CN105406713B - 高精度快速瞬态响应控制电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种高精度快速瞬态响应控制电路，包括开关管M3、整流管M4、电感L、输出电容Cout、电阻R3和R4、误差放大器、COMP电压处理模块、电流比较器、RS触发器、驱动电路、恒定导通时间控制电路；本发明的电路在每个开关周期内通过将COMP脚电压信号转换成电流信号，然后将该电流信号进行再分配产生两股电流信号，该两股电流信号与表征电感电流的电压反馈信号通过电流比较器可实现翻转点的精准控制，由于是处理电流信号，精度和响应速度都能够得到保证。

Description

高精度快速瞬态响应控制电路

技术领域

本发明涉及一种电源电路，更具体的说涉及一种应用于开关型调节器的高精度快速瞬态响应控制电路，属于集成电路的技术领域。

背景技术

电源变换器被广泛的用于各种电子设备中，它的作用就是将电源从一种形式变换到另一种形式。电源变化器由功率级电路和控制环路组成。控制环路是在输入电压和外接负载变化时，通过调节功率级电路中的开关管和整流管的导通和关断时间，使电源变换器的输出电压或者输出电流保持稳定。因此控制环路的设计对电源变换器来说十分重要。采用不同的检测和控制方式，电源变换器的性能也有较大差异。

电源变换器的控制方式包括PWM(脉冲宽度调制)和PFM(脉冲频率调制)。PWM控制方式即开关周期不变，通过调整开关管的导通时间来调整输出电压。PFM控制方式即开关管的导通时间或者关断时间恒定，通过调整开关周期来调整输出电压。

参考图1，所示为采用现有技术的一种PWM控制模式的电源变换器。其中开关管M₁，整流管M₂，电感L，电感电流检测电阻R_i，输出电容C_out，负载17组成一降压型拓扑结构。输出电压反馈信号V_FB与基准电压V_REF1经过误差放大器15得到相对稳定的补偿信号V_COMP；通过电感电流检测电阻Ri得到的电流信号通过电流放大器16放大得到信号V₁，V₁再与斜坡补偿信号V_ramp叠加得到斜坡电压信号V₂，V₂与V_COMP通过PWM比较器13，RS触发器12以及驱动电路11构成双环控制系统。下面结合图2给出的工作波形来介绍该拓扑的工作原理。

时刻t₁至t₂区间内，所述电源变换器稳定工作，RS触发器12接固定频率的窄脉冲信号V_pulse，当脉冲信号V_pulse变为高电平时RS触发器12被置位，输出高电平，该高电平信号通过驱动电路11控制整流管M₂关断，开关管M₁打开。此时电感电流iL增加，通过R_i采样并经过电流检测放大器16得到表征电感电流的信号V₁，V₁与斜坡补偿信号V_ramp叠加产生信号V₂，V₂输入PWM比较器13。随着电感电流的增加V₂逐渐升高，当V₂超过V_COMP时PWM比较器13输出高电平，RS触发器12被复位，输出低电平，通过驱动电路11控制开关管M₁关断，整流管M₂导通，电感电流开始下降。当脉冲信号V_pulse再次变为高电平时，重复以上控制过程，维持输出电压和输出电流的稳定。

如果在导通时间内负载17突然发生阶跃突变，比如由重载到轻载突变时，如在t₃时刻，则使得输出电流i_out瞬间下降，输出电压瞬间升高，此时R_i采样反馈信号的精度和电流环路的响应速度便决定了电源转换器能否尽快使输出稳定下来。传统方案是通过比较两个电压信号，即V_COMP和V₂决定何时关断开关管M₁，打开整流管M₂，由于此时的斜坡补偿量是固定的，无法动态调整，所以不可避免会引入响应较慢的问题，又由于两个电压信号V_COMP和V₂进行比较容易受到干扰引入误差，故存在控制精度低的问题。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术中存在的不足，提供一种高精度快速瞬态响应控制电路，以解决现有技术中的翻转点响应慢，控制不精准的问题。其中，此处所述电源转换器为恒定导通时间降压拓扑结构，实际该高精度快速瞬态响应控制电路同样适用于升压型和升降压型拓扑结构。本发明采用的技术方案是：

