CN105515354A - 用于控制压缩机的方法，装置和系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于控制压缩机的方法，装置和系统。其中，该方法包括：获取交流电源输入的输入电流，通过在输入电流的基波上注入谐波分量来减小输入至PFC变换器的输入功率脉动，其中，谐波分量至少包括：三次谐波分量和/或五次谐波分量；在将注入了谐波分量的输入电流输入至PFC变换器之后，PFC控制电路通过控制PFC变换器中可控开关管的通断来调节PFC变换器的输出功率，使得平衡PFC变换器的输入功率和输出功率。本发明解决了现有技术中无电解电容电机驱动电路的电压纹波高的技术问题。

Description

用于控制压缩机的方法，装置和系统

技术领域

本发明涉及压缩机控制领域，具体而言，涉及一种用于控制压缩机的方法，装置和系统。

背景技术

为了使用体积小、成本低的薄膜电容代替电解电容，现有技术中无电解电容电机驱动系统具有以下缺点：

1、虽然可以实现过压保护的目的，但是由于要对Q轴电流补偿值进行判断，计算繁杂，增加了处理器的运行时间，降低了系统的响应速度。

2、虽然可以将电子电路装在电动机内部实现了机电一体化，但是不利于后期电路元器件和电机零部件的检修，且由于压缩机内部的腐蚀性，不能在空调外机变频驱动系统上得以应用。

3、虽然可以通过控制d轴电流和q轴电流来控制逆变器的输出功率，进而控制网侧电流波形，从而达到功率因数的目的。但是，无法解决采用薄膜电容取代电解电容所带来的母线电压下降的问题，不能保证电机平稳运转。

针对现有技术中无电解电容电机驱动电路的电压纹波高的技术问题，目前尚未提出有效的解决方案。

发明内容

本发明实施例提供了一种用于控制压缩机的方法，装置和系统，以至少解决现有技术中无电解电容电机驱动电路的电压纹波高的技术问题。

根据本发明实施例的一个方面，提供了一种用于控制压缩机的方法，包括：获取交流电源输入的输入电流，通过在输入电流的基波上注入谐波分量来减小输入至PFC变换器的输入功率脉动，其中，谐波分量至少包括：三次谐波分量和/或五次谐波分量；在将注入了谐波分量的输入电流输入至PFC变换器之后，PFC控制电路通过控制PFC变换器中可控开关管的通断来调节PFC变换器的输出功率，使得平衡PFC变换器的输入功率和输出功率。

根据本发明实施例的另一方面，还提供了一种用于控制压缩机的装置，包括：获取模块，用于获取交流电源输入的输入电流，通过在输入电流的基波上注入谐波分量来减小输入至PFC变换器的输入功率脉动，其中，谐波分量至少包括：三次谐波分量和/或五次谐波分量；调节模块，用于在将注入了谐波分量的输入电流输入至PFC变换器之后，PFC控制电路通过控制PFC变换器中可控开关管的通断来调节PFC变换器的输出功率，使得平衡PFC变换器的输入功率和输出功率。

根据本发明实施例的另一方面，还提供了一种用于控制压缩机的系统，包括：谐波注入电路，与交流电源连接，用于获取交流电源输入的输入电流，通过在输入电流的基波上注入谐波分量来减小输入至PFC变换器的输入功率脉动，其中，谐波分量至少包括：三次谐波分量和/或五次谐波分量；PFC变换器，与谐波注入电路连接，用于获取注入了谐波分量的输入电流；PFC控制电路，与PFC变换器连接，用于通过控制PFC变换器中可控开关管的通断来调节PFC变换器的输出功率，使得平衡PFC变换器的输入功率和输出功率。

在本发明实施例中，谐波注入电路获取交流电源的输入电流，并在输入电流中增加谐波分量，将注入了谐波分量的输入电流输出至PFC变换器，PFC控制电路可以根据输入功率控制可控开关管的通断来调节PFC变换器的输出功率。因此，由于在输入电路中注入了三次谐波和五次谐波，使得PFC变换器的输入功率脉动减小，并且可以通过PFC控制电路调节PFC变换器的输出功率，从而所需储能电容也相应减小，可以使用体积小、价格低的薄膜电容取代短寿命的电解电容，实现无电解电容驱动，从而解决现有技术中无电解电容电机驱动电路的电压纹波高的技术问题，提高用于控制压缩机的系统的可靠性，和系统的整体寿命。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1是根据本发明实施例的一种用于控制压缩机的方法的流程图；

图2是根据本发明实施例的一种可选的用于控制压缩机的系统的示意图；

图3是根据本发明实施例的一种可选的PFC控制电路的示意图；

图4(a)是根据本发明实施例的一种可选的输入电压的示意图；

图4(b)是根据本发明实施例的一种可选的基波电流的示意图；

图4(c)是根据本发明实施例的一种可选的基波输入功率和输出功率的示意图；

图4(d)是根据本发明实施例的一种可选的三次谐波电流的示意图；

图4(e)是根据本发明实施例的一种可选的三次谐波瞬时输入功率的示意图；

图4(f)是根据本发明实施例的一种可选的五次谐波电流的示意图；

图4(g)是根据本发明实施例的一种可选的五次谐波瞬时输入功率的示意图；

图5是根据本发明实施例的一种可选的逆变器控制电路的示意图；

图6是根据本发明实施例的一种用于控制压缩机的装置的示意图；以及

图7是根据本发明实施例的一种用于控制压缩机的系统的示意图。

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分的实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。

需要说明的是，本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本发明的实施例能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。

实施例1

根据本发明实施例，提供了一种用于控制压缩机的方法实施例，需要说明的是，在附图的流程图示出的步骤可以在诸如一组计算机可执行指令的计算机系统中执行，并且，虽然在流程图中示出了逻辑顺序，但是在某些情况下，可以以不同于此处的顺序执行所示出或描述的步骤。

图1是根据本发明实施例的一种用于控制压缩机的方法的流程图，如图1所示，该方法包括如下步骤：

步骤S12，获取交流电源输入的输入电流，通过在输入电流的基波上注入谐波分量来减小输入至PFC变换器的输入功率脉动，其中，谐波分量至少包括：三次谐波分量和/或五次谐波分量。

步骤S14，在将注入了谐波分量的输入电流输入至PFC变换器之后，PFC控制电路通过控制PFC变换器中可控开关管的通断来调节PFC变换器的输出功率，使得平衡PFC变换器的输入功率和输出功率。

具体地，上述PFC变换器可以是为Boost型APFC(有源功率因数校正)的变换器。

图2是根据本发明实施例的一种可选的用于控制压缩机的系统的示意图，如图2所示，在一种可选的方案中，用于控制压缩机的系统可以包括交流输入，谐波注入电路，整流电路，PFC变换器，PFC控制电路，逆变电路，逆变器控制电路和压缩机。可以采用DSP(数字信号处理器)芯片来实现PFC控制算法电路和逆变器控制电路。交流输入为整个系统提供动力源，在只有单相电源输入的电路中，通常指的是市电，即电压有效值为220V，频率为50Hz。谐波注入电路接在交流输入之后，采用一定的控制方法，在输入电流中注入三次谐波分量和五次谐波分量，将注入了谐波分量的输入电流输出至PFC变换器。注入了谐波分量的输入电流输入至PFC变换器之后，PFC变换器可以对输入电压进行滤波、升压，提高系统的功率因数。PFC控制电路可以通过控制谐波注入量来驱动PFC变换器中可控开关管IGBT的通断，调节PFC变换器的输出功率，从而平衡PFC变换器的瞬时输入功率和输出功率。

本申请上述实施例提供了一种方案，谐波注入电路获取交流电源的输入电流，并在输入电流中增加谐波分量，将注入了谐波分量的输入电流输出至PFC变换器，PFC控制电路可以根据输入功率控制可控开关管的通断来调节PFC变换器的输出功率。因此，由于在输入电路中注入了三次谐波和五次谐波，使得PFC变换器的输入功率脉动减小，并且可以通过PFC控制电路调节PFC变换器的输出功率，从而所需储能电容也相应减小，可以使用体积小、价格低的薄膜电容取代短寿命的电解电容，实现无电解电容驱动，从而解决现有技术中无电解电容电机驱动电路的电压纹波高的技术问题，提高用于控制压缩机的系统的可靠性，和系统的整体寿命。

可选地，在本申请上述实施例中，三次谐波分量为与基波的初始相位相同的谐波，五次谐波分量为与基波的初始相位的相位差为π的谐波。

在一种可选的方案中，谐波注入电路可以采用一定的控制方法，在输入电流中注入与基波的初始相位相同的三次谐波和与基波的初始相位差为π的五次谐波。例如，输入电流的基波为I₁·sin(ωt)，则三次谐波为I₃·sin(3ωt)，五次谐波为I₅·sin(5ωt-π)。

可选地，在本申请上述实施例中，步骤S104，PFC控制电路通过控制PFC变换器中可控开关管的通断来调节PFC变换器的输出功率，包括：

步骤S142，PFC控制电路中的PFC控制算法电路根据检测到的PFC变换器的输入电压和输出电压，生成PFC变换器的占空比。

具体地，上述占空比可以为可控开关管IGBT的占空比。

步骤S144，PFC控制电路中的驱动芯片放大PFC变换器的占空比来控制PFC变换器中可控开关管的通断，其中，可控开关管的通断确定PFC变换器的输出功率。

在一种可选的方案中，PFC控制电路可以检测PFC变换器的输入电压和输出电压，根据输入和输入电压计算得到可控开关管IGBT的占空比，并根据该占空比调节可控开关管IGBT的通断。

通过上述方案，PFC控制电路可以通过控制PFC变换器的输入和输出电压，获得需要的占空比，通过调节可控开关管的通断实现平衡瞬时输入功率和输出功率。

可选地，在本申请上述实施例中，步骤S142，PFC控制电路中的PFC控制算法电路根据检测到的PFC变换器的输入电压和输出电压，生成PFC变换器的占空比，包括：

步骤S1422，PFC控制算法电路中的电压采样电路采集PFC变换器的输入电压。

步骤S1424，PFC控制算法电路中的电压反馈电路采集PFC变换器的输出电压，其中，电压采样电路连接于PFC变换器的输出端。

步骤S1426，PFC控制算法电路读取预先设定的母线参考电压。

步骤S1428，PFC控制算法电路根据输入电压，输出电压和母线参考电压，生成PFC变换器的占空比。

图3是根据本发明实施例的一种可选的PFC控制电路的示意图，如图3所示，在一种可选的方案中，PFC控制算法电路可以包括电压采样电路和电压反馈电路，PFC变换器可以包括可控开关管IGBT和电容C，电压采样电路可以采集输入PFC变换器的输入电压V_g，电压反馈电路可以采集PFC变换器的输出电压，即PFC变换器中电容C两端的电压V₀，可以根据需要预先设定母线参考电压V_ref，通过拟合算法计算得到可控开关管IGBT的占空比。

