码。由信道化码识别单元430输出的活动码识别信号404可包括关于候选信道化码中的哪一个是活动信道化码的信息。
要注意的是，去扩频信号被利用预定的第一调制方案进行调制的标准 (并因此在调制指示符信号403中被示出)是必要的但不一定是在信道化码识别单元430中被识别为活动信道化码(并因此在活动码识别信号404 中被示出为活动信道化码)的充分条件。换而言之，由活动码识别信号 404指示为活动码的信道化码可以是由调制指示符信号403指示为利用第一预定调制方案进行调制的信道化码集合的子集。
一般地，如果仅需要关于活动/不活动的信道化码的大概或粗略知识，则调制指示符信号403可被等同地用作活动码识别信号404。在其他情形中，当应当从利用预定的第一调制方案进行调制的码集合中更精确地确定活动码的子集时，诸如例如一致性检查等之类的其他标准可被应用于信道化码识别单元430中以从实际通过预定的第一调制方案进行调制的码中识别实际的活动码。可由信道化码识别单元430应用的示意性标准将在下文中进一步描述。
在下文中，在没有失去普遍性而仅仅为了提供具体示例的情况下，预定的第一调制方案在WCDMA中可以是QPSK并且信道化码可以是OVSF 树的信道化码(扩频码)。去扩频单元410中用于去扩频接收的信号401 的候选信道化码例如可以是OVSF码树的511个信道化码的全部或足够大的部分。例如，候选信道化码可以是：例如OVSF树中所有511个码，除了SF＝16的码(其被保留用于HS-PDSCH(高速-物理下行链路共享信道)并且已知是QPSK或16-QAM或64-QAM调制的)之外；并且可选地，没有具有SF＝1和/或SF＝2的信道化码，因为这些扩频因子未被允许使用；和/或没有具有SF＝4和/或SF＝8的信道化码，因为这些低处理增益码在实际场景中很少被使用。换而言之，尽管码树中的所有信道化码可被用作候选信道化码，但这不是强制性的并且还可存在其他标准，与现有信道化码的数目(例如，OVSF树中存在的511个码)相比，这些其他标准可被应用以减少候选信道化码的数目。
根据3GPP标准，至少在WCDMA系统中，除了HS-PDSCH的物理信道每个符号载有两个比特并且是QPSK调制的。此属性可被利用以在信道化码分析器400中区分OVSF树中的活动码和不活动码。就是说，信道化码分析器400可依靠该概念来从候选信道化码中首先找到QPSK调制的信道化码并且然后从QPSK调制的信道化码中找到活动信道化码。
检测器420中应用的码检测算法可基于对多个去扩频信号402中的每个去扩频信号的第二时刻(M2)和第四时刻(M4)的估计。对所有多个去扩频信号402的第一预定调制方案检测可由检测器420周期性地重复。因此，每个检测周期可由检测器420输出更新的调制指示符信号403。通过示例的方式，检测周期可对应于无线电网络中的一个或多个半时隙(half-slot)。通过示例的方式，在WCDMA中，时隙对应于2560个码片 (半时隙：1280码片)，码片速率为3.84Mcps并且帧长度为10ms，其中每个帧有15个时隙。另外，通过示例的方式，在WCDMA系统中，多个去扩频信号402中的每个去扩频信号可以是QPSK调制的、16-QAM调制的或者64-QAM调制的，其中每个符号分别有2、4和6个比特。
图5是信道化码分析器400中的检测器420的示例性实现。检测器 420例如可以包括噪声功率测量单元422、第二时刻(M2)和第四时刻 (M4)估计器424、第一信号功率估计器426和第二信号功率估计器 428。另外，检测器420例如可以包括比较器427和/或距离度量单元 429。
噪声功率测量单元422可被配置为估计接收信号401的(总)噪声功率也就是，例如均衡器输出处的噪声功率。噪声功率估计可以各种方式获得。例如，可使用例如最大似然估计(maximum likelihood estimator)从去扩频的CPICH(公共导频信道)符号中推导出噪声功率估计获得噪声功率估计的另一可能性是使用被应用于与CPICH信道相对应的信道化码(即，扩频因子SF＝256，码指数c＝0)的M2/M4估计器：
其中是去扩频的CPICH符号的第二时刻并且对应于去扩频的 CPICH符号的总(即，信号加噪声)功率，是去扩频的CPICH符号的第四时刻，S对应于去扩频的CPICH符号的信号成分的功率并且是通过从去扩频的CPICH符号的总(即，信号加噪声)功率中减去信号功率S 来计算的。
要注意的是，噪声功率测量单元422不一定被包括在检测器420中。噪声功率估计还可以在接收机装置的其他地方生成并被传递至检测器 420。
低通滤波器和/或其他后处理方法可被用于进一步增强噪声功率估计的准确性。
当噪声功率估计可用时，针对例如OVSF树中的每个候选信道化码的预定第一调制方案(例如，QPSK调制)的检测可基于将估计的第一信号码功率Sact与估计的第二信号码功率Sest进行比较。通过示例的方式，可使用以下等式：
等式(2)中用于推导Sact的上等式是从独立于信号和噪声的统计中得出的。等式(2)中用于推导Sest的下等式是基于可应用于QPSK的M2/M4估计。
根据图5的示例性实现方式，M2/M4估计器424可被配置为估计每个去扩频的候选信道化码的第二时刻和第四时刻第二时刻估计可被馈送至第一信号功率估计器426和第二信号功率估计器428。第四时刻估计可被馈送至第二信号功率估计器428。在第一信号功率估计器 426可操作以计算Sact的同时，第二信号功率估计器428可操作以计算 Sest。
针对每个调制方案，Sact和Sest的比值理想地具有指示特定调制方案的已知常数。通过示例的方式，针对QPSK调制的信号，Sact和Sest理想地相等或者在实际中彼此接近。能够知道，针对任何更高的调制阶数或者“伪调制”，Sact在一定程度上大于Sest。这里使用的术语“伪调制”意味着由码树中的那些信道化码的去扩频符号形成的星座是活动码的派生(子)或多个活动码的前任(父)。
Sact和Sest的比值指示调制方案的特性导致了以下QPSK检测标准的定义：
QPSK被检测到 (3)
其中k是适当选取的决定阈值。
返回图5，对于由码(SF，c)去扩频的信号是否是QPSK调制的决定可由比较器427获得。为此，比较器427分别接受第一和第二信号功率 Sact和Sest。比较器427可基于等式(3)来输出调制指示符信号403。
决定阈值k可被设置为合适的值从而提供预定的第一调制方案的适合检测特性。决定阈值k例如可被设置于QPSK和16-QAM调制的(经平方的)功率比例因子特性(即，分别是1和1/0.68)的中值：