一种高精度快速瞬态响应控制电路，包括开关管M3、整流管M4、电感L、输出电容Cout、电阻R3和R4、误差放大器、COMP电压处理模块、电流比较器、RS触发器、驱动电路、恒定导通时间控制电路；

开关管M3的漏极接输入电压VIN，源极接整流管M4的漏极和电感L的第一端；电感L的第二端接输出电容Cout的一端和电阻R3的一端，接负载的一端；电阻R3另一端接电阻R4一端，电阻R4和电容Cout的另一端接地，负载另一端接地；整流管M4的源极接地；

电阻R3和R4连接的节点接误差放大器的反向输入端，误差放大器的同相输入端接第一基准电压V_REF1；误差放大器的输出端接COMP电压处理模块；电感L的第一端和COMP电压处理模块的输出端接电流比较器；

恒定导通时间控制电路和电流比较器的输出端分别接RS触发器的R端和S端；RS触发器的Q端接驱动电路的输入端，驱动电路的两个输出控制端分别接开关管M3和整流管M4的栅极；

检测所述电源转换器的输出电压，从电阻R3和R4连接的节点获得表征输出电压的电压反馈信号V_FB；

检测流过电感L的电感电流信号，从电感L的第一端获得表征电感L电流的电压反馈信号V_LX；

通过误差放大器计算输出电压反馈信号V_FB和第一基准电压V_REF1之间的误差，并对该误差信号进行补偿得到一补偿信号V_COMP；该补偿信号V_COMP通过COMP电压处理模块将COMP脚电压信号转换成电流信号I_comp，然后将该电流信号I_comp进行再分配产生两股电流信号，这两股电流信号为第一控制信号；

第一控制信号与表征电感电流的电压反馈信号V_LX通过电流比较器计算后得到精准的翻转点，控制何时打开开关管M3，对电感L进行充电；

恒定导通时间控制电路产生固定高电平的脉冲信号V_TON，该脉冲信号V_TON为第二控制信号；

第二控制信号通过RS触发器和驱动电路控制开关管M3的导通时间为固定值，导通时间一到，开关管M3关断，整流管M4导通，电感电流iL下降；电感电流的电压反馈信号V_LX和第一控制信号通过电流比较器计算得到翻转点，控制何时整流管M4关断，开关管M3打开，开启下一个周期；

驱动电路的控制逻辑是；低电平输入时，输出V_TG低电平控制开关管M3关断，输出V_LG高电平控制整流管M4导通；高电平输入时，输出V_TG高电平控制开关管M3导通，输出V_LG低电平控制整流管M4关断。

进一步地，COMP电压处理模块包括两个部分，第一部分电路为一个电压转电流电路，将COMP脚的电压V_COMP转换为电流形式，I_comp＝V_COMP/R，第二部分电路对I_comp进行分配调整得到电流I₃，I₄；

COMP电压处理模块的第二部分电路包括：电流源I₁和I₂，I₁>I₂；电流源I₅；三极管Q1、Q2、Q3和Q4，PMOS管Q101、Q102、Q103和Q104；开关S1和S2；当整流管M4关断，开关管M3导通时，开关S1断开，开关S2闭合；其它情况开关S2断开，开关S1闭合；电压V_COMP转换的电流I_comp作二处电流源；

电源VDD接电流源I₁、I₂和第一个I_comp的输入端、PMOS管Q101、Q102、Q103和Q104的源极；PMOS管Q101的栅极和漏极接三极管Q3的集电极；PMOS管Q102的栅极和漏极接三极管Q4的集电极；PMOS管Q103和Q104的栅极分别接Q101和Q102的栅极；