可选地，在本申请上述实施例中，步骤S1428，PFC控制算法电路根据输入电压，输出电压和母线参考电压，生成PFC变换器的占空比，包括：

步骤S14280，PFC控制算法电路中的电压调节器获取电压采样电路采集到的采样电压和电压反馈电路返回的反馈电压。

步骤S14282，电压调节器计算采样电压和反馈电压的差值，得到第一电压。

步骤S14284，PFC控制算法电路中的误差调节器计算母线参考电压和反馈电压的差值，得到第二电压。

步骤S14286，PFC控制算法电路中的模拟乘法器计算第一电压和第二电压的乘积，得到乘积电压。

步骤S14288，PFC控制算法电路中的比较器将乘积电压与比较器中生成的载波进行比较，获得拟合后的占空比。

如图3所示，在一种可选的方案中，PFC控制算法电路还可以包括电压调节器，乘法器和比较器，此处需要说明的是，PFC控制算法电路可以属于软件部分，不涉及具体的元器件，在DSP芯片中完成计算。电压调节器将采样到的电压与V_g反馈回来的电压V₀进行比较后输出给乘法器，乘法器的另一输入为设定的直流母线参考电压V_ref与反馈电压V₀的误差，模拟乘法器的输出电压与占空比成线性相关，比较器将模拟乘法器输出的输出电压与DSP芯片生成的载波进行比较，可以获得所需要的拟合占空比。

通过上述方案，可以通过PFC控制算法电路中的电压调节器、误差调节器、模拟乘法器和比较器计算得到PFC变换器的占空比，从而进一步实现对PFC变换器的调节。

可选地，在本申请上述实施例中，通过如下计算公式计算得到输入该输入电流的基波时得到的输入功率：

p_in1＝v_in·i_in1＝V_m·I₁·sin²(ωt)，

其中，v_in＝V_m·sin(ωt)是交流电源输入的输入电压，V_m是输入电压的幅值，是输入电压的角频率，T为输入电压的周期，i_in1＝I₁·sin(ωt)是输入电流的基波，I₁是基波的幅值。

在一种可选的方案中，如图4(a)至图4(c)所示，在T/8-3T/8中，电容C充电，输入功率大于输出功率，输入功率的脉动较大。

可选地，在本申请上述实施例中，在基波上注入的谐波分量为三次谐波分量的情况下，通过如下计算公式计算得到三次谐波分量输入至PFC变换器的瞬时输入功率：

p_in3＝v_in·i_in3＝V_m·sin(ωt)·I₃·sin(3ωt)，

其中，i_in3＝I₃·sin(3ωt)是三次谐波分量，I₃＝I₃ ^*·I₁是三次谐波分量的幅值，I₃ ^*是三次谐波分量的标幺值；

在基波上注入的谐波分量为五次谐波分量的情况下，通过如下计算公式计算得到五次谐波分量输入至PFC变换器的瞬时输入功率：

p_in5＝v_in·i_in5＝V_m·sin(ωt)·I₅·sin(5ωt-π)，

其中，i_in5＝I₅·sin(5ωt-π)是五次谐波分量，I₅＝I₅ ^*·I₁是五次谐波分量的幅值，I₅ ^*是五次谐波分量的标幺值；

通过如下计算公式组计算得到三次谐波分量的标幺值I₃ ^*和五次谐波分量的标幺值I₅ ^*：

$PF=\frac{1}{\sqrt{1+{I_3}^{*2}+{I_5}^{*2}}},$

PF≥0.95，

I₃ ^*2+I₅ ^*2≤0.108，

其中，PF为PFC变换器的功率因数。

具体地，根据实际需求功率因数PF≥0.95，从而可以令I₃ ^*＝0.328cosγ，I₅ ^*＝0.328sinγ，0≤γ≤π/2。

在一种可选的方案中，如图4(d)至图4(g)所示，在T/8-3T/8中，电容C充电，输入功率大于输出功率，输入功率的脉动较大，当向输入电流中注入与一定量的3次、5次谐波电流后，输入功率的脉动会减小，从而所需的储能电容也相应减小，因此，可以用小体积的薄膜电容取代短寿命的电解电容。当变换器的效率为100％，输出功率P₀等于平均输入功率P_in，即当瞬时输入功率大于输出功率时，电解电容C进行充电，充电能量△E₁为电容C的储能公式为其中，V_cmax为电解电容C两端电压最大值，V_cmin为电解电容C两端电压最小值。从而，得到电容的容值：其中，△V_c＝V_cmax＝V_cmin为电解电容上电压纹波的峰峰值。瞬时输入功率与输出功率相等时的时间点t_e为求极限值，即只注入三次谐波时，I₃ ^*＝0.328，I₅ ^*＝0，则有t_e＝0.095T；只注入五次谐波时，I₅ ^*＝0.328，I₃ ^*＝0，则有t_e＝0.1122T。因此，当注入3次、5次谐波，电容储能：

$\begin{array}{c}{\mathrm{\ΔE}}_{1+3+5}={\∫}_0^{t_e}\[p_{in1}+p_{in3}+p_{in5}-P_0\]dt\\ =\frac{P_0}{\mathrm{\ω}}\·\sin \left(2{\mathrm{\ωt}}_e\right)\left[\begin{array}{c}1-{I_3}^{*}+{I_3}^{*}\·\cos \left(2{\mathrm{\ωt}}_e\right)-{I_5}^{*}\\ +{I_5}^{*}\·\cos \left(2{\mathrm{\ωt}}_e\right)+\frac{4{I_5}^{*}}{3}\·{\sin }^2\left(2{\mathrm{\ωt}}_e\right)\end{array}\right]\end{array},$

其中，电网输入工频电压有效值为220V，频率为50Hz，令t_e＝0.1T，代入上式，取较小值时，γ＝0.6457rad，△E₁₊₃₊₅＝0.682△E，通过计算，此时功率因数大于0.95。当电压纹波大小确定时，电容容值与储能大小成正比。当注入3次、5次谐波后，电容储能量下降为原来的68.2％，则电容减小为原来的68.2％，从而可以用小体积的薄膜电容替代寿命短的电解电容。

通过上述方案，在与有电解电容电路输出电压纹波相同的情况下，可以使无电解电容驱动电路的储能电容减少为原来的68.2％左右，功率因数保证在0.95以上。

可选地，在本申请上述实施例中，通过如下计算公式计算得到注入谐波分量之后得到的输入电流i_in1+3+5：

i_in1+3+5＝i_in1+i_in2+i_in3。

具体地，注入三次谐波分量和五次谐波分量后的输入电流可以为i_in1+3+5＝I₁·sin(ωt)+I₃·sin(3ωt)+I₅·sin(5ωt-π)。

可选地，在本申请上述实施例中，通过如下计算公式组计算得到PFC变换器的占空比D_{y_fit}：

$i_{in1+3+5}={D^2}_y\•\frac{V_m\•sin\left(\mathrm{\ω}t\right)}{2L\•f_V}\•\frac{1}{1-V_m\left|sin\left(\mathrm{\ω}t\right)\right|/V_0},$

$D_y=D_0\sqrt{(1-ay)(1+{I_3}^{*}-4{I_3}^{*}\·y^2-5{I_5}^{*}+20{I_5}^{*}\·y^2-16{I_5}^{*}\·y^4)},$

$P_{in\_fiit}=P_0=\frac{1}{T}{\∫}_0^{\frac{\mathrm{\π}}{2}}{v}_{in}\·i_{in1+3+5\_fit}dt,$

$PF=\frac{P_{in}}{\frac{1}{\sqrt{2}}{V}_m\·\sqrt{\frac{2}{T}{\∫}_0^{\frac{T}{2}}{i_{in1+3+5\_fit}}^2\left(t\right)dt}},$

$D_{y\_fit}=k(1-\frac{k_1{V}_0+k_2{V}_m}{k_3{V}_0+k_4{V}_m}|sin\left(\mathrm{\ω}t\right)\left|\right),$

其中，a＝V_m/V₀，y＝|sin(ωt)|，L为PFC变换器的电感值，f_V为可控开关管的开关频率，V₀为输出电压，P_{in_fit}为PFC变换器的输入平均功率，P₀为PFC变换器的输出功率，i_{in1+3+5_fit}为拟合后的输入电流，k与第二电压相关，k₁～k₄均为非零常数。

在一种可选的方案中，如图3所示，PFC变换器可以包括电感L，可控开关管V和电容C，从公式中可以看出，得到占空比的计算公式比较复杂，需要采用多个乘法器、触发器和开方电路，因此需要简化，可以通过在y＝y₀点处进行泰勒展开，忽略高次项，取前两项进行拟合，得出拟合D_{y_fit}占空比是y的一次函数，进一步根据功率因数的需要得到拟合占空比D_{y_fit}，从而，控制PFC的输入和输出电压，即可获得满意的占空比。

由于压缩机内部无法安装位置传感器，必须要采用位置观测器获取压缩机的实时角度和速度，通过控制算法来驱动逆变电路开关管的通断。如果没有控制算法和位置观测器，压缩机将不能正常运转。因此，本申请提供如下方案实现对控制压缩机的正常运转。

可选地，在本申请上述实施例中，在步骤S144，PFC控制电路通过控制PFC变换器中可控开关管的通断来调节PFC变换器的输出功率之后，上述方法还包括：

步骤S146，逆变器控制电路根据压缩机的电流值和电压值，生成脉宽调制信号。

步骤S148，逆变器控制电路根据脉宽调制信号控制逆变电路中开关的通断，以调节逆变电路所产生的三相交流电压。

步骤S140，逆变电路将三相交流电压输出至压缩机。

具体地，上述逆变电路可以为三相电压型桥式逆变电路，每桥臂由两个IGBT和两个与之反相并联的二极管组成。压缩机是主电路的最后一级，是整个电路的控制目标。通常，对压缩机的驱动控制转化为对压缩机内部永磁同步电机(PMSM)的驱动控制。