具体地，用于QPSK检测的k的可能范围可由区间[kmin，kmax]给出，其中kmin是1.0，1.05，1.1，1.15，或1.20，并且kmax是2.0，1.8，1.6，1.4 或1.3。
决定阈值k可以是可编程的。通过示例的方式，编程的k的值可取决于各种参数，例如信道条件，可能由SINR(信干燥比)表示。另外，k的值可取决于考虑中的候选信道化码(SF，c)，例如取决于SF和/或c。
要注意的是，第一信号功率估计器426可被配置为输出平方的信号功率估计并且第二信号功率估计器428可被配置为输出平方的信号功率估计这样，根据等式(2)的M2/M4估计中涉及的均方根的计算被避免并且由比较器427进行的信号功率的比较可在如等式3所示意的平方的信号功率上执行。
通过仿真发现，根据上述描述的决定阈值k的具体选取在不活动 (即，不使用)的码的“伪调制”能够由16-QAM或更高阶调制来近似的假设下工作的很好。
这里所述的预定第一调制方案(例如，QPSK)检测标准能够被增强以不止提供对于调制指示符信号403的硬决定(真/假)还可提供Sact和 Sest之间的距离(例如，差异)或者与其有关的量(例如，其平方的信号功率)。这样的距离可表示可在后续处理中(例如，在基于最大似然方法的码搜索策略中)使用的可靠性度量(距离越小，候选信道化码被真 QPSK调制的机会就越高)。这样的距离可由距离度量单元429进行计算。距离度量单元429例如可由被配置为推导Sact-Sest的减法器来实现。此外，距离度量单元429可将该距离除以例如Sest以获得归一化的距离 (Sact-Sest)/Sest，为了上述基于最大似然的码搜索策略，其可在树中具有一般不同功率水平的信道化码间进行比较。
图6B示出了所仿真的具有图6A中所示的以下三个活动码的OVSF树中的四个码处的去扩频器输出测量的示例：(SF＝32，c＝3)，(SF＝64， c＝4)和(SF＝64，c＝5)。每个活动码是QPSK调制的并且可具有等于1/3 的功率。Ior/Ioc在此示例中被设置为10dB。针对所示的四个去扩频输出中的每个输出，下面的表1报告了QPSK检测中涉及的量。仿真使用的k ＝1.235。
表1
从表1中看出，算法将码(SF＝64，c＝4)正确地识别为QPSK调制的并排除了其他码，即使是k的值高达约2.0的码。然而，由于仿真为M2和 M4估计假设了比实际系统中可能可用的窗口更长的平均窗口，现实中k的确定可能会更加关键并且可能发生不正确的检测。在实际系统中，平均窗口例如可被限制为一个半时隙(或多个半时隙)并且Ior/Ioc可在典型用例中假设为例如3dB或更少。
图6B示出了使用四个不同的扩频码(SF，c)仿真的去扩频信号的正交(Q)相对同相(I)表示。从图6B中看出，仅活动码(SF＝64，c＝4) 展示了QPSK星座，而其他的不活动码(SF＝16，c＝1)，(SF＝128， c＝8)和(SF＝256，c＝16)提供了非QPSK状的Q/I星座。
针对图6A、6B中示出的示例，调制指示符信号403将向信道化码识别单元430报告活动码(SF＝64，c＝4)、(SF＝64，c＝5)和(SF＝32， c＝3)。然而，由于一些不活动的码也可是QPSK调制的，可能一些不活动的码也被第一调制方案(例如，QPSK)检测器420检测到并被报告给信道化码识别单元430。信道化码识别单元430可以可选地对所报告的码执行进一步处理(例如，一致性检查)从而从活动(实际使用的)码中排除不活动的(实际未使用的)码。用于从不活动的码中辨别活动码的一种可能策略是针对每个报告的码，互相比较两个子码能量。如果所报告的码是活动码，则两个子码的码能量应当近似相同。相反，如果两个子码的码能量彼此基本不同，则考虑中的所报告的码可被信道化码识别单元430所丢弃。
参考图7，上文所述的信道化码分析器400可在许多不同的设备中被采用并用于无线电网络中的不同目的。通过示例的方式，信道化码分析器 400可被实现于无线电接收机装置(UE)700中用于干扰消除。
无线电接收机装置700可包括干扰小区检测器701、干扰小区合成器 702、服务小区干扰移除单元703、和服务小区检测器704。另外，无线电接收机装置700可包括服务小区信号处理结构705和干扰小区信号处理结构706。
由服务小区信号处理结构705输出的服务小区信号705b中包含的干扰至少部分在本质上是确定性的。因此，它可被重构并被从无线电接收机装置700中移除。
根据图7，干扰小区检测器701对干扰小区检测器输入信号701a进行操作，该信号701a可被干扰小区信号处理结构706输出。干扰小区信号处理结构706就实现方式而言可类似于服务小区信号处理结构705，并且可参考上述描述从而避免重复。然而，干扰小区信号处理结构706接收从干扰小区发送的干扰小区输入信号706a。另外，干扰小区信号处理结构706 执行匹配到干扰小区的信号处理，例如干扰小区输入信号706a的均衡从而移除由干扰小区传输信道导致的信号失真。
干扰小区检测器701可检测由干扰小区发送的符号。从干扰小区检测器701输出的检测到的干扰小区信号701b可被耦合至干扰小区合成器 702。干扰小区合成器702可基于检测到的干扰小区信号701b生成合成的干扰小区信号702b。合成的干扰小区信号702b可对应于在无线电接收机装置700处从干扰小区接收并被服务小区信号处理结构705失真的信号，即可对应于服务小区信号705b中包含的来自干扰小区的干扰。
服务小区干扰移除单元703被配置为从由服务小区信号处理结构705 输出的服务小区信号705b中移除合成的干扰小区信号702b。这样，服务小区信号705b中包含的来自干扰小区的干扰被移除。对来自服务小区信号705b的干扰的移除依靠这样的事实：干扰本质上是确定性的，即能够由干扰小区检测器701检测到。
服务小区干扰移除单元703的输出可被耦合至服务小区检测器704的输入。服务小区检测器704被配置为基于服务小区检测器输入信号704a生成检测到的服务小区信号704b。服务小区检测器输入信号704a可从服务小区干扰移除单元703中输出或者根据服务小区干扰移除单元703的输出来导出。
图8示出了信道化码分析器800的示例性实现。类似于信道化码分析器400，信道化码分析器800可被配置为从多个候选信道化码中识别活动信道化码。
信道化码分析器800包括信道化码识别单元830。信道化码识别单元 830可被配置为确定特定信道化码(SF，c)是活动的信道化码还是不活动的信道化码。为此，特定信道化码(SF，c)被输入到信道化码识别单元 830。另外，特定信道化码(SF，c)的第一派生信道化码(2SF，2c)的信号功率(2SF，2c)和特定信道化码(SF，c)的第二派生信道化码 (2SF，2c+1)的信号功率(2SF，2c+1)被馈送至信道化码识别单元 830。信道化码识别单元可被配置为输出指示该考虑中的特定信道化码 (SF，c)是活动的还是不活动的活动码识别信号804。