电流源I₁的输出端接三极管Q3的基极、三极管Q1的集电极和基极、第二个I_comp的输入端；三极管Q3和Q4的发射极接电流源I₅的输入端；电流源I₂的输出端接三极管Q4的基极和三极管Q2的集电极和基极；第一个I_comp的输出端分别接开关S1和S2的一端；开关S1的另一端接三极管Q4的基极；开关S2的另一端接第二个I_comp的输入端；第二个I_comp的输出端和电流源I₅的输出端接地；三极管Q1和Q2的发射极通过电阻R5接地；

流经PMOS管Q101和Q102的电流为I₃，I₄；PMOS管Q103和Q104用于镜像引出电流I₃，I₄。

进一步地，电流比较器包括电阻R61、R62、R63、R64，电阻R71和R72，电阻R81、R82、R83；相同参数的三极管Q5和Q6，相同参数的NMOS管Q201、Q202、Q203、Q204；电阻R_ON，比较器U101，电流源I₆；其中，R61＝R62，R63＝R64，R71＝R72，R81＝R82＝R83；

电源VDD接电阻R61、R62、R63、R64的一端；电阻R61的另一端接电阻R71的一端和三极管Q5的基极；电阻R62的另一端接电阻R72的一端和三极管Q6的基极；电阻R63的另一端接三极管Q5的集电极和U101的反向输入端；电阻R64的另一端接三极管Q6的集电极和U101的同相输入端；电阻R72的另一端通过电阻R83接地；电流I₃注入电阻R72和R83连接的节点；电阻R71的另一端接NMOS管Q201和Q204的漏极；Q201的栅极接Q202的栅极，Q203的栅极接Q204的栅极；电流I4注入Q202和Q203的漏极；Q201和Q202的源极通过电阻R81接地；Q203和Q204的源极接电阻R82的一端，电阻R82的另一端通过电阻R_ON接地；表征电感L电流的电压反馈信号V_LX接电阻R82和电阻R_ON的连接节点；三极管Q5和Q6的发射极接电流源I₆的输入端，电流源I₆的输出端接地；

Q201和Q202的栅极接控制信号Scon，Q203和Q204的栅极接与Scon反相的控制信号N_Scon。

本发明的优点在于：本发明的电路在每个开关周期内通过将COMP脚电压信号转换成电流信号，然后将该电流信号进行再分配产生两股电流信号，该两股电流信号与表征电感电流的电压反馈信号通过电流比较器可实现翻转点的精准控制，由于是处理电流信号，精度和响应速度都能够得到保证。

附图说明

图1为现有PWM控制模式的电源变换器框图。

图2为现有PWM控制模式的电源变换器的工作波形图。

图3为本发明的恒定导通时间PFM工作模式的开关调节器的原理框图。

图4为本发明的恒定导通时间PFM工作模式的开关调节器的工作波形。

图5为本发明的COMP电压处理模块中I_comp电流再分配电路原理图。

图6为本发明的电流比较器原理图。

具体实施方式

下面结合具体附图和实施例对本发明作进一步说明。

本发明提出的高精度快速瞬态响应控制电路，如图3所示，包括开关管M3、整流管M4、电感L、输出电容Cout、电阻R3和R4、误差放大器26、COMP电压处理模块25、电流比较器24、RS触发器22、驱动电路21、恒定导通时间控制电路23；本例中的RS触发器22为高电平输入有效；

开关管M3的漏极接输入电压VIN，源极接整流管M4的漏极和电感L的第一端；电感L的第二端接输出电容Cout的一端和电阻R3的一端，接负载27的一端；电阻R3另一端接电阻R4一端，电阻R4和电容Cout的另一端接地，负载R27另一端接地；整流管M4的源极接地；

电阻R3和R4连接的节点接误差放大器26的反向输入端，误差放大器26的同相输入端接第一基准电压V_REF1；误差放大器26的输出端接COMP电压处理模块25；电感L的第一端和COMP电压处理模块25的输出端接电流比较器24；

恒定导通时间控制电路23和电流比较器24的输出端分别接RS触发器22的R端和S端；RS触发器22的Q端接驱动电路21的输入端，驱动电路21的两个输出控制端分别接开关管M3和整流管M4的栅极；