其中，逆变电路与PFC变换器电连接，将PFC变换器输出的直流电压逆变为三相交流电压。

在一种可选的方案中，如图2所示，用于控制压缩机的系统还可以包括连接在PFC变换器输出端的逆变电路，可以将经过PFC变换器之后的被滤波后的直流电压逆变成供给压缩机运转的三相交流电，压缩机在三相电的驱动下运转，根据外部输入的控制指令的不同，转速、频率等指标也会作相应的改变。逆变器控制电路可以通过获取六路脉宽调制PWM信号来驱动三相桥式逆变电路开关管IGBT的通断。

可选地，在本申请上述实施例中，步骤S146，逆变器控制电路根据压缩机的电流值和电压值，生成脉宽调制信号，包括：

步骤S1462，逆变器控制电路中的位置观测器根据压缩机的电流值和电压值，得到压缩机内电机转子的角度。

步骤S1464，逆变器控制电路中的控制算法电路根据采样得到的第一电流和位置观测器反馈的角度，生成脉宽调制信号，其中，第一电流为逆变电路输出至压缩机的输出电流。

在一种可选的方案中，如图2所示，逆变器控制电路可以包括控制算法电路和位置观测器，位置观测器可以根据控制电路中的电压量、电流量对压缩机的位置和速度进行估计，反馈给控制算法电路，控制算法电路可以根据输出至压缩机的三相电流通过计算得到脉宽调制信号，进一步驱动压缩机运转。

此处需要说明的是，控制算法电路和位置观测器都可以属于软件部分，不涉及具体的元器件，均可以在DSP芯片中完成计算。

通过上述方案，由于压缩机内部不能安装位置传感器，可以采用全阶位置观测器来估测压缩机内部电机转子的位置和速度，并反馈给控制电路，控制压缩机的运转，从而对压缩机控制系统实行闭环控制，保证压缩机稳定运转。

可选地，在本申请上述实施例中，通过如下计算公式计算得到压缩机内电机转子的角度θ：

$\left[\begin{array}{c}\frac{d\stackrel{\mathrm{\Λ}}{i_d}}{dt}\\ \frac{d\stackrel{\mathrm{\Λ}}{i_q}}{dt}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-2{\mathrm{\ω}}_n& 0\\ 0& -2{\mathrm{\ω}}_n\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}\stackrel{\mathrm{\Λ}}{i_d}\\ \stackrel{\mathrm{\Λ}}{i_q}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}-\frac{R_s}{L_d}+2{\mathrm{\ω}}_n& \stackrel{\mathrm{\Λ}}{{\mathrm{\ω}}_r}\frac{L_q}{L_d}\\ -\stackrel{\mathrm{\Λ}}{{\mathrm{\ω}}_r}\frac{L_d}{L_q}& -\frac{R_s}{L_q}+2{\mathrm{\ω}}_n\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{L_d}& 0\\ 0& \frac{1}{L_q}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{u}_d\\ u_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{L_d}& 0\\ 0& \frac{1}{L_q}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}\stackrel{\mathrm{\Λ}}{e_d}\\ \stackrel{\mathrm{\Λ}}{e_q}\end{array}\right],$

$\left[\begin{array}{c}\frac{d\stackrel{\mathrm{\Λ}}{e_d}}{dt}\\ \frac{d\stackrel{\mathrm{\Λ}}{e_q}}{dt}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}2{\mathrm{\ω}}_n^2{L}_d& 0\\ 0& \frac{1}{2}{\mathrm{\ω}}_n^2{L}_q\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{i}_d-\stackrel{\mathrm{\Λ}}{i_d}\\ i_q-\stackrel{\mathrm{\Λ}}{i_q}\end{array}\right],$

$\left[\begin{array}{c}\frac{d\stackrel{\mathrm{\Λ}}{i_d}}{dt}\\ \frac{d\stackrel{\mathrm{\Λ}}{i_q}}{dt}\end{array}\right]=A\·\left[\begin{array}{c}\stackrel{\mathrm{\Λ}}{i_d}\\ \stackrel{\mathrm{\Λ}}{i_q}\end{array}\right]+B\·\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+C\·\left[\begin{array}{c}{u}_d\\ u_q\end{array}\right]+C\·\left[\begin{array}{c}\stackrel{\mathrm{\Λ}}{e_d}\\ \stackrel{\mathrm{\Λ}}{e_q}\end{array}\right],$

$\left[\begin{array}{c}\frac{d\stackrel{\mathrm{\Λ}}{e_d}}{dt}\\ \frac{d\stackrel{\mathrm{\Λ}}{e_q}}{dt}\end{array}\right]=D\·\left[\begin{array}{c}{i}_d-\stackrel{\mathrm{\Λ}}{i_d}\\ i_q-\stackrel{\mathrm{\Λ}}{i_q}\end{array}\right],$

$\stackrel{\mathrm{\Λ}}{{\mathrm{\ω}}_r}=\frac{d\mathrm{\θ}}{dt},$

其中， $\begin{array}{ccc}A=\left[\begin{array}{cc}-2{\mathrm{\ω}}_n& 0\\ 0& -2{\mathrm{\ω}}_n\end{array}\right],& B=\left[\begin{array}{cc}-\frac{R_s}{L_d}+2{\mathrm{\ω}}_n& \stackrel{\mathrm{\Λ}}{{\mathrm{\ω}}_r}\frac{L_q}{L_d}\\ -\stackrel{\mathrm{\Λ}}{{\mathrm{\ω}}_r}\frac{L_d}{L_q}& -\frac{R_s}{L_q}+2{\mathrm{\ω}}_n\end{array}\right],& C=\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{L_d}& 0\\ 0& \frac{1}{L_q}\end{array}\right]\end{array},$ $D=\left[\begin{array}{cc}2{\mathrm{\ω}}_n^2{L}_d& 0\\ 0& \frac{1}{2}{\mathrm{\ω}}_n^2{L}_q\end{array}\right],$ i_d、i_q为电流传感器测量后经过坐标变换得到的d、q轴电流，ω_n是位置观测器的截止频率，L_d、L_q为压缩机内部电机的d、q轴电感，R_s是压缩机内部电机的定子内阻。

在一种可选的方案中，可以根据位置观测器中的电流观测器(Currentobserve)的状态方程和反电势观测器(EMFobserve)的状态方程得到电机转子的角速度和角度。

可选地，在本申请上述实施例中，步骤S1464，逆变器控制电路中的控制算法电路根据采样得到的第一电流和位置观测器反馈的角度，生成脉宽调制信号，包括：

步骤S14642，控制算法电路中的电流传感器采样输出至压缩机的电流值，并经过Clark变换和Park变换得到旋转坐标系下的电流，其中，电流传感器连接于逆变电路的输出端。

步骤S14644，控制算法电路将角度进行微分，得到角速度。

步骤S14646，控制算法电路将角速度，旋转坐标系下的电流，预设角速度和预设电流进行比较，得到脉宽调制信号。

图5是根据本发明实施例的一种可选的逆变器控制电路的示意图，在一种可选的方案中，如图5所示，控制算法电路中的电流传感器可以对输出至压缩机的三相电流值进行采样，获得三相静止坐标系下的电流i_a、i_b，由于电机定子内部绕组采用星型连接，故有：i_a+i_b+i_c＝0，从而可以求得i_c的值，经过Clark变换后，得到两相静止坐标系下的电流i_α、i_β，结合位置观测器所估计的压缩机内电机转子的角度θ，运用Park变换，得到两相旋转坐标系下的电流i_d、i_q。在本申请中，采用i_d ^*＝0控制，即d轴的给定为零。位置观测器对压缩机内电机转子的角度进行观测，微分后得到角速度，控制算法电路可以根据角速度，两相旋转坐标系下的电流i_d、i_q，预设电流i_d ^*和预设角速度ω^*，通过计算得到六路脉宽调制PWM信号。

可选地，在本申请上述实施例中，通过如下计算公式计算得到旋转坐标系下的电流：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right],$

$\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}cos\mathrm{\θ}& sin\mathrm{\θ}\\ -sin\mathrm{\θ}& cos\mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right],$

其中，i_a为输出至压缩机的A相电流，i_b为输出至压缩机的B相电流，i_c为输出至压缩机的C相电流，i_α为静止坐标系下的α轴电流，i_β为静止坐标系下的β轴电流，θ为角度，i_d为旋转坐标系下的d轴电流，i_q为旋转坐标系下的q轴电流。

可选地，在本申请上述实施例中，步骤S14646，控制算法电路将角速度，旋转坐标系下的电流，预设角速度和预设电流进行比较，得到脉宽调制信号，包括：

步骤S146460，控制算法电路中的速度控制器获取角速度与预设角速度的差值，得到电流参考。

步骤S146462，控制算法电路中的第一电流控制器获取电流参考与旋转坐标系下的电流的差值，调节得到第一电压指令。

步骤S146464，控制算法电路中的第一电流控制器获取预设电流与旋转坐标系下的电流的差值，调节得到第二电压指令。

步骤S146466，控制算法电路中的坐标逆变换器将第一电压指令和第二电压指令进行Park逆变换和Clark逆变换得到三相电压瞬时指令值。

步骤S146468，控制算法电路中的脉宽调制器将三相电压瞬时指令值与脉宽调制器中存储的载波进行比较，得到脉宽调制信号，其中，脉宽调制器连接于逆变电路。

具体地，上述脉宽调制器可以为空间矢量脉宽调制(SVPWM)器。

在一种可选的方案中，如图5所示，可以将给定的角速度ω^*与微分后得到的角速度作差，将误差输给速度PI控制器，速度PI控制器的输出为电流参考值i_q ^*，与反馈过来的电流i_q作差，将误差输给电流PI控制器(即上述的第一电流控制器)，得到第一电压指令u_q ^*，将两个电流PI控制器输出的电压指令u_d ^*、u_q ^*进行Park逆变换和Clark逆变换，得到的三相电压瞬时指令值u_U ^*、u_V ^*和u_W ^*作为SVPWM器的输入，利用PWM技术与SVPWM器内的载波进行比较，产生六路脉宽调制PWM信号，从而控制逆变电路中开关管IGBT的通断。