要注意的是，信道化码识别单元830是信道化码分析器430的信道化码识别单元430的示例性实现。就是说，输入到信道化码识别单元830的特定信道化码(SF，c)可以是由第一预定调制方案检测器420预先选择的信道化码。在另一方面，信道化码分析器800可对由多个去扩频信号 402提供的所有候选信道化码进行操作。在此情形中，除了预定第一调制方案检测器420被略去之外，信道化码分析器可类似于信道化码分析器 400。
信道化码识别单元830可被配置为在一标准上进行操作，该标准为：特定信道化码(SF，c)的两个中间子码(2SF，2c)和(2SF，2c+1)的功率的差值(例如，绝对值)相比于特定信道化码(SF，c)自身的功率应当足够小，即少于给定阈值。实际上，针对活动码，可以示出两个子码的功率的期望值等于码自身的功率的一半。因此，信道化码识别单元830 可应用以下等式：
其中Thresholddelta是适当选取的经验常数并且CV是取决于被选取用于区分活动信道化码和不活动信道化码的标准的标准变量。
根据第一标准，标准变量CV可被设置为CV＝wh2。量wh2是信道均衡器级联滤波器的脉冲响应的主抽头(main tap)的平方幅值。由于wh2与均衡器输出处的SINR成比例，该标准提供了对决定阈值Thresholddelta的 SINR依赖的“调制”。
还可能将CV设置为与SINR成比例，其中SINR的值可从除信道均衡器脉冲响应wh外的另一量来推导出来。
根据第二标准，标准变量CV可基于调查中的信道化码的扩频因子 SF。通过示例的方式，CV可被设置为与SF1/2成比例。具体地，标准变量CV可被设置为与(SF/Nc)1/2成比例，其中Nc是在其上估计第一和第二子码(2SF，2c)和(2SF，2c+1)的信号功率的码片的数目。
更具体地，该标准可由下式表示：
其中是Thresholddelta是适当选取的常数，其反映了期望的置信水平。例如，针对例如2.5-σ或98.85％的置信水平，Thresholddelta＝2.5。等式 (6)中的数目1280反映了M2平均窗口(这里，例如为一个半时隙)内的码片数目Nc。等式(6)可由子码的所估计的第二时刻之间的差值 (即，等式(6)中左侧比值的分子)的统计分布得出。能够看出，该随机量是(近似)以等于以下值的均值和方差分布的高斯分布：
其中是信号功率并且是噪声方差(例如，针对Nc＝2180)。
考虑到的标准偏差，检测标准可被推导为：
可对HS-PDSCH码(SF＝16，c＝1...15)应用标准的进一步细化。在此情形中，考虑 到活动的HS-PDSCH码是由基站针对一个子帧(6个连续的半时隙)以恒定功率发送的，量 可在一个子帧内被平均以降低决 定阈值并因此提高检测选择度。平均应当在每个子帧的开始处重新启动(HS-PDSCH子帧具 有与小区时序的固定关系并因此它们的边界对于UE是已知的)：
其中v是当前子帧内的半时隙指数并且c是码指数。由于一般对随机量在N次观察上的平均将它的标准偏差σ降低了的因子，因此检测标准中使用的阈值能够在每个半时隙处缩放以提高选择度并降低 SF＝16处的虚假警报的概率：
(例如，每个半时隙)向信道化码识别单元830提供的值可在为了考虑此参数的时间变化而进行的平均之前通过信道均衡器的增益被归一化。然而，许多情形中的仿真显示：即使对于像VA30和/或VA120之类的快速变化的信道来说，由这样的归一化对系统级性能几乎没有产生提升或者仅少量的提升。因此，为了降低计算复杂度，输入到信道化码识别单元830的值的归一化可被略去。
可选地结合针对SF＝16的信道化码的子帧平均对上述标准(CV与SF 的平方根成比例)的引入与先前等式(5)的经验公式相比产生了提高的码检测可靠性和数据吞吐量。更具体地，与经验标准的方式相比，在通过依赖于与SF的平方根成比例的阈值的标准进行的仿真中已经观察到约 0.6％的平均吞吐量提升(在特定测试场景中有高达2.4％的提升)，而改进的标准的计算复杂度与经验标准的计算复杂度是相当的。
图9通过示例的方式示出了图8的信道化码分析器800的信道化码识别单元830的示意性实现。信道化码识别单元830可包括减法器910和比较器920。减法器910可被配置为计算等式(5)或(6)中左侧比值的分子。比较器920可被配置为依据所应用的标准将减法结果与阈值进行比较并输出活动码识别信号804。
仿真已经被执行以在仿真的HSDPA测试情形中验证活动码识别性能。测试情形被定义为表示具有单个主干扰器的典型小区边缘场景。测试套件被包括于标准衰落简档(profile)PA3、PB3、VA30、和VA120。针对它们中的每一者，定义了81次测试，其中服务小区Ior/Ioc从+3dB变化下降至-3dB，DIP(主干扰器比例)值从-0.5dB变化至-4.5dB，并且不同数目和调制的HS-PDSCH码由服务小区和干扰小区发送。两个编码和功率分配场景(被标示为“基本”和“完全编码”场景)被定义以验证码检测算法的鲁棒性。除CPICH和P-CCPCH外，“基本”场景仅包括HSDPA 数据和控制信道。“完全编码”场景另外包括Rel99(2000年3月的3GPP 版本1999(于2011年6月关闭))信道，并因此被看作更实际的。
图10和下面的表2示出了与“完全编码”场景相对应的仿真示例：具有SF＝16，c＝2...11、SF＝32，c＝3、和SF＝64，c＝4，5的码对应于活动码，剩余的码是不活动的码。使用静态码分配，即假设码树在整个测试(例如，10000个子帧)期间是不变的。表2报告了利用第一标准(标准1：根据等式(5))和第二标准(标准2：根据等式(6))获得的检测统计。测试条件是：PA3衰落简档、Ior/Ioc＝0dB、DIP1＝-1.5dB。能够看出，检测标准2减少了对信道化码(16，1)的错误检测的数目并相应减少了对码(32，3)、(64，4)和(64，5)的丢失检测。对码(16， 2，...，11)的检测针对检测标准1和检测标准2基本相同。在此具体测试情形中，检测标准2的数据吞吐量相比于检测标准1的数据吞吐量提升了约 1％。
表2
SF，c 标准1 标准2
16，0 0.0％ 0.0
16，1 99.3％ 27.0％
16，2 97.6％ 97.1％
16，3 97.6％ 97.0％
16，4 97.5％ 97.1％
...