检测所述电源转换器的输出电压，从电阻R3和R4连接的节点获得表征输出电压的电压反馈信号V_FB；

检测流过电感L的电感电流信号，从电感L的第一端获得表征电感L电流的电压反馈信号V_LX；

通过误差放大器26计算输出电压反馈信号V_FB和第一基准电压V_REF1之间的误差，并对该误差信号进行补偿得到一补偿信号V_COMP；具体如图3所示，误差信号通过串联的电阻R101和电容C101进行RC补偿，串联的R101和C101支路一端接误差放大器26输出端，另一端接地；该补偿信号V_COMP通过COMP电压处理模块25将COMP脚电压信号转换成电流信号I_comp，然后将该电流信号I_comp进行再分配产生两股电流信号，这两股电流信号为第一控制信号；

第一控制信号与表征电感电流的电压反馈信号V_LX通过电流比较器24计算后得到精准的翻转点，控制何时打开开关管M3，对电感L进行充电；

恒定导通时间控制电路23产生固定高电平的脉冲信号V_TON，该脉冲信号V_TON为第二控制信号；

第二控制信号通过RS触发器22和驱动电路21控制开关管M3的导通时间为固定值，导通时间一到，开关管M3关断，整流管M4导通，电感电流iL下降；电感电流的电压反馈信号V_LX和第一控制信号通过电流比较器24计算得到翻转点，控制何时整流管M4关断，开关管M3打开，开启下一个周期。

参考图3，所示为可采用本发明实施例的恒定导通时间PFM工作模式的开关调节器的原理框图。为方便说明，这里以降压型开关调节器为例对恒定导通时间控制电路进行说明。其中开关管M₃，整流管M₄，电感L，输出电容C_out，反馈电阻R₃和R₄，负载27组成一降压型拓扑结构。下面将结合图4给出的CCM工作模式(电感电流连续模式)的时序图介绍该拓扑的工作原理。

稳定工作时，恒定导通时间控制电路23计时结束后于t₄时刻发出高电平信号，复位RS触发器22输出低电平信号，该低电平信号通过驱动电路21控制开关管M₃关断，整流管M₄开启，因为电感电流不能突变，LX端电位为负值，随着电感电流的减小LX端电位开始升高，电流比较器24通过计算得到翻转点，当LX端电位升高触碰到翻转点时电流比较器24输出高电平，即图中t₅时刻，置位RS触发器22输出高电平信号，该高电平信号通过驱动电路21控制整流管M₄关断，开关管M₃开启，恒定导通时间控制电路23开始计时；恒定导通时间控制电路23计时结束后发出高电平信号，开始下一周期。

该拓扑中电流比较器24和COMP电压处理模块25通过将V_COMP电压转电流，再分配，再计算求得翻转点，该翻转点的计算精度和响应速度直接决定了整个系统的响应速度和稳定性。

COMP电压处理模块25包括两个部分，第一部分电路为一个电压转电流电路，将COMP脚的电压V_COMP转换为电流形式，I_comp＝V_COMP/R，第二部分电路对I_comp进行分配调整得到电流I₃，I₄；

COMP电压处理模块25的第二部分电路如图5所示，包括：电流源I₁和I₂，I₁>I₂；电流源I₅；三极管Q1、Q2、Q3和Q4，PMOS管Q101、Q102、Q103和Q104；开关S1和S2；当整流管M4关断，开关管M3导通时，开关S1断开，开关S2闭合；其它情况开关S2断开，开关S1闭合；电压V_COMP转换的电流I_comp作二处电流源；

电源VDD接电流源I₁、I₂和第一个I_comp的输入端、PMOS管Q101、Q102、Q103和Q104的源极；PMOS管Q101的栅极和漏极接三极管Q3的集电极；PMOS管Q102的栅极和漏极接三极管Q4的集电极；PMOS管Q103和Q104的栅极分别接Q101和Q102的栅极；