可选地，在本申请上述实施例中，通过如下计算公式组计算得到三相电压瞬时指令值：

$\left[\begin{array}{c}{u_{\mathrm{\α}}}^{*}\\ {u_{\mathrm{\β}}}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}cos\mathrm{\θ}& -sin\mathrm{\θ}\\ sin\mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u_d}^{*}\\ {u_q}^{*}\end{array}\right],$

$\left[\begin{array}{c}{u_U}^{*}\\ {u_V}^{*}\\ {u_W}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ -\frac{1}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\\ -\frac{1}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u_{\mathrm{\α}}}^{*}\\ {u_{\mathrm{\β}}}^{*}\end{array}\right],$

其中，u_q ^*为第一电压指令，u_d ^*为第二电压指令，u_α ^*为静止坐标系下的α轴电压指令，u_β ^*为静止坐标系下的β轴电压指令，θ为角度，u_U ^*为输出至脉宽调制器的U相电压瞬时指令值，u_V ^*为输出至脉宽调制器的V相电压瞬时指令值，u_W ^*为输出至脉宽调制器的W相电压瞬时指令值。

可选地，在本申请上述实施例中，在步骤S12，通过在输入电流的基波上注入谐波分量来减小输入至PFC变换器的输入功率脉动之后，上述方法还包括：

步骤S122，整流电路获取注入了谐波分量的输入电流，并将输入电流转换成直流电流。

步骤S124，将直流电流输出至PFC变换器。

在一种可选的方案中，如图2所示，用于控制压缩机的系统还可以包括整流电路，接在谐波注入电路之后，该电路采用单相桥式连接，将输入的220V交流市电整流成310V的直流电供后级电路使用，可以将该输入电压整流成类似于“馒头”波的脉动直流电压。

此处需要说明的是，上述PFC变换器和逆变器中的有源开关器件均可以用其它可控开关管替代。但是替代之后，开关管的耐压和通流能力会降低。谐波注入电路可以在输入电流中仅注入三次谐波来实现PFC变换器的瞬时输入功率和输出功率的平衡，但是由于输入电流中含有不可忽视的5次、7次谐波，功率因数低，达不到驱动控制系统的要求。谐波注入电路也可以在输入电流中注入3次、5次和7次谐波，实现PFC变换器的瞬时输入功率和输出功率的平衡，但是由于加入7次谐波导致占空比计算过于复杂，影响系统的响应速度，实时性差。

实施例2

根据本发明实施例，提供了一种用于控制压缩机的装置实施例，如图6所示，该装置包括：获取模块61和调节模块63。

其中，获取模块61用于获取交流电源输入的输入电流，通过在输入电流的基波上注入谐波分量来减小输入至PFC变换器的输入功率脉动，其中，谐波分量至少包括：三次谐波分量和/或五次谐波分量。

调节模块63用于在将注入了谐波分量的输入电流输入至PFC变换器之后，PFC控制电路通过控制PFC变换器中可控开关管的通断来调节PFC变换器的输出功率，使得平衡PFC变换器的输入功率和输出功率。

具体地，上述PFC变换器可以是为Boost型APFC(有源功率因数校正)的变换器。

在一种可选的方案中，如图2所示，交流电源为整个系统提供动力源，在只有单相电源输入的电路中，通常指的是市电，即电压有效值为220V，频率为50Hz。谐波注入电路接在交流电源之后，采用一定的控制方法，在输入电流中注入三次谐波分量和五次谐波分量，将注入了谐波分量的输入电流输出至PFC变换器，注入了谐波分量的输入电流输入至PFC变换器之后，PFC变换器可以对输入电压进行滤波、升压，提高系统的功率因数。PFC控制电路可以通过控制谐波注入量来驱动PFC变换器中可控开关管IGBT的通断，调节PFC变换器的输出功率，从而平衡PFC变换器的瞬时输入功率和输出功率。

本申请上述实施例提供了一种方案，谐波注入电路获取交流电源的输入电流，并在输入电流中增加谐波分量，将注入了谐波分量的输入电流输出至PFC变换器，PFC控制电路可以根据输入功率控制可控开关管的通断来调节PFC变换器的输出功率。因此，由于在输入电路中注入了三次谐波和五次谐波，使得PFC变换器的输入功率脉动减小，并且可以通过PFC控制电路调节PFC变换器的输出功率，从而所需储能电容也相应减小，可以使用体积小、价格低的薄膜电容取代短寿命的电解电容，实现无电解电容驱动，从而解决现有技术中无电解电容电机驱动电路的电压纹波高的技术问题，提高用于控制压缩机的系统的可靠性，和系统的整体寿命。

实施例3

根据本发明实施例，提供了一种用于控制压缩机的系统实施例，如图7所示，该系统包括：谐波注入电路71，PFC变换器73，PFC控制电路75和交流电源77。

其中，谐波注入电路71，与交流电源77连接，用于获取交流电源输入的输入电流，通过在输入电流的基波上注入谐波分量来减小输入至PFC变换器的输入功率脉动，其中，谐波分量至少包括：三次谐波分量和/或五次谐波分量。

PFC变换器73，与谐波注入电路71连接，用于获取注入了谐波分量的输入电流。

具体地，上述PFC变换器可以是为Boost型APFC(有源功率因数校正)的变换器。

PFC控制电路75，与PFC变换器73连接，用于通过控制PFC变换器中可控开关管的通断来调节PFC变换器的输出功率，使得平衡PFC变换器的输入功率和输出功率。

在一种可选的方案中，如图2所示，交流电源为整个系统提供动力源，在只有单相电源输入的电路中，通常指的是市电，即电压有效值为220V，频率为50Hz。谐波注入电路接在交流电源之后，采用一定的控制方法，在输入电流中注入三次谐波分量和五次谐波分量，将注入了谐波分量的输入电流输出至PFC变换器。注入了谐波分量的输入电流输入至PFC变换器之后，PFC变换器可以对输入电压进行滤波、升压，提高系统的功率因数。PFC控制电路可以通过控制谐波注入量来驱动PFC变换器中可控开关管IGBT的通断，调节PFC变换器的输出功率，从而平衡PFC变换器的瞬时输入功率和输出功率。

本申请上述实施例提供了一种方案，谐波注入电路获取交流电源的输入电流，并在输入电流中增加谐波分量，将注入了谐波分量的输入电流输出至PFC变换器，PFC控制电路可以根据输入功率控制可控开关管的通断来调节PFC变换器的输出功率。因此，由于在输入电路中注入了三次谐波和五次谐波，使得PFC变换器的输入功率脉动减小，并且可以通过PFC控制电路调节PFC变换器的输出功率，从而所需储能电容也相应减小，可以使用体积小、价格低的薄膜电容取代短寿命的电解电容，实现无电解电容驱动，从而解决现有技术中无电解电容电机驱动电路的电压纹波高的技术问题，提高用于控制压缩机的系统的可靠性，和系统的整体寿命。

可选地，在本申请上述实施例中，三次谐波分量为与基波的初始相位相同的谐波，五次谐波分量为与基波的初始相位的相位差为π的谐波。

在一种可选的方案中，谐波注入电路可以采用一定的控制方法，在输入电流中注入与基波的初始相位相同的三次谐波和与基波的初始相位差为π的五次谐波。例如，输入电流的基波为I₁·sin(ωt)，则三次谐波为I₃·sin(3ωt)，五次谐波为I₅·sin(5ωt-π)。如图4(a)至图4(g)所示，在T/8-3T/8中，电容C充电，输入功率大于输出功率，输入功率的脉动较大，当向输入电流中注入与一定量的3次、5次谐波电流后，输入功率的脉动会减小，从而所需的储能电容也相应减小，因此，可以用小体积的薄膜电容取代短寿命的电解电容。

具体地，可以通过如下计算公式计算得到输入该输入电流的基波时得到的输入功率：

p_in1＝v_in·i_in1＝V_m·I₁·sin²(ωt)，

其中，v_in＝V_m·sin(ωt)是交流电源输入的输入电压，V_m是输入电压的幅值，是输入电压的角频率，T为输入电压的周期，i_in1＝I₁·sin(ωt)是输入电流的基波，I₁是基波的幅值。

在基波上注入的谐波分量为三次谐波分量的情况下，可以通过如下计算公式计算得到三次谐波分量输入至PFC变换器的瞬时输入功率：

p_in3＝v_in·i_in3＝V_m·sin(ωt)·I₃·sin(3ωt)，

其中，i_in3＝I₃·sin(3ωt)是三次谐波分量，I₃＝I₃ ^*·I₁是三次谐波分量的幅值，I₃ ^*是三次谐波分量的标幺值；

在基波上注入的谐波分量为五次谐波分量的情况下，可以通过如下计算公式计算得到五次谐波分量输入至PFC变换器的瞬时输入功率：

p_in5＝v_in·i_in5＝V_m·sin(ωt)·I₅·sin(5ωt-π)，

其中，i_in5＝I₅·sin(5ωt-π)是五次谐波分量，I₅＝I₅ ^*·I₁是五次谐波分量的幅值，I₅ ^*是五次谐波分量的标幺值；

可以通过如下计算公式组计算得到三次谐波分量的标幺值I₃ ^*和五次谐波分量的标幺值I₅ ^*：

$PF=\frac{1}{\sqrt{1+{I_3}^{*2}+{I_5}^{*2}}},$

PF≥0.95，

I₃ ^*2+I₅ ^*2≤0.108，

其中，PF为PFC变换器的功率因数。

根据实际需求功率因数PF≥0.95，从而可以令I₃ ^*＝0.328cosγ，I₅ ^*＝0.328sinγ，0≤γ≤π/2。

当变换器的效率为100％，输出功率P₀等于平均输入功率P_in，即当瞬时输入功率大于输出功率时，电解电容C进行充电，充电能量△E₁为 ${\mathrm{\ΔE}}_1={\∫}_{\frac{T}{8}}^{\frac{3T}{8}}\[p_{in1}-P_0\]dt=\frac{P_0}{\mathrm{\ω}},$ 电容C的储能公式为 ${\mathrm{\ΔE}}_1=\frac{1}{2}({V^2}_{cmax}-{V^2}_{c\min }),$ 其中，V_cmax为电解电容C两端电压最大值，V_cmin为电解电容C两端电压最小值。从而，得到电容的容值：其中，△V_c＝V_cmax＝V_cmin为电解电容上电压纹波的峰峰值。瞬时输入功率与输出功率相等时的时间点t_e为求极限值，即只注入三次谐波时，I₃ ^*＝0.328，I₅ ^*＝0，则有t_e＝0.095T；只注入五次谐波时，I₅ ^*＝0.328，I₃ ^*＝0，则有t_e＝0.1122T。因此，当注入3次、5次谐波，电容储能：