16，11 97.9％ 97.6％
16，12 4.5％ 4.6％
...
16，15 3.8％ 3.9％
...
32，2 0.1％ 1.7％
32，1 0.2％ 69.6％
...
64，4 0.1％ 70.2％
64，5 0.1％ 70.1％
根据另一方面，信道活动性的时间关联可被利用以提升活动信道的码片级别的重构和/或检测可靠性。更具体地，增强的M2/M4估计和活动码识别方案可利用以下事实：信道化码通常是由基站在跨越多个连续的半时隙的时间窗口内发送的。例如，HS-PDSCH信道是以恒定功率至少针对六个连续的半时隙(具有已知的时隙边界)发送的。另一方面，一些其他信道 (例如，一些Rel99信道)至少针对30个半时隙保持活动，尽管具有变化的传输功率和未知的时隙边界。这些特定的时间行为可被利用以识别活动信道。
参考图11，示例性的第二时刻和第四时刻处理单元1100可包括第二时刻和第四时刻估计器1110和平均单元1120。
第二时刻和第四时刻估计器1110可接收HS-PDSCH信号1112，该 HS-PDSCH信号1112可通过利用HS-PDSCH信道化码对接收的信号进行去扩频来获得。第二时刻和第四时刻估计器1110可被配置为在连续时间区间的定期时间尺度上估计输入去扩频的HS-PDSCH信号1112的M2和 M4。就是说，每个时间区间可获得对M2的一次测量和对M4的一次测量，从而生成第二时刻和第四时刻的序列1114。
通过示例的方式，这里考虑的时间区间可以是半个时隙，例如1280 个码片。
估计的第二时刻和估计的第四时刻的序列1114被输入到平均单元1120中。平均单元1120可被配置为平均估计的第二时刻的序列中的 N个第二时刻以用于生成一个平均第二时刻并且可被配置为平均估计的第四时刻的序列中的N个第四时刻以用于生成一个平均第四时刻。N是大于 1的整数。换而言之，平均单元1120可以使用N个时间区间的平均窗口。通过示例的方式，鉴于时间区间对应于半个时隙，N可以是6。在此情形中，平均窗口覆盖一个完整的HS-PDSCH子帧。
由于在每个子帧处，基站可激活/去激活信道化码和/或可改变它们的功率水平，平均应当在每个子帧的开始处重新启动。这可被写为：
其中v是当前子帧内的半时隙指数并且c是信道化码指数。
类似的等式应用于对估计的第四时刻的平均。
和平均的“平滑”效应随着子帧内增加的半时隙指数v而线性地增加。例如，在每个子帧的最后一个半时隙上，和的随机变化率预期分别提升≈10·log10(6)＝7.8dB。
平均单元1120输出平均第二时刻和平均第四时刻这些平均值1116可被传递至上文所述的任何设备中的其他处理块。通过示例的方式，平均值1116(平均第二时刻和平均第四时刻)可被用于干扰消除、用于信道化码搜索和/或信道化码识别、用于调制检测、或者用于码功率估计等等。
平均(例如，子帧平均)不仅帮助了对活动的信道化码的检测，还可提升它们的调制检测和它们的功率估计。通过示例的方式，仿真发现：M2/M4子帧平均在Ec/Ioc＝0dB处将活动信道化码的调制检测的可靠性提升了约10％。
根据另一方面，信道(例如，HS-PDSCH信道)在特定时段(例如，子帧)的持续性可被利用以进一步增强它们(活动码)的检测的可靠性。下面所述的方法在M2/M4测量期间信道化码的SNR(信噪比)较差时，可以是特别有帮助的。
参考图12，用于检测活动信道化码的信道化码分析器1200可包括初级信道化码识别单元1210和决定关联单元1220。初级信道化码识别单元1210可被配置为针对一系列时间区间中的每个时间区间，决定特定信道化码是活动的信道化码还是不活动的信道化码，从而生成与特定信道化码有关的初级决定1214的序列。要注意的是，初级信道化码识别单元1210可被配置为与前述信道化码识别单元类似，例如与信道化码分析器400和/或信道化码识别单元430和/或信道化码识别单元830类似。因此，到初级信道化码识别单元1210的输入1212可以是去信道化的(例如，去扩频的)信号。
初级决定1214的序列可被输入至决定关联单元1220。决定关联单元1220可被配置为通过评估初级决定1214的序列来确定特定信道化码是活动的信道化码还是不活动的信道化码。
通过示例的方式，决定关联单元1220中对初级决定1214的序列的评估可依据应用于初级决定1214的序列的大数判决(majority voting)。通过对初级信道化码识别单元1210的决定结果使用大数判决，可能更正初级决定1214的序列的剩余部分中的偶发错误或丢失检测。
例如，初级决定1214的序列可覆盖子帧并且在其上生成初级决定 1214的信道化码可具有SF＝16的扩频因子。例如，实现大数判决逻辑的伪码可被实现如下：
UsedCode[v]＝DetectCode(M2，M4，v)；
if(UsedCode[v]＝＝ACTIVE)
{
NumDetected[v]++；
}
if(HalfSlotIdx＞＝3)
{
if(NumDetected[v]＞＝3)
{
UsedCode[v]＝ACTIVE；
}
if(NumDetected[v]＜＝HalfSlotIdx-3)
{
UsedCode[v]＝NOT_ACTIVE；
}
}
其中v＝1..15是SF＝16的码指数，DetectCode(M2，M4，v)表示一般的基于M2/M4的码检测路线，UsedCode[v]是检测结果，NumDetected[v]是当前HS-PDSCH子帧内码v的成功检测的数目，并且HalfSlotIdx是对齐至子帧边界的半时隙计数器(模6)。
根据此逻辑，在子帧的第一部分中(这里例如，在每个子帧的前3个半时隙中)，基于可应用的检测标准(例如，信道化码的第二时刻M2，子信道化码的M2差值)独立地做出决定。在子帧的第二部分中(这里例如，在半时隙#3、#4、和#5中)，只要在当前的子帧内针对第一部分(这里，例如(6个半时隙中的)3个半时隙)检测到HS-PDSCH码，则同一子帧内的任何其他检测结果被否决并且信道化码被强制为ACTIVE(活动)。可替换地，如果码未在子帧内针对第一部分(例如(6个半时隙中的)3个半时隙)检测到，则任何其他检测结果被否决并且信道化码被强制为NOT_ACTIVE(不活动)。大数判决的结果被提供于决定关联单元 1220的输出1216处并且可表示信道化码分析器1200的输出。