电流源I₁的输出端接三极管Q3的基极、三极管Q1的集电极和基极、第二个I_comp的输入端；三极管Q3和Q4的发射极接电流源I₅的输入端；电流源I₂的输出端接三极管Q4的基极和三极管Q2的集电极和基极；第一个I_comp的输出端分别接开关S1和S2的一端；开关S1的另一端接三极管Q4的基极；开关S2的另一端接第二个I_comp的输入端；第二个I_comp的输出端和电流源I₅的输出端接地；三极管Q1和Q2的发射极通过电阻R5接地。

流经PMOS管Q101和Q102的电流为I₃，I₄；PMOS管Q103和Q104用于镜像引出电流I₃，I₄；

三极管Q1和Q2的参数相同、Q3和Q4的参数相同，比如发射结反向饱和电流Is；

参考图5，所示为I_comp电流再分配电路示意图，当整流管M4关断，开关管M3导通时，开关S1断开，开关S2闭合，此时注入到Q4的电流移走，左右两边流经Q1和Q2的电流仅为I₁和I₂。其他情况时，开关S2断开，开关S1闭合，电路左边流经Q1电流为I₁-I_comp,电路右边流经Q2电流为I₂+Icomp，I₂小于I₁。

下面将详细解说两种情形下的公式推导。

情形1：开关S2断开，开关S1闭合(对应图4中t4时刻开始，开关管M₃关断，整流管M₄开启)，电路左边流经Q1电流为I₁-I_comp,电路右边流经Q2电流为I₂+Icomp；

V_BE1、I_c1、I_s1是三极管Q1的；V_BE2、I_c2、I_s2是三极管Q2的；V_BE3、I_c3、I_s3是三极管Q3的；V_BE4、I_c4、I_s4是三极管Q4的；Q1和Q2参数一样，Q3和Q4参数一样，如I_s1＝I_s2，I_s3＝I_s4；

故：

结合上面两个式子求得：

由于：

I₃+I₄＝I₅

情形2：整流管M4关断，开关管M3导通时，开关S1断开，开关S2闭合，左右两边流经Q1和Q2的电流仅为I₁和I₂。

与情形1类似，求得：

其中，因为此处三极管大小一样，故三极管的Is均一样；此时I₃>I₄；

电流比较器24如图6所示，包括电阻R61、R62、R63、R64，电阻R71和R72，电阻R81、R82、R83；相同参数的三极管Q5和Q6，相同参数的NMOS管Q201、Q202、Q203、Q204；电阻R_ON，比较器U101，电流源I₆；其中，R61＝R62，R63＝R64，R71＝R72，R81＝R82＝R83；

电源VDD接电阻R61、R62、R63、R64的一端；电阻R61的另一端接电阻R71的一端和三极管Q5的基极；电阻R62的另一端接电阻R72的一端和三极管Q6的基极；电阻R63的另一端接三极管Q5的集电极和U101的反向输入端；电阻R64的另一端接三极管Q6的集电极和U101的同相输入端；电阻R72的另一端通过电阻R83接地；电流I₃注入电阻R72和R83连接的节点；电阻R71的另一端接NMOS管Q201和Q204的漏极；Q201的栅极接Q202的栅极，Q203的栅极接Q204的栅极；电流I4注入Q202和Q203的漏极；Q201和Q202的源极通过电阻R81接地；Q203和Q204的源极接电阻R82的一端，电阻R82的另一端通过电阻R_ON接地；表征电感L电流的电压反馈信号V_LX接电阻R82和电阻R_ON的连接节点；三极管Q5和Q6的发射极接电流源I₆的输入端，电流源I₆的输出端接地；