$\begin{array}{c}{\mathrm{\ΔE}}_{1+3+5}={\∫}_0^{t_e}\[p_{in1}+p_{in3}+p_{in5}-P_0\]dt\\ =\frac{P_0}{\mathrm{\ω}}\·\sin \left(2{\mathrm{\ωt}}_e\right)\left[\begin{array}{c}1-{I_3}^{*}+{I_3}^{*}\·\cos \left(2{\mathrm{\ωt}}_e\right)-{I_5}^{*}\\ +{I_5}^{*}\·\cos \left(2{\mathrm{\ωt}}_e\right)+\frac{4{I_5}^{*}}{3}\·{\sin }^2\left(2{\mathrm{\ωt}}_e\right)\end{array}\right]\end{array},$

其中，电网输入工频电压有效值为220V，频率为50Hz，令t_e＝0.1T，代入上式，取较小值时，γ＝0.6457rad，△E₁₊₃₊₅＝0.682△E，通过计算，此时功率因数大于0.95。当电压纹波大小确定时，电容容值与储能大小成正比。当注入3次、5次谐波后，电容储能量下降为原来的68.2％，则电容减小为原来的68.2％，从而可以用小体积的薄膜电容替代寿命短的电解电容。

通过上述方案，在与有电解电容电路输出电压纹波相同的情况下，可以使无电解电容驱动电路的储能电容减少为原来的68.2％左右，功率因数保证在0.95以上。

可选地，在本申请上述实施例中，上述PFC控制电路包括：

PFC控制算法电路，用于根据检测到的PFC变换器的输入电压和输出电压，生成PFC变换器的占空比。

具体地，上述占空比可以为可控开关管IGBT的占空比。

在一种可选的方案中，如图3所示，PFC变换器可以包括电感L，可控开关管V和电容C，从公式中可以看出，得到占空比的计算公式比较复杂，需要采用多个乘法器、触发器和开方电路，因此需要简化，可以通过如下计算公式组计算得到PFC变换器的占空比D_{y_fit}，从而，控制PFC的输入和输出电压，即可获得满意的占空比：

$i_{in1+3+5}={D^2}_y\·\frac{V_m\·sin\left(\mathrm{\ω}t\right)}{2L\·f_V}\·\frac{1}{1-V_m\left|sin\left(\mathrm{\ω}t\right)\right|/V_0},$

$D_y=D_0\sqrt{(1-ay)(1+{I_3}^{*}-4{I_3}^{*}\·y^2-5{I_5}^{*}+20{I_5}^{*}\·y^2-16{I_5}^{*}\·y^4)},$

$P_{in\_fiit}=P_0=\frac{1}{T}{\∫}_0^{\frac{\mathrm{\π}}{2}}{v}_{in}\·i_{in1+3+5\_fit}dt,$

$PF=\frac{P_{in}}{\frac{1}{\sqrt{2}}{V}_m\·\sqrt{\frac{2}{T}{\∫}_0^{\frac{T}{2}}{i_{in1+3+5\_fit}}^2\left(t\right)dt}},$

$D_{y\_fit}=k(1-\frac{k_1{V}_0+k_2{V}_m}{k_3{V}_0+k_4{V}_m}|sin\left(\mathrm{\ω}t\right)\left|\right),$

其中，a＝V_m/V₀，y＝|sin(ωt)|，L为PFC变换器的电感值，f_V为可控开关管的开关频率，V₀为输出电压，P_{in_fit}为PFC变换器的输入平均功率，P₀为PFC变换器的输出功率，i_{in1+3+5_fit}为拟合后的输入电流，k与第二电压相关，k₁～k₄均为非零常数。

驱动芯片，用于放大PFC变换器的占空比来控制PFC变换器中可控开关管的通断，其中，可控开关管的通断确定PFC变换器的输出功率。

在一种可选的方案中，PFC控制电路可以检测PFC变换器的输入电压和输出电压，根据输入和输入电压计算得到可控开关管IGBT的占空比，并根据该占空比调节可控开关管IGBT的通断，由于PFC控制算法电路计算得到的占空比幅值较小，驱动芯片将占空比幅值进行放大，满足驱动可控开关管IGBT的通断的目的。

通过上述方案，PFC控制电路可以通过控制PFC变换器的输入和输出电压，获得需要的占空比，通过调节可控开关管的通断实现平衡瞬时输入功率和输出功率。

可选地，在本申请上述实施例中，上述PFC控制算法电路包括：

电压采样电路，连接于PFC变换器的输入端，用于采集PFC变换器的输入电压，得到采样电压。

电压反馈电路，连接于PFC变换器的输出端，用于采集PFC变换器的输出电压，得到反馈电压。

电压调节器，与电压采样电路和电压反馈电路连接，用于获取电压采样电路采集到的采样电压和电压反馈电路返回的反馈电压。

电压调节器还用于计算采样电压和反馈电压的差值，得到第一电压。

误差调节器，与电压反馈电路连接，用于计算预先设定的母线参考电压和反馈电压的差值，得到第二电压。

模拟乘法器，与电压调节器和误差调节器连接，用于计算第一电压和第二电压的乘积，得到乘积电压。

比较器，与模拟乘法器连接，用于将乘积电压与比较器中生成的载波进行比较，获得拟合后的占空比。

在一种可选的方案中，如图3所示，PFC控制算法电路可以包括电压采样电路，电压反馈电路，电压调节器，乘法器和比较器，此处需要说明的是，PFC控制算法电路可以属于软件部分，不涉及具体的元器件，在DSP芯片中完成计算。PFC变换器可以包括可控开关管IGBT和电容C，电压采样电路可以采集输入PFC变换器的输入电压V_g，电压反馈电路可以采集PFC变换器的输出电压，即PFC变换器中电容C两端的电压V₀，可以根据需要预先设定母线参考电压V_ref，电压调节器将采样到的电压与V_g反馈回来的电压V₀进行比较后输出给乘法器，乘法器的另一输入为设定的直流母线参考电压V_ref与反馈电压V₀的误差，模拟乘法器的输出电压与占空比成线性相关，比较器将模拟乘法器输出的输出电压与DSP芯片生成的载波进行比较，可以获得所需要的拟合占空比。

通过上述方案，可以通过PFC控制电路中的电压采样电路，电压反馈电路，电压调节器、误差调节器、模拟乘法器和比较器计算得到PFC变换器的占空比，从而进一步实现对PFC变换器的调节。

由于压缩机内部无法安装位置传感器，必须要采用位置观测器获取压缩机的实时角度和速度，通过控制算法来驱动逆变电路开关管的通断。如果没有控制算法和位置观测器，压缩机将不能正常运转。因此，本申请提供如下方案实现对控制压缩机的正常运转。

可选地，在本申请上述实施例中，上述系统还包括：

逆变电路，连接于PFC变换器和压缩机之间，用于将PFC变换器输出的直流电压逆变为三相交流电压。

具体地，上述逆变电路可以为三相电压型桥式逆变电路，每桥臂由两个IGBT和两个与之反相并联的二极管组成。压缩机是主电路的最后一级，是整个电路的控制目标。通常，对压缩机的驱动控制转化为对压缩机内部永磁同步电机(PMSM)的驱动控制。

逆变器控制电路，连接于PFC变换器和压缩机之间，用于根据压缩机的电流值和电压值，生成脉宽调制信号。

逆变器控制电路还用于根据脉宽调制信号控制逆变电路中开关的通断，以调节逆变电路所产生的三相交流电压。

逆变电路还用于将三相交流电压输出至压缩机。

在一种可选的方案中，如图2所示，用于控制压缩机的系统还可以包括连接在PFC变换器输出端的逆变电路，可以将经过PFC变换器之后的被滤波后的直流电压逆变成供给压缩机运转的三相交流电，压缩机在三相电的驱动下运转，根据外部输入的控制指令的不同，转速、频率等指标也会作相应的改变。逆变器控制电路可以通过获取六路脉宽调制PWM信号来驱动三相桥式逆变电路开关管IGBT的通断。

可选地，在本申请上述实施例中，上述逆变器控制电路包括：

位置观测器，与压缩机连接，用于根据压缩机的电流值和电压值，得到压缩机内电机转子的角度。

在一种可选的方案中，可以根据位置观测器中的电流观测器(Currentobserve)的状态方程和反电势观测器(EMFobserve)的状态方程得到电机转子的角速度和角度。

例如，可以通过如下计算公式计算得到压缩机内电机转子的角度θ：

$\left[\begin{array}{c}\frac{d\stackrel{\mathrm{\Λ}}{i_d}}{dt}\\ \frac{d\stackrel{\mathrm{\Λ}}{i_q}}{dt}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-2{\mathrm{\ω}}_n& 0\\ 0& -2{\mathrm{\ω}}_n\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}\stackrel{\mathrm{\Λ}}{i_d}\\ \stackrel{\mathrm{\Λ}}{i_q}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}-\frac{R_s}{L_d}+2{\mathrm{\ω}}_n& \stackrel{\mathrm{\Λ}}{{\mathrm{\ω}}_r}\frac{L_q}{L_d}\\ -\stackrel{\mathrm{\Λ}}{{\mathrm{\ω}}_r}\frac{L_d}{L_q}& -\frac{R_s}{L_q}+2{\mathrm{\ω}}_n\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{L_d}& 0\\ 0& \frac{1}{L_q}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{u}_d\\ u_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{L_d}& 0\\ 0& \frac{1}{L_q}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}\stackrel{\mathrm{\Λ}}{e_d}\\ \stackrel{\mathrm{\Λ}}{e_q}\end{array}\right],$