应用于初级信道化码识别决定的序列的大数判决的方法也可被扩展至除SF＝16外的其他信道化码。具体地，如前面提到的那样，Rel99信道化码预期持续一个完整的无线电帧(30个连续的半时隙)或更多。然而，由于接收机不知道Rel99信道的帧边界，如针对HS-PDSCH码(具有SF＝16 和已知的帧和时隙边界)那样应用相同的方案是不可能的。不过，通过在这样的帧(例如，Rel99帧)的开始和结束处接受一定数目的错误或丢失检测，滑动窗口方法可被适应于“低通滤波器”信道化码识别决定并丢弃偶发的错误决定。
例如，N个过去的决定(调查中的信道化码是活动的肯定含义或者调查中的信道化码是不活动的否定含义)的历史可被维持。然后，应用大数判决并且如果当前决定不同于过去的N-1个决定期间最频繁发生的一个决定时否决当前决定是可能的(第N个决定是当前决定，每个决定可例如在一个半时隙期间做出)。
增加滑动窗口的长度N等于缩窄低通滤波器的带宽，这在静态码分配的情形中提升了检测可靠性。在另一方面，更大的N增加了帧边界处的滤波器响应的延迟，如果信道化码由基站开启或关闭。此外，更长的滑动窗口N意味着更大的数据存储器占用以及增加的CPU(中央处理单元，例如运行该算法的DSP或微控制器)的处理负载。
图13示出了决定关联单元1220中的这样的算法的示例性实现。示例性决定关联单元1220可包括FIFO(先进先出)存储器1310和大数判决单元1320。FIFO可被分配以保有针对特定信道化码(或者，如果多个信道化码在调查中，则针对所有这些信道化码(例如，如前面定义的那样(每个码一个比特)，OVSF树的所有信道化码或所有候选信道化码))的当前决定和N-1个过去的决定。FIFO可例如具有N×32×16个比特字的容量。在每个半时隙处，指向FIFO顶部的指针被维持并且增加模N以生成模N的半时隙指数x。最早的决定被丢弃并被替换为当前的半时隙中的检测标准的结果：
DetectionHistory[x-N]＝Detection[x]；
x＝(x+1)mod N； (12)
在FIFO 1310中被持续更新和维持的检测历史可基于逐码地被大数判决单元1320经由数据连接1314来访问。大数判决单元1320可针对每个信道化码在FIFO 1310中存储的N个检测决定间应用大数判决。
例如取N＝5，大数判决单元1320可被配置为通过以下逻辑运算来计算大数判决：
DetectionActual[x]
＝DetectionHistory[x-0]·DetectionHistory[x-1]
·DetectionHistory[x-2]+DetectionHistory[x-0]
·DetectionHistory[x-1]·DetectionHistory[x-3]
+DetectionHistory[x-0]·DetectionHistory[x-1]
·DetectionHistory[x-4]+DetectionHistory[x-0]
·DetectionHistory[x-2]·DetectionHistory[x-3]
+DetectionHistory[x-0]·DetectionHistory[x-2]
DetectionHistory[x-4]+DetectionHistory[x-0]
·DetectionHistory[x-3]·DetectionHistory[x-4]
+DetectionHistory[x-1]·DetectionHistory[x-2]
·DetectionHistory[x-3]+DetectionHistory[x-1]
·DetectionHistory[x-2]·DetectionHistory[x-4]
+DetectionHistory[x-1]·DetectionHistory[x-3]
·DetectionHistory[x-4]+DetectionHistory[x-2]
·DetectionHistory[x-3]·DetectionHistory[x-4]
(13)
其中x是当前的半时隙指数(模N)，“·”表示逻辑与(AND)，并且“+”表示逻辑或(OR)。
针对调查中的每个信道化码，表示为DetectionActual[x]的大数判决的结果可由大数判决单元1320输出为活动码/不活动码决定1216。
总结上述方法，即，M2/M4平均和/或码识别决定历史评估二者均可提升对活动信道化码的识别并因此提升UE的总体性能，其可使用该改进的活动码/不活动码信息来用于各种不同的目的，例如干扰消除。
图14示出了调制方案检测器1400的框图。调制方案检测器1400可包括被配置为估计去信道化信号1402的第二时刻和第四时刻的第二时刻和第四时刻估计器1420以及评估单元1430。
去信道化信号1402的第二时刻和第四时刻可由从第二时刻和第四时刻估计器1420输出的信号1403提供。评估单元1430可接收第二时刻和第四时刻估计器1420的信号1403并可被配置为决定当被信道化和由发射机 (例如，基站)发送时用于调制去信道化信号1402的调制方案。评估单元1430输出指示评估单元1230决定了哪个调制方案的调制指示符信号 1404。如果评估单元1430仅需在两个调制方案(例如，QPSK和16- QAM)之间做出决定，则调制指示符信号1404可以是二进制的。如果当被信道化和由发射机(例如，基站)发送时，使用不止两个调制方案(例如，三个调制方案，如QPSK、16-QAM、和64-QAM)来调制去信道化信号1402，则调制指示符信号1404可采用不止两个值。
调制方案检测器1400可以可选地包括去扩频单元1410，其被配置为通过信道化码对接收的信号1401进行去扩频以生成去信道化(即，去扩频)信号1402。然而，由于可使用不同于扩频的其他信道化技术，去信道化信号1402还可由不同于去扩频单元1410的装置生成。
去扩频单元1410可对应于去扩频单元410。第二时刻和第四时刻估计器1420可对应于第二时刻和第四时刻估计器424。因此，结合单元410、 424描述的所有特征可分别等同地应用于单元1410和1420。具体地，第二时刻和第四时刻估计器1420可在软件中或在硬件中实现并且可在每个时间区间(例如，每个半时隙)估计去扩频信号1402的第二时刻和第四时刻。