Q201和Q202的栅极接控制信号Scon，Q203和Q204的栅极接与Scon反相的控制信号N_Scon。

I_comp进行分配得到I₃，I₄后，I₃，I₄电流信号进到电流比较器24。参考图6，当开关管M3关断，整流管M4导通时，(图4中t4时刻开始往t5)此时图6中电路的Q203、Q204导通工作(N_Scon高电平)，由于整流管导通电阻R_ON的存在，GND和LX端的电位不同。此时电流比较器24可用来检测电感电流，到达翻转点时输出高电平；当图6中的V_C和V_D相等时，比较器U101翻转，整个电流比较器24的输出也翻转；

翻转时刻电阻R71上端和R72上端电位相同，从而电阻R82和R83上端电位也相同；设电阻R81、R82、R83的阻值都是R₈，则有下式：

(R₈+R_ON)(I₄+I_{temp 2})＝(I₃+I_{temp 2})R₈ (6)

求得：

R_ON·(I₄+I_{temp 2})＝(I₃-I₄)R₈ (7)

结合(3)(7)两式求得翻转点：

由于

I₃+I₄＝I₅

所以

电流比较器模块24检测电流时，随着电感电流的减少，LX点的电压V_LX逐渐升高，Q5基极电位不断抬高，到达翻转点时，Q5集电极电位低于Q6集电极电位，电流比较器模块24翻转输出高电平。翻转点随着COMP脚的电压变化而变化，COMP脚电压V_COMP越高，I_comp越大，翻转点电压V_LX越低。

当整流管M4关断，开关管M3导通时(如t5时刻后)时，此时图6电路中的Q201和Q202导通工作(Scon高电平)，电流比较器模块24用作电流环中的比较器，I₄和I₃为固定值，I₃大于I₄，Q6集电极电位低于Q5集电极电位，电流比较器模块24输出低电平。

本发明通过COMP电压处理模块25和电流比较器24对COMP脚进行电压转电流，再进行分配计算得到翻转点V_LX。采用这种计算的方式即可大大提高翻转点的控制精度和抗干扰性，通过采用高速电流比较器可改善电源变换器的响应速度。

Claims (3)

1.一种高精度快速瞬态响应控制电路，其特征在于，包括开关管M3、整流管M4、电感L、输出电容Cout、电阻R3和R4、误差放大器(26)、COMP电压处理模块(25)、电流比较器(24)、RS触发器(22)、驱动电路(21)、恒定导通时间控制电路(23)；

开关管M3的漏极接输入电压VIN，源极接整流管M4的漏极和电感L的第一端；电感L的第二端接输出电容Cout的一端和电阻R3的一端，接负载(27)的一端；电阻R3另一端接电阻R4一端，电阻R4和电容Cout的另一端接地，负载(27)另一端接地；整流管M4的源极接地；

电阻R3和R4连接的节点接误差放大器(26)的反向输入端，误差放大器(26)的同相输入端接第一基准电压V_REF1；误差放大器(26)的输出端接COMP电压处理模块(25)；电感L的第一端和COMP电压处理模块(25)的输出端接电流比较器(24)；

恒定导通时间控制电路(23)和电流比较器(24)的输出端分别接RS触发器(22)的R端和S端；RS触发器(22)的Q端接驱动电路(21)的输入端，驱动电路(21)的两个输出控制端分别接开关管M3和整流管M4的栅极；

检测所述高精度快速瞬态响应控制电路的输出电压，从电阻R3和R4连接的节点获得表征输出电压的电压反馈信号V_FB；

检测流过电感L的电感电流信号，从电感L的第一端获得表征电感L电流的电压反馈信号V_LX；

通过误差放大器(26)计算表征输出电压的电压反馈信号V_FB和第一基准电压V_REF1之间的误差，并对该误差进行补偿得到一补偿信号V_COMP；该补偿信号V_COMP通过COMP电压处理模块(25)将COMP脚的补偿信号V_COMP转换成电流信号I_comp，然后将该电流信号I_comp进行再分配产生两股电流信号，这两股电流信号为第一控制信号；