$\left[\begin{array}{c}\frac{d\stackrel{\mathrm{\Λ}}{e_d}}{dt}\\ \frac{d\stackrel{\mathrm{\Λ}}{e_q}}{dt}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}2{\mathrm{\ω}}_n^2{L}_d& 0\\ 0& \frac{1}{2}{\mathrm{\ω}}_n^2{L}_q\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{i}_d-\stackrel{\mathrm{\Λ}}{i_d}\\ i_q-\stackrel{\mathrm{\Λ}}{i_q}\end{array}\right],$

$\left[\begin{array}{c}\frac{d\stackrel{\mathrm{\Λ}}{i_d}}{dt}\\ \frac{d\stackrel{\mathrm{\Λ}}{i_q}}{dt}\end{array}\right]=A\·\left[\begin{array}{c}\stackrel{\mathrm{\Λ}}{i_d}\\ \stackrel{\mathrm{\Λ}}{i_q}\end{array}\right]+B\·\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+C\·\left[\begin{array}{c}{u}_d\\ u_q\end{array}\right]+C\·\left[\begin{array}{c}\stackrel{\mathrm{\Λ}}{e_d}\\ \stackrel{\mathrm{\Λ}}{e_q}\end{array}\right],$

$\left[\begin{array}{c}\frac{d\stackrel{\mathrm{\Λ}}{e_d}}{dt}\\ \frac{d\stackrel{\mathrm{\Λ}}{e_q}}{dt}\end{array}\right]=D\·\left[\begin{array}{c}{i}_d-\stackrel{\mathrm{\Λ}}{i_d}\\ i_q-\stackrel{\mathrm{\Λ}}{i_q}\end{array}\right],$

$\stackrel{\mathrm{\Λ}}{{\mathrm{\ω}}_r}=\frac{d\mathrm{\θ}}{dt},$

其中， $\begin{array}{ccc}A=\left[\begin{array}{cc}-2{\mathrm{\ω}}_n& 0\\ 0& -2{\mathrm{\ω}}_n\end{array}\right],& B=\left[\begin{array}{cc}-\frac{R_s}{L_d}+2{\mathrm{\ω}}_n& \stackrel{\mathrm{\Λ}}{{\mathrm{\ω}}_r}\frac{L_q}{L_d}\\ -\stackrel{\mathrm{\Λ}}{{\mathrm{\ω}}_r}\frac{L_d}{L_q}& -\frac{R_s}{L_q}+2{\mathrm{\ω}}_n\end{array}\right],& C=\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{L_d}& 0\\ 0& \frac{1}{L_q}\end{array}\right]\end{array},$ $D=\left[\begin{array}{cc}2{\mathrm{\ω}}_n^2{L}_d& 0\\ 0& \frac{1}{2}{\mathrm{\ω}}_n^2{L}_q\end{array}\right],$ i_d、i_q为电流传感器测量后经过坐标变换得到的d、q轴电流，ω_n是位置观测器的截止频率，L_d、L_q为压缩机内部电机的d、q轴电感，R_s是压缩机内部电机的定子内阻。

控制算法电路，连接于逆变电路和位置观测器之间，用于根据采样得到的第一电流和位置观测器反馈的角度，生成脉宽调制信号，其中，第一电流为逆变电路输出至压缩机的输出电流。

在一种可选的方案中，如图2所示，逆变器控制电路可以包括控制算法电路和位置观测器，位置观测器可以根据控制电路中的电压量、电流量对压缩机的位置和速度进行估计，反馈给控制算法电路，控制算法电路可以根据输出至压缩机的三相电流通过计算得到脉宽调制信号，进一步驱动压缩机运转。

此处需要说明的是，控制算法电路和位置观测器都可以属于软件部分，不涉及具体的元器件，均可以在DSP芯片中完成计算。

通过上述方案，由于压缩机内部不能安装位置传感器，可以采用全阶位置观测器来估测压缩机内部电机转子的位置和速度，并反馈给控制电路，控制压缩机的运转，从而对压缩机控制系统实行闭环控制，保证压缩机稳定运转。

可选地，在本申请上述实施例中，上述控制算法电路包括：

电流传感器，连接于逆变电路的输出端，用于采样输出至压缩机的电流值。

坐标变换器，与电流传感器和位置观测器连接，用于将采样得到的电流值进行Clark变换和Park变换，得到旋转坐标系下的电流。

微分电路，与位置观测器连接，用于将角度进行微分，得到角速度。

速度控制器，与微分电路连接，用于获取角速度与预设角速度的差值，得到电流参考。

第一电流控制器，与速度控制器和坐标变换器连接，用于获取电流参考与旋转坐标系下的电流的差值，调节得到第一电压指令。

第二电流控制器，与坐标变换器连接，用于获取预设电流与旋转坐标系下的电流的差值，调节得到第二电压指令。

坐标逆变换器，与第一电流控制器，第二电流控制器和位置观测器连接，用于将第一电压指令和第二电压指令进行Park逆变换和Clark逆变换得到三相电压瞬时指令值。

脉宽调制器，连接于坐标逆变换器和逆变电路之间，用于将三相电压瞬时指令值与脉宽调制器中存储的载波进行比较，得到脉宽调制信号。

在一种可选的方案中，如图5所示，控制算法电路中的电流传感器可以对输出至压缩机的三相电流值进行采样，获得三相静止坐标系下的电流i_a、i_b，由于电机定子内部绕组采用星型连接，故有：i_a+i_b+i_c＝0，从而可以求得i_c的值，经过Clark变换后，得到两相静止坐标系下的电流i_α、i_β，结合位置观测器所估计的压缩机内电机转子的角度θ，运用Park变换，得到两相旋转坐标系下的电流i_d、i_q。在本申请中，采用i_d ^*＝0控制，即d轴的给定为零。位置观测器对压缩机内电机转子的角度进行观测，微分后得到角速度，控制算法电路可以根据角速度，两相旋转坐标系下的电流i_d、i_q，预设电流i_d ^*和预设角速度ω^*，通过计算得到六路脉宽调制PWM信号，可以将给定的角速度ω^*与微分后得到的角速度作差，将误差输给速度PI控制器，速度PI控制器的输出为电流参考值i_q ^*，与反馈过来的电流i_q作差，将误差输给电流PI控制器(即上述的第一电流控制器)，得到第一电压指令u_q ^*，将两个电流PI控制器输出的电压指令u_d ^*、u_q ^*进行Park逆变换和Clark逆变换，得到的三相电压瞬时指令值u_U ^*、u_V ^*和u_W ^*作为SVPWM器的输入，利用PWM技术与SVPWM器内的载波进行比较，产生六路脉宽调制PWM信号，从而控制逆变电路中开关管IGBT的通断。

例如，可以通过如下计算公式计算得到旋转坐标系下的电流：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right],$

$\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}cos\mathrm{\θ}& sin\mathrm{\θ}\\ -sin\mathrm{\θ}& cos\mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right],$

其中，i_a为输出至压缩机的A相电流，i_b为输出至压缩机的B相电流，i_c为输出至压缩机的C相电流，i_α为静止坐标系下的α轴电流，i_β为静止坐标系下的β轴电流，θ为角度，i_d为旋转坐标系下的d轴电流，i_q为旋转坐标系下的q轴电流。

可以通过如下计算公式组计算得到三相电压瞬时指令值：

$\left[\begin{array}{c}{u_{\mathrm{\α}}}^{*}\\ {u_{\mathrm{\β}}}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}cos\mathrm{\θ}& -sin\mathrm{\θ}\\ sin\mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u_d}^{*}\\ {u_q}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}^{*}\\ u_{\mathrm{\β}}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}cos\mathrm{\θ}& -sin\mathrm{\θ}\\ sin\mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_d^{*}\\ u_q^{*}\end{array}\right],$

$\left[\begin{array}{c}{u_U}^{*}\\ {u_V}^{*}\\ {u_W}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ -\frac{1}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\\ -\frac{1}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u_{\mathrm{\α}}}^{*}\\ {u_{\mathrm{\β}}}^{*}\end{array}\right],$

其中，u_q ^*为第一电压指令，u_d ^*为第二电压指令，u_α ^*为静止坐标系下的α轴电压指令，u_β ^*为静止坐标系下的β轴电压指令，θ为角度，u_U ^*为输出至所述脉宽调制器的U相电压瞬时指令值，u_V ^*为输出至脉宽调制器的V相电压瞬时指令值，u_W ^*为输出至脉宽调制器的W相电压瞬时指令值。

可选地，在本申请上述实施例中，上述系统还包括：

整流电路，连接于谐波注入电路和PFC变换器之间，用于获取注入了谐波分量的输入电流，并将注入了谐波分量的输入电流转换为直流电流。

在一种可选的方案中，如图2所示，用于控制压缩机的系统还可以包括整流电路，接在谐波注入电路之后，该电路采用单相桥式连接，将输入的220V交流市电整流成310V的直流电供后级电路使用，可以将该输入电压整流成类似于“馒头”波的脉动直流电压。

此处需要说明的是，上述PFC变换器和逆变电路中的有源开关器件均可以用其它可控开关管替代。但是替代之后，开关管的耐压和通流能力会降低。谐波注入电路可以在输入电流中仅注入三次谐波来实现PFC变换器的瞬时输入功率和输出功率的平衡，但是由于输入电流中含有不可忽视的5次、7次谐波，功率因数低，达不到驱动控制系统的要求。谐波注入电路也可以在输入电流中注入3次、5次和7次谐波，实现PFC变换器的瞬时输入功率和输出功率的平衡，但是由于加入7次谐波导致占空比计算过于复杂，影响系统的响应速度，实时性差。

上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。

在本发明的上述实施例中，对各个实施例的描述都各有侧重，某个实施例中没有详述的部分，可以参见其他实施例的相关描述。

在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的技术内容，可通过其它的方式实现。其中，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如所述单元的划分，可以为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，单元或模块的间接耦合或通信连接，可以是电性或其它的形式。

所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。

另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的形式实现。

所述集成的单元如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的全部或部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可为个人计算机、服务器或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、只读存储器(ROM，Read-OnlyMemory)、随机存取存储器(RAM，RandomAccessMemory)、移动硬盘、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (26)