另外，第二时刻和第四时刻估计器1420可被配置为对应于上文所述的第二时刻和第四时刻处理单元1110。就是说，第二时刻和第四时刻估计器1420可包括跟随着平均单元1120的第二时刻和第四时刻估计器1110，该平均单元1120被配置为对由第二时刻和第四时刻估计器1110估计的N 个第二时刻和N个第四时刻进行平均。在此情形中，输出信号1403可对应于如第二时刻和第四时刻处理单元1100中的平均单元1120生成的平均第二时刻和平均第四时刻
图15示出了评估单元1430的示例性实现的框图。评估单元1430可包括第一信号功率估计器426、第二信号功率估计器428、比较器427、以及可选地，距离度量单元429。所有这些单元已经在前文进行了描述，并且为了避免重复可参考前文的描述。
通过示例的方式，在没有失去普遍性的情况下，信号1402可以是由 HS-PDSCH信道传输的信号。这样的信号例如可由QPSK、16-QAM或64- QAM调制方案调制。在下文中，这三个调制方案分别被标示为XMS＝ 0、1、2。该标示对应于3GPP中使用的标示。调制方案检测器1400可被配置为检测用于调制信号1402的调制方案(XMS)。
为此，均衡器输出处的噪声功率的估计由第一信号功率估计器426接收。如前所述，噪声功率估计可通过各种方式获得。例如，可使用最大似然估计从去扩频的CPICH符号中推导出噪声功率估计或者(根据等式(1))通过被应用于CPICH信道化码(SF＝256，c＝0) 的M2/M4估计器推导出噪声功率估计
另外，低通滤波和其他后处理方法(例如，平均)可被用于增强噪声功率估计的准确性。
评估1430中实现的调制检测算法可被配置为从三个可能的假设： QPSK(XMS＝0)、16-QAM(XMS＝1)、和64-QAM(XMS＝2)间选择最可能的假设。选择标准可基于利用以下两个等式获得的估计信号功率的比较：
等式(14)类似于等式(2)，除了缩放因子k被引入到产生Sest的公式中。能够看出，缩放因子k与信号1402的无噪声去扩频符号x的峰度ka有以下关系：
另外，能够看出缩放因子k是用于调制符号x的调制方案的函数：
基于以上等式，最有可能的假设可被选取为最小化由第一信号功率估计器426输出的Sact和由第二信号功率估计器428输出的Sest之间(或者，等同地，和之间)的距离的一个假设：
将选择标准公式化的一种可能性被给定如下：
其中决定阈值klow和khigh例如可被选取为：
要注意的是，klow和khigh的上述值是示例性的并且各自能够在等于或小于±0.05、±0.1、±0.15、±0.2的容差内变化。
在一些情形中，仅区分两个调制方案是足够的。通过示例的方式，如果接收机不支持针对64-QAM的软符号生成，或者针对其他原因，仅区分例如QPSK和16-QAM调制方案是足够的。在此情形中，调制检测算法可根据下式进行简化：
另外，可能比较器427可被配置为在不止两个决定阈值上操作从而在不止三个调制方案之间进行区分。
图16示出了具有三个活动的HS-PDSCH码(即，(16，1，QPSK)、 (16，2，16-QAM)和(16，3，64-QAM))的码树的仿真示例。在此仿真中，每个码具有1/3的功率并且Ior/Ioc被设置为20dB。
图16清楚地示出，活动的码(16，1，QPSK)、(16，2，16-QAM)和 (16，3，64-QAM))的星座被良好地再现，而不活动的HS-PDSCH码 (16，4，不活动)具有不对应于任何可能调制方案的星座图。
在调制检测中扮演角色的量被报告于下表中。
表3
清楚地看出，算法将正确地识别出三个活动码的调制。然而，要注意的是：仿真与实际系统相比针对M2和M4估计假设了更长的平均窗口。实际中，如果使用例如一个半时隙的例如更小的平均窗口，并且如果例如可设想更低的Ior/Ioc(例如，典型用例中的3dB或更少)，则会发生不正确的调制方案检测。在这些以及其他情形中，调制方案检测可经历附加处理 (例如，经历如上所述的大数判决处理)从而向调制方案检测处理提供更高的可靠性。
图17示出了针对以dB为单位的各种Ec/Ioc的调制检测算法的可靠性。Ec/Ioc是逐码的SNR。定点算法被使用。示出了具有M2/M4子帧平均 (下标“avg”)和不具有M2/M4子帧平均(没有下标)的调制检测可靠性。
如图17中清楚可见，在增加的Ec/Ioc处，调制检测误差概率XMS (由X标示，如果基于平均量，则由Xavg标示)降低。在非常低的SNR 处，估计器偏向于QPSK决定(XMS＝0)，因为在这些条件中，Sact和Sest基本变为零。要注意的是，虽然在5dB的Ec/Ioc处对QPSK相对于更高阶调制(XMS＝1或2)的检测已经相当可靠，但即使在高水平的Ec/Ioc 处，将16-QAM(XMS＝1)与64-QAM(XMS＝2)区分开来是困难的。这是由于在其上进行M2和M4估计的符号的相对较低的数目，即在此仿真中，为一个半时隙。子帧平均的益处也在该图中可见。例如，在Ec/Ioc＝0 dB处，XMS＝0/1检测(即，QPSK调制相对于非QPSK调制的检测)的可靠性提升了约10％。
示例
以下示例涉及其他实施例。
示例1是用于确定活动的信道化码的信道化码分析器，包括：去扩频单元，该去扩频单元被配置为通过多个候选信道化码对接收的信号进行去扩频以生成多个去扩频信号；检测器，该检测器被配置为从多个去扩频信号中检测具有预定调制方案的那些去扩频信号；以及信道化码识别单元，该信道化码识别单元被配置为基于检测到的去扩频信号的集合从候选信道化码中识别出至少一个活动的信道化码。
在示例2中，示例1的主题能够可选地包括，其中检测器包括噪声功率测量单元，该噪声功率测量单元被配置为测量接收的信号的总噪声功率。
在示例3中，示例1-2中任一项的主题能够可选地包括，其中检测器包括第二时刻和第四时刻估计器，该第二时刻和第四时刻估计器被配置为输出针对每个去扩频信号的第二时刻和第四时刻。
在示例4中，示例3的主题能够可选地包括，其中检测器还包括第一信号功率估计器，该第一信号功率估计器被配置为基于第二时刻和总噪声功率计算第一信号功率。
在示例5中，示例3-4中任一项的主题能够可选地包括，其中检测器还包括第二信号功率估计器，该第二信号功率估计器被配置为基于第二时刻和第四时刻计算第二信号功率。
在示例6中，示例4和5的主题能够可选地包括，其中检测器还包括比较器，该比较器被配置为基于第一信号功率、第二信号功率、和决定阈值来确定预定调制方案是否被检测到。