1.一种用于控制压缩机的方法，其特征在于，包括：

获取交流电源输入的输入电流，通过在所述输入电流的基波上注入谐波分量来减小输入至PFC变换器的输入功率脉动，其中，所述谐波分量至少包括：三次谐波分量和/或五次谐波分量；

在将注入了所述谐波分量的输入电流输入至所述PFC变换器之后，PFC控制电路通过控制所述PFC变换器中可控开关管的通断来调节所述PFC变换器的输出功率，使得平衡所述PFC变换器的所述输入功率和所述输出功率。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述三次谐波分量为与所述基波的初始相位相同的谐波，所述五次谐波分量为与所述基波的初始相位的相位差为π的谐波。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，PFC控制电路通过控制所述PFC变换器中可控开关管的通断来调节所述PFC变换器的输出功率，包括：

所述PFC控制电路中的PFC控制算法电路根据检测到的所述PFC变换器的所述输入电压和所述输出电压，生成所述PFC变换器的占空比；

所述PFC控制电路中的驱动芯片放大所述PFC变换器的占空比来控制所述PFC变换器中可控开关管的通断，其中，所述可控开关管的通断确定所述PFC变换器的所述输出功率。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述PFC控制电路中的PFC控制算法电路根据检测到的所述PFC变换器的所述输入电压和所述输出电压，生成所述PFC变换器的占空比，包括：

所述PFC控制算法电路中的电压采样电路采集所述PFC变换器的所述输入电压；

所述PFC控制算法电路中的电压反馈电路采集所述PFC变换器的所述输出电压，其中，所述电压采样电路连接于所述PFC变换器的输出端；

所述PFC控制算法电路读取预先设定的母线参考电压；

所述PFC控制算法电路根据所述输入电压，所述输出电压和所述母线参考电压，生成所述PFC变换器的占空比。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述PFC控制算法电路根据所述输入电压，所述输出电压和所述母线参考电压，生成所述PFC变换器的占空比，包括：

所述PFC控制算法电路中的电压调节器获取所述电压采样电路采集到的采样电压和所述电压反馈电路返回的反馈电压；

所述电压调节器计算所述采样电压和所述反馈电压的差值，得到第一电压；

所述PFC控制算法电路中的误差调节器计算所述母线参考电压和所述反馈电压的差值，得到第二电压；

所述PFC控制算法电路中的模拟乘法器计算所述第一电压和所述第二电压的乘积，得到乘积电压；

所述PFC控制算法电路中的比较器将所述乘积电压与所述比较器中生成的载波进行比较，获得拟合后的所述占空比。

6.根据权利要求1至5中任意一项所述的方法，其特征在于，通过如下计算公式计算得到输入所述输入电流的基波时得到的输入功率：

p_in1＝v_in·i_in1＝V_m·I₁·sin²(ωt)，

其中，v_in＝V_m·sin(ωt)是所述交流电源输入的输入电压，V_m是所述输入电压的幅值，是所述输入电压的角频率，T为所述输入电压的周期，i_in1＝I₁·sin(ωt)是所述输入电流的基波，I₁是所述基波的幅值。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，

在所述基波上注入的谐波分量为所述三次谐波分量的情况下，通过如下计算公式计算得到所述三次谐波分量输入至PFC变换器的瞬时输入功率：

p_in3＝v_in·i_in3＝V_m·sin(ωt)·I₃·sin(3ωt)，

其中，i_in3＝I₃·sin(3ωt)是所述三次谐波分量，I₃＝I₃ ^*·I₁是所述三次谐波分量的幅值，I₃ ^*是所述三次谐波分量的标幺值；

在所述基波上注入的谐波分量为所述五次谐波分量的情况下，通过如下计算公式计算得到所述五次谐波分量输入至PFC变换器的瞬时输入功率：

p_in5＝v_in·i_in5＝V_m·sin(ωt)·I₅·sin(5ωt-π)，

其中，i_in5＝I₅·sin(5ωt-π)是所述五次谐波分量，I₅＝I₅ ^*·I₁是所述五次谐波分量的幅值，I₅ ^*是所述五次谐波分量的标幺值；

通过如下计算公式组计算得到所述三次谐波分量的标幺值I₃ ^*和所述五次谐波分量的标幺值I₅ ^*：

$PF=\frac{1}{\sqrt{1+{I_3}^{*2}+{I_5}^{*2}}},$

PF≥0.95，

I₃ ^*2+I₅ ^*2≤0.108，

其中，PF为所述PFC变换器的功率因数。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，通过如下计算公式计算得到注入所述谐波分量之后得到的输入电流i_in1+3+5：

i_in1+3+5＝i_in1+i_in2+i_in3。

9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，通过如下计算公式组计算得到所述PFC变换器的占空比D_{y_fit}：

$i_{in1+3+5}={D^2}_y\·\frac{V_m\·sin\left(\mathrm{\ω}t\right)}{2L\·f_V}\·\frac{1}{1-V_m\left|sin\left(\mathrm{\ω}t\right)\right|/V_0},$

$D_y=D_0\sqrt{(1-ay)(1+{I_3}^{*}-4{I_3}^{*}\·y^2-5{I_5}^{*}+20{I_5}^{*}\·y^2-16{I_5}^{*}\·y^4)},$

$P_{in\_fiit}=P_0=\frac{1}{T}{\∫}_0^{\frac{\mathrm{\π}}{2}}{v}_{in}\·i_{in1+3+5\_fit}dt,$

$PF=\frac{P_{in}}{\frac{1}{\sqrt{2}}{V}_m\·\sqrt{\frac{2}{T}{\∫}_0^{\frac{T}{2}}{i_{in1+3+5\_fit}}^2\left(t\right)dt}},$

$D_{y\_fit}=k(1-\frac{k_1{V}_0+k_2{V}_m}{k_3{V}_0+k_4{V}_m}|sin\left(\mathrm{\ω}t\right)\left|\right),$

其中，a＝V_m/V₀，y＝|sin(ωt)|，L为所述PFC变换器的电感值，f_V为所述可控开关管的开关频率，V₀为所述输出电压，P_{in_fit}为所述PFC变换器的输入平均功率，P₀为所述PFC变换器的输出功率，i_{in1+3+5_fit}为拟合后的输入电流，k与第二电压相关，k₁～k₄均为非零常数。

10.根据权利要求1至5中任意一项所述的方法，其特征在于，在PFC控制电路通过控制所述PFC变换器中可控开关管的通断来调节所述PFC变换器的输出功率之后，所述方法还包括：

逆变器控制电路根据压缩机的电流值和电压值，生成脉宽调制信号；

所述逆变器控制电路根据所述脉宽调制信号控制逆变电路中开关的通断，以调节所述逆变电路所产生的三相交流电压；

所述逆变电路将所述三相交流电压输出至所述压缩机；

其中，所述逆变电路与所述PFC变换器电连接，将所述PFC变换器输出的直流电压逆变为所述三相交流电压。

11.根据权利要求10所述的方法，其特征在于，逆变器控制电路根据压缩机的电流值和电压值，生成脉宽调制信号，包括：

所述逆变器控制电路中的位置观测器根据所述压缩机的电流值和电压值，得到所述压缩机内电机转子的角度；

所述逆变器控制电路中的控制算法电路根据采样得到的第一电流和所述位置观测器反馈的所述角度，生成所述脉宽调制信号，其中，所述第一电流为所述逆变电路输出至所述压缩机的输出电流。

12.根据权利要求11所述的方法，其特征在于，通过如下计算公式计算得到所述压缩机内电机转子的角度θ：

$\left[\begin{array}{c}\frac{d\stackrel{\mathrm{\Λ}}{i_d}}{dt}\\ \frac{d\stackrel{\mathrm{\Λ}}{i_q}}{dt}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-2{\mathrm{\ω}}_n& 0\\ 0& -2{\mathrm{\ω}}_n\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}\stackrel{\mathrm{\Λ}}{i_d}\\ \stackrel{\mathrm{\Λ}}{i_q}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}-\frac{R_s}{L_d}+2{\mathrm{\ω}}_n& \stackrel{\mathrm{\Λ}}{{\mathrm{\ω}}_r}\frac{L_q}{L_d}\\ -\stackrel{\mathrm{\Λ}}{{\mathrm{\ω}}_r}\frac{L_d}{L_q}& -\frac{R_s}{L_q}+2{\mathrm{\ω}}_n\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{L_d}& 0\\ 0& \frac{1}{L_q}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{L_d}& 0\\ 0& \frac{1}{L_q}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}\stackrel{\mathrm{\Λ}}{e_d}\\ \stackrel{\mathrm{\Λ}}{e_q}\end{array}\right],$

$\left[\begin{array}{c}\frac{d\stackrel{\mathrm{\Λ}}{e_d}}{dt}\\ \frac{d\stackrel{\mathrm{\Λ}}{e_q}}{dt}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}2{\mathrm{\ω}}_n^2{L}_d& 0\\ 0& \frac{1}{2}{\mathrm{\ω}}_n^2{L}_q\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{i}_d-\stackrel{\mathrm{\Λ}}{i_d}\\ i_q-\stackrel{\mathrm{\Λ}}{i_q}\end{array}\right],$

$\left[\begin{array}{c}\frac{d\stackrel{\mathrm{\Λ}}{i_d}}{dt}\\ \frac{d\stackrel{\mathrm{\Λ}}{i_q}}{dt}\end{array}\right]=A\·\left[\begin{array}{c}\stackrel{\mathrm{\Λ}}{i_d}\\ \stackrel{\mathrm{\Λ}}{i_q}\end{array}\right],B\·\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+C\·\left[\begin{array}{c}{u}_d\\ u_q\end{array}\right]+C\·\left[\begin{array}{c}\stackrel{\mathrm{\Λ}}{e_d}\\ \stackrel{\mathrm{\Λ}}{e_q}\end{array}\right],$

$\left[\begin{array}{c}\frac{d\stackrel{\mathrm{\Λ}}{e_d}}{dt}\\ \frac{d\stackrel{\mathrm{\Λ}}{e_q}}{dt}\end{array}\right]=D\·\left[\begin{array}{c}{i}_d-\stackrel{\mathrm{\Λ}}{i_d}\\ i_q-\stackrel{\mathrm{\Λ}}{i_q}\end{array}\right],$

$\stackrel{\mathrm{\Λ}}{{\mathrm{\ω}}_r}=\frac{d\mathrm{\θ}}{dt},$

其中， $A=\left[\begin{array}{cc}-2{\mathrm{\ω}}_n& 0\\ 0& -2{\mathrm{\ω}}_n\end{array}\right],$ $B=\left[\begin{array}{cc}-\frac{R_s}{L_d}+2{\mathrm{\ω}}_n& \stackrel{\mathrm{\Λ}}{{\mathrm{\ω}}_r}\frac{L_q}{L_d}\\ -\stackrel{\mathrm{\Λ}}{{\mathrm{\ω}}_r}\frac{L_d}{L_q}& -\frac{R_s}{L_q}+2{\mathrm{\ω}}_n\end{array}\right],$ $C=\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{L_d}& 0\\ 0& \frac{1}{L_q}\end{array}\right],$ $D=\left[\begin{array}{cc}2{\mathrm{\ω}}_n^2{L}_d& 0\\ 0& \frac{1}{2}{\mathrm{\ω}}_n^2{L}_q\end{array}\right],$ i_d、i_q为电流传感器测量后经过坐标变换得到的d、q轴电流，ω_n是所述位置观测器的截止频率，L_d、L_q为所述压缩机内部电机的d、q轴电感，R_s是所述压缩机内部电机的定子内阻。

13.根据权利要求11所述的方法，其特征在于，所述逆变器控制电路中的控制算法电路根据采样得到的第一电流和所述位置观测器反馈的所述角度，生成所述脉宽调制信号，包括：

所述控制算法电路中的电流传感器采样输出至所述压缩机的电流值，并经过Clark变换和Park变换得到旋转坐标系下的电流，其中，所述电流传感器连接于所述逆变电路的输出端；

所述控制算法电路将所述角度进行微分，得到角速度；

所述控制算法电路将所述角速度，所述旋转坐标系下的电流，预设角速度和预设电流进行比较，得到所述脉宽调制信号。

14.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，通过如下计算公式计算得到旋转坐标系下的电流：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right],$

$\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}cos\mathrm{\θ}& sin\mathrm{\θ}\\ -sin\mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right],$

其中，i_a为输出至所述压缩机的A相电流，i_b为输出至所述压缩机的B相电流，i_c为输出至所述压缩机的C相电流，i_α为静止坐标系下的α轴电流，i_β为静止坐标系下的β轴电流，θ为所述角度，i_d为所述旋转坐标系下的d轴电流，i_q为所述旋转坐标系下的q轴电流。

15.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，所述控制算法电路将所述角速度，所述旋转坐标系下的电流，预设角速度和预设电流进行比较，得到所述脉宽调制信号，包括：

所述控制算法电路中的速度控制器获取所述角速度与所述预设角速度的差值，得到电流参考；

所述控制算法电路中的第一电流控制器获取所述电流参考与所述旋转坐标系下的电流的差值，调节得到第一电压指令；

所述控制算法电路中的第一电流控制器获取所述预设电流与所述旋转坐标系下的电流的差值，调节得到第二电压指令；

所述控制算法电路中的坐标逆变换器将所述第一电压指令和所述第二电压指令进行Park逆变换和Clark逆变换得到三相电压瞬时指令值；

所述控制算法电路中的脉宽调制器将所述三相电压瞬时指令值与所述脉宽调制器中存储的载波进行比较，得到所述脉宽调制信号，其中，所述脉宽调制器连接于所述逆变电路。

16.根据权利要求15所述的方法，其特征在于，通过如下计算公式组计算得到所述三相电压瞬时指令值：

$\left[\begin{array}{c}{u_{\mathrm{\α}}}^{*}\\ {u_{\mathrm{\β}}}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}cos\mathrm{\θ}& -sin\mathrm{\θ}\\ sin\mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u_d}^{*}\\ {u_q}^{*}\end{array}\right],$

$\left[\begin{array}{c}{u_U}^{*}\\ {u_V}^{*}\\ {u_W}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ -\frac{1}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\\ -\frac{1}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u_{\mathrm{\α}}}^{*}\\ {u_{\mathrm{\β}}}^{*}\end{array}\right],$

其中，u_q ^*为所述第一电压指令，u_d ^*为所述第二电压指令，u_α ^*为静止坐标系下的α轴电压指令，u_β ^*为静止坐标系下的β轴电压指令，θ为所述角度，u_U ^*为输出至所述脉宽调制器的U相电压瞬时指令值，u_V ^*为输出至所述脉宽调制器的V相电压瞬时指令值，u_W ^*为输出至所述脉宽调制器的W相电压瞬时指令值。

17.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在通过在所述输入电流的基波上注入谐波分量来减小输入至PFC变换器的输入功率脉动之后，所述方法还包括：

整流电路获取注入了所述谐波分量的所述输入电流，并将所述输入电流转换成直流电流；

将所述直流电流输出至所述PFC变换器。

18.一种用于控制压缩机的装置，其特征在于，包括：

获取模块，用于获取交流电源输入的输入电流，通过在所述输入电流的基波上注入谐波分量来减小输入至PFC变换器的输入功率脉动，其中，所述谐波分量至少包括：三次谐波分量和/或五次谐波分量；

调节模块，用于在将注入了所述谐波分量的输入电流输入至所述PFC变换器之后，PFC控制电路通过控制所述PFC变换器中可控开关管的通断来调节所述PFC变换器的输出功率，使得平衡所述PFC变换器的所述输入功率和所述输出功率。

19.一种用于控制压缩机的系统，其特征在于，包括：

谐波注入电路，与交流电源连接，用于获取所述交流电源输入的输入电流，通过在所述输入电流的基波上注入谐波分量来减小输入至PFC变换器的输入功率脉动，其中，所述谐波分量至少包括：三次谐波分量和/或五次谐波分量；

PFC变换器，与所述谐波注入电路连接，用于获取注入了所述谐波分量的输入电流；

PFC控制电路，与所述PFC变换器连接，用于通过控制所述PFC变换器中可控开关管的通断来调节所述PFC变换器的输出功率，使得平衡所述PFC变换器的所述输入功率和所述输出功率。

20.根据权利要求19所述的系统，其特征在于，所述三次谐波分量为与所述基波的初始相位相同的谐波，所述五次谐波分量为与所述基波的初始相位的相位差为π的谐波。

21.根据权利要求19所述的系统，其特征在于，所述PFC控制电路包括：

PFC控制算法电路，用于根据检测到的所述PFC变换器的所述输入电压和所述输出电压，生成所述PFC变换器的占空比；

驱动芯片，用于放大所述PFC变换器的占空比来控制所述PFC变换器中可控开关管的通断，其中，所述可控开关管的通断确定所述PFC变换器的输出功率。

22.根据权利要求21所述的系统，其特征在于，所述PFC控制算法电路包括：

电压采样电路，连接于所述PFC变换器的输入端，用于采集所述PFC变换器的所述输入电压，得到采样电压；

电压反馈电路，连接于所述PFC变换器的输出端，用于采集所述PFC变换器的所述输出电压，得到反馈电压；

电压调节器，与所述电压采样电路和所述电压反馈电路连接，用于获取所述电压采样电路采集到的采样电压和所述电压反馈电路返回的反馈电压；

所述电压调节器还用于计算所述采样电压和所述反馈电压的差值，得到第一电压；

误差调节器，与所述电压反馈电路连接，用于计算预先设定的母线参考电压和所述反馈电压的差值，得到第二电压；

模拟乘法器，与所述电压调节器和所述误差调节器连接，用于计算所述第一电压和所述第二电压的乘积，得到乘积电压；

比较器，与所述模拟乘法器连接，用于将所述乘积电压与所述比较器中生成的载波进行比较，获得拟合后的所述占空比。

23.根据权利要求19至22中任意一项所述的系统，其特征在于，所述系统还包括：

逆变电路，连接于所述PFC变换器和压缩机之间，用于将所述PFC变换器输出的直流电压逆变为三相交流电压；

逆变器控制电路，连接于所述PFC变换器和所述压缩机之间，用于根据所述压缩机的电流值和电压值，生成脉宽调制信号；

所述逆变器控制电路还用于根据所述脉宽调制信号控制逆变电路中开关的通断，以调节所述逆变电路所产生的所述三相交流电压；

所述逆变电路还用于将所述三相交流电压输出至所述压缩机。

24.根据权利要求23所述的系统，其特征在于，所述逆变器控制电路包括：

位置观测器，与所述压缩机连接，用于根据所述压缩机的电流值和电压值，得到所述压缩机内电机转子的角度；

控制算法电路，连接于所述逆变电路和所述位置观测器之间，用于根据采样得到的第一电流和所述位置观测器反馈的所述角度，生成所述脉宽调制信号，其中，所述第一电流为所述逆变电路输出至所述压缩机的输出电流。

25.根据权利要求24所述的系统，其特征在于，所述控制算法电路包括：

电流传感器，连接于所述逆变电路的输出端，用于采样输出至所述压缩机的电流值；

坐标变换器，与所述电流传感器和所述位置观测器连接，用于将采样得到的所述电流值进行Clark变换和Park变换，得到旋转坐标系下的电流；

微分电路，与所述位置观测器连接，用于将所述角度进行微分，得到角速度；

速度控制器，与所述微分电路连接，用于获取所述角速度与预设角速度的差值，得到电流参考；

第一电流控制器，与所述速度控制器和所述坐标变换器连接，用于获取所述电流参考与所述旋转坐标系下的电流的差值，调节得到第一电压指令；

第二电流控制器，与所述坐标变换器连接，用于获取预设电流与所述旋转坐标系下的电流的差值，调节得到第二电压指令；

坐标逆变换器，与所述第一电流控制器，所述第二电流控制器和所述位置观测器连接，用于将所述第一电压指令和所述第二电压指令进行Park逆变换和Clark逆变换得到三相电压瞬时指令值；

脉宽调制器，连接于所述坐标逆变换器和所述逆变电路之间，用于将所述三相电压瞬时指令值与所述脉宽调制器中存储的载波进行比较，得到所述脉宽调制信号。

26.根据权利要求19所述的系统，其特征在于，所述系统还包括：

整流电路，连接于所述谐波注入电路和所述PFC变换器之间，用于获取所述注入了所述谐波分量的输入电流，并将所述注入了所述谐波分量的输入电流转换为直流电流。