在示例7中，示例6的主题能够可选地包括，其中检测器还包括软决定输出级，该软决定输出级被配置为基于第一信号功率和第二信号功率输出预定调制方案是否被检测到的决定的可靠性。
在示例8中，示例1-7中任一项的主题能够可选地包括，其中信道化码识别单元被配置为：通过将检测到的去扩频信号的特定信道化码的第一派生信道化码的信号功率与特定信道化码的第二派生信道化码的信号功率进行比较，将特定信道化码识别为活动的信道化码。
示例9是无线电接收机装置，包括：如示例1的信道化码分析器；服务小区检测器，该服务小区检测器被配置为基于服务小区检测器输入信号生成检测到的服务小区信号；干扰小区检测器，该干扰小区检测器被配置为基于干扰小区检测器输入信号以及基于由信道化码分析器确定的活动的信道化码，生成检测到的干扰小区信号；干扰小区合成器，该干扰小区合成器被配置为基于检测到的干扰小区信号生成合成的干扰小区信号；以及服务小区干扰消除单元，该服务小区干扰消除单元被配置为从服务小区信号中移除合成的干扰小区信号以生成服务小区检测器输入信号。
在示例10中，示例9的主题能够可选地包括，其中干扰小区检测器还包括干扰小区去扩频器，该干扰小区去扩频器被配置为通过由信道化码分析器确定的活动的信道化码对干扰小区检测器输入信号进行去扩频。
示例11是用于确定活动的信道化码的信道化码分析器，包括：信道化码识别单元，该信道化码识别单元被配置为通过评估特定信道化码的第一派生信道化码的信号功率与特定信道化码的第二派生信道化码的信号功率来确定特定信道化码是活动的信道化码还是不活动的信道化码。
在示例12中，示例11的主题能够可选地包括，其中信道化码识别单元包括：减法器，该减法器被配置为从第二派生信道化码的信号功率中减去第一派生信道化码的信号功率；以及比较器，该比较器被配置为将基于减法的结果的量与比较阈值进行比较。
在示例13中，示例12的主题能够可选地包括，其中比较阈值基于接收的信号的信干噪比。
在示例14中，示例12-13中任一项的主题能够可选地包括，其中比较阈值基于特定信道化码的扩频因子。
在示例15中，示例14的主题能够可选地包括，其中比较阈值是扩频因子与码片的数目的比值的平方根乘以常数，其中第一派生信道化码和第二派生信道化码的信号功率是在该数目的码片上进行估计的。
示例16是第二时刻和第四时刻处理单元，包括：第二时刻和第四时刻估计器，该第二时刻和第四时刻估计器被配置为：针对一系列时间区间中的连续时间区间，估计用特定信道化码去扩频的信号的第二时刻和第四时刻，从而生成估计第二时刻的序列和估计第四时刻的序列；以及平均单元，该平均单元被配置为平均估计第二时刻的序列中的多个估计第二时刻以用于生成一个平均第二时刻以及平均估计第四时刻的序列中的多个估计第四时刻以用于生成一个平均第四时刻。
在示例17中，示例16的主题能够可选地包括，其中时间区间对应于半时隙。
在示例18中，示例16-17中任一项的主题能够可选地包括，其中信号是HS-PDSCH信号。
在示例19中，示例17-18中任一项的主题能够可选地包括，其中估计第二时刻的序列中的多个估计第二时刻和估计第四时刻的序列中的多个估计第四时刻分别为6。
在示例20中，示例17的主题能够可选地包括，其中估计第二时刻的序列中的多个估计第二时刻和估计第四时刻的序列中的多个估计第四时刻分别大于或等于30。
示例21是无线电接收机装置，包括如示例16的第二时刻和第四时刻处理单元；以及用于确定活动的信道化码的信道化码分析器，其中信道化码分析器被配置为在平均第二时刻和平均第四时刻上操作。
示例22是无线电接收机装置，包括如示例16的第二时刻和第四时刻处理单元；以及用于确定接收的信号的调制方案的调制方案检测器，其中调制方案检测器被配置为在平均第二时刻和平均第四时刻上操作。
示例23是用于确定活动的信道化码的信道化码分析器，包括：初级信道化码识别单元，该初级信道化码识别单元被配置为针对一系列时间区间中的每个时间区间决定特定信道化码是活动的信道化码还是不活动的信道化码，从而生成与特定信道化码有关的初级决定的序列；以及决定关联单元，该决定关联单元被配置为通过评估初级决定的序列来确定特定信道化码是活动的信道化码还是不活动的信道化码。
在示例24中，示例23的主题能够可选地包括，其中决定关联单元被配置为：通过对初级决定的序列应用大数判决，确定特定信道化码是活动的信道化码还是不活动的信道化码。
在示例25中，示例23-24中任一项的主题能够可选地包括，其中决定关联单元包括存储器，该存储器被配置为保有针对特定信道化码(或者，如果多个信道化码在调查中，则针对所有这些信道化码)的当前决定和N- 1个过去的决定，其中N为大于或等于2的整数。
在示例26中，示例25的主题能够可选地包括，其中N取决于特定信道化码。
在示例27中，示例25-26中任一项的主题能够可选地包括，其中特定信道化码是HS-PDSCH信道化码，时间区间是一个半时隙并且N被固定为至多6的整数。
在示例28中，示例25-26中任一项的主题能够可选地包括，其中特定信道化码不同于HS-PDSCH信道化码，时间区间是一个半时隙，并且N 被固定为至多30的整数。
示例29是调制方案检测器，包括：第二时刻和第四时刻估计器，该第二时刻和第四时刻估计器被配置为估计去信道化信号的第二时刻和第四时刻；以及评估单元，该评估单元被配置为基于第二时刻以及基于第四时刻来决定用于调制去信道化信号的调制方案。
在示例30中，示例29的主题能够可选地包括，其中评估单元包括：第一信号功率估计器，该第一信号功率估计器被配置为基于第二时刻计算第一信号功率；第二信号功率估计器，该第二信号功率估计器被配置为基于第二时刻以及基于第四时刻计算第二信号功率；以及比较器，该比较器被配置为通过基于第一信号功率、第二信号功率和至少一个决定阈值的比较来决定调制方案。
在示例31中，示例30的主题能够可选地包括，其中至少一个决定阈值是可变地编程的。
在示例32中，示例29-31中任一项的主题能够可选地包括去扩频单元，该去扩频单元被配置为通过信道化码去扩频接收的信号以生成去信道化信号。
在示例33中，示例29-32中任一项的主题能够可选地包括平均单元，该平均单元具有连接到第二时刻和第四时刻估计器的输出的输入并具有连接到评估单元的输入的输出，平均单元被配置为平均多个第二时刻和多个第四时刻。
示例34是分析信道化码以用于确定活动的信道化码的方法，包括：通过多个候选信道化码对接收的信号进行去扩频以生成多个去扩频信号；从多个去扩频信号中检测具有预定调制方案的去扩频信号的集合；以及基于检测到的去扩频信号从候选信道化码中识别出活动的信道化码。
在示例35中，示例34的主题能够可选地包括，其中该方法还包括：估计针对每个去扩频信号的第二时刻和第四时刻。
在示例36中，示例35的主题能够可选地包括，其中该方法还包括测量接收的信号的总噪声功率；以及基于第二时刻和总噪声功率计算第一信号功率。
在示例37中，示例35或36的主题能够可选地包括，其中该方法还包括：基于第二时刻和第四时刻计算第二信号功率。
在示例38中，示例37的主题能够可选地包括，其中该方法还包括：基于对第一信号功率、第二信号功率、和决定阈值的比较来确定预定调制方案是否被检测到的决定。
在示例39中，示例38的主题能够可选地包括，其中该方法还包括：基于第一信号功率和第二信号功率输出预定调制方案是否被检测到的决定的可靠性。
在示例40中，示例39的主题能够可选地包括，其中该方法还包括：通过将检测到的去扩频信号的特定信道化码的第一派生信道化码的信号功率与特定信道化码的第二派生信道化码的信号功率进行比较，将特定信道化码识别为活动的信道化码。
示例41是确定活动的信道化码的方法，包括：通过评估特定信道化码的第一派生信道化码的信号功率与特定信道化码的第二派生信道化码的信号功率来确定特定信道化码是活动的信道化码还是不活动的信道化码。
示例42是处理第二时刻和第四时刻的方法，包括：针对一系列时间区间中的连续时间区间，估计用特定信道化码去扩频的信号的第二时刻和第四时刻，从而生成估计第二时刻的序列和估计第四时刻的序列；以及平均估计第二时刻的序列中的多个估计第二时刻以用于生成一个平均第二时刻以及平均估计第四时刻的序列中的多个估计第四时刻以用于生成一个平均第四时刻。
在示例43中，示例42的主题能够可选地包括，其中该方法还包括：通过评估平均第二时刻和平均第四时刻来确定活动的信道化码。
在示例44中，示例42的主题能够可选地包括，其中该方法还包括：确定接收的信号的调制方案，其中该调制方案检测基于对平均第二时刻和平均第四时刻的评估。
示例45是确定活动的信道化码的方法，包括：针对一系列时间区间中的每个时间区间，初级地决定特定信道化码是活动的信道化码还是不活动的信道化码，从而生成与特定信道化码有关的初级决定的序列；以及通过评估初级决定的序列来确定特定信道化码是活动的信道化码还是不活动的信道化码。
在示例46中，示例45的主题能够可选地包括，其中该方法还包括：对初级决定的序列应用大数判决以用于确定特定信道化码是活动的信道化码还是不活动的信道化码。
示例47是确定调制方案的方法，包括：估计去信道化信号的第二时刻和第四时刻；以及基于估计第二时刻以及基于估计第四时刻来决定用于调制去信道化信号的调制方案。
在示例48中，示例47的主题能够可选地包括，其中该方法还包括：基于第二时刻计算第一信号功率；基于第二时刻以及基于第四时刻计算第二信号功率；以及通过基于第一信号功率、第二信号功率和至少一个决定阈值的比较来决定调制方案。
尽管这里已经描述和说明了具体的实施例和示例，但是本领域技术人员应当理解在不脱离本发明的范围的情况下可针对所示出和描述的具体实施例替换各种替换和/或等同的实现方式。该申请意图覆盖这里所述的实施例和示例的任何改编或变体。因此，本发明仅由权利要求及其等同来限制。

Claims (9)

1.一种用于确定活动的信道化码的信道化码分析器，包括：
去扩频单元，该去扩频单元被配置为通过多个候选信道化码对接收的信号进行去扩频以生成多个去扩频信号；
检测器，该检测器被配置为从所述多个去扩频信号中检测具有预定调制方案的去扩频信号的集合；以及
信道化码识别单元，该信道化码识别单元被配置为基于检测到的去扩频信号从所述候选信道化码中识别出至少一个活动的信道化码，
其中，所述检测器包括：
噪声功率测量单元，该噪声功率测量单元被配置为测量所述接收的信号的总噪声功率。
2.如权利要求1所述的信道化码分析器，其中所述检测器包括：
第二时刻和第四时刻估计器，该第二时刻和第四时刻估计器被配置为输出针对每个去扩频信号的第二时刻和第四时刻。
3.如权利要求2所述的信道化码分析器，其中所述检测器还包括：
第一信号功率估计器，该第一信号功率估计器被配置为基于所述第二时刻和所述总噪声功率计算第一信号功率。
4.如权利要求3所述的信道化码分析器，其中所述检测器还包括：
第二信号功率估计器，该第二信号功率估计器被配置为基于所述第二时刻和所述第四时刻计算第二信号功率。
5.如权利要求4所述的信道化码分析器，其中所述检测器还包括：
比较器，该比较器被配置为基于所述第一信号功率、所述第二信号功率、和决定阈值来确定所述预定调制方案是否被检测到。
6.如权利要求5所述的信道化码分析器，其中所述检测器还包括：
软决定输出级，该软决定输出级被配置为基于所述第一信号功率和所述第二信号功率输出所述预定调制方案是否被检测到的决定的可靠性。
7.如权利要求1所述的信道化码分析器，其中所述信道化码识别单元被配置为：通过将检测到的去扩频信号的特定信道化码的第一派生信道化码的信号功率与所述特定信道化码的第二派生信道化码的信号功率进行比较，将所述特定信道化码识别为活动的信道化码。
8.一种无线电接收机装置，包括：
如权利要求1所述的信道化码分析器；
服务小区检测器，该服务小区检测器被配置为基于服务小区检测器输入信号生成检测到的服务小区信号；
干扰小区检测器，该干扰小区检测器被配置为基于干扰小区检测器输入信号以及基于由所述信道化码分析器确定的活动的信道化码，生成检测到的干扰小区信号；
干扰小区合成器，该干扰小区合成器被配置为基于所述检测到的干扰小区信号生成合成的干扰小区信号；以及
服务小区干扰消除单元，该服务小区干扰消除单元被配置为从服务小区信号中移除所述合成的干扰小区信号以生成所述服务小区检测器输入信号。
9.如权利要求8所述的无线电接收机装置，其中所述干扰小区检测器还包括：
干扰小区去扩频器，该干扰小区去扩频器被配置为通过由所述信道化码分析器确定的所述活动的信道化码对所述干扰小区检测器输入信号进行去扩频。
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