第一控制信号与表征电感L电流的电压反馈信号V_LX通过电流比较器(24)计算后得到精准的翻转点，控制何时打开开关管M3，对电感L进行充电；

恒定导通时间控制电路(23)产生固定高电平的脉冲信号V_TON，该脉冲信号V_TON为第二控制信号；

第二控制信号通过RS触发器(22)和驱动电路(21)控制开关管M3的导通时间为固定值，导通时间一到，开关管M3关断，整流管M4导通，电感L电流下降；表征电感L电流的电压反馈信号V_LX和第一控制信号通过电流比较器(24)计算得到翻转点，控制何时整流管M4关断，开关管M3打开，开启下一个周期；

驱动电路(21)的控制逻辑是；低电平输入时，输出V_TG低电平控制开关管M3关断，输出V_LG高电平控制整流管M4导通；高电平输入时，输出V_TG高电平控制开关管M3导通，输出V_LG低电平控制整流管M4关断。

2.如权利要求1所述的高精度快速瞬态响应控制电路，其特征在于：

COMP电压处理模块(25)包括两个部分，第一部分电路为一个电压转电流电路，将COMP脚的补偿信号V_COMP转换为电流形式，第二部分电路对I_comp进行分配调整得到电流I₃，I₄；

COMP电压处理模块(25)的第二部分电路包括：电流源I₁和I₂，I₁>I₂；电流源I₅；三极管Q1、Q2、Q3和Q4，PMOS管Q101、Q102、Q103和Q104；开关S1和S2；当整流管M4关断，开关管M3导通时，开关S1断开，开关S2闭合；其它情况开关S2断开，开关S1闭合；补偿信号V_COMP转换的电流I_comp作二处电流源；

电源VDD接电流源I₁、I₂和第一个I_comp的输入端、PMOS管Q101、Q102、Q103和Q104的源极；PMOS管Q101的栅极和漏极接三极管Q3的集电极；PMOS管Q102的栅极和漏极接三极管Q4的集电极；PMOS管Q103的栅极接Q101的栅极，PMOS管Q104的栅极接Q102的栅极；

电流源I₁的输出端接三极管Q3的基极、三极管Q1的集电极和基极、第二个I_comp的输入端；三极管Q3和Q4的发射极接电流源I₅的输入端；电流源I₂的输出端接三极管Q4的基极和三极管Q2的集电极和基极；第一个I_comp的输出端分别接开关S1和S2的一端；开关S1的另一端接三极管Q4的基极；开关S2的另一端接第二个I_comp的输入端；第二个I_comp的输出端和电流源I₅的输出端接地；三极管Q1和Q2的发射极通过电阻R5接地；

流经PMOS管Q101的电流为I₃，流经PMOS管Q102的电流为I₄；PMOS管Q103和Q104用于镜像引出电流I₃，I₄。

3.如权利要求2所述的高精度快速瞬态响应控制电路，其特征在于：

电流比较器(24)包括电阻R61、R62、R63、R64，电阻R71和R72，电阻R81、R82、R83；相同参数的三极管Q5和Q6，相同参数的NMOS管Q201、Q202、Q203、Q204；电阻R_ON，比较器U101，电流源I₆；其中，R61=R62，R63=R64，R71=R72，R81=R82=R83；

电源VDD接电阻R61、R62、R63、R64的一端；电阻R61的另一端接电阻R71的一端和三极管Q5的基极；电阻R62的另一端接电阻R72的一端和三极管Q6的基极；电阻R63的另一端接三极管Q5的集电极和U101的反向输入端；电阻R64的另一端接三极管Q6的集电极和U101的同相输入端；电阻R72的另一端通过电阻R83接地；电流I₃注入电阻R72和R83连接的节点；电阻R71的另一端接NMOS管Q201和Q204的漏极；Q201的栅极接Q202的栅极，Q203的栅极接Q204的栅极；电流I₄注入Q202和Q203的漏极；Q201和Q202的源极通过电阻R81接地；Q203和Q204的源极接电阻R82的一端，电阻R82的另一端通过电阻R_ON接地；表征电感L电流的电压反馈信号V_LX接电阻R82和电阻R_ON的连接节点；三极管Q5和Q6的发射极接电流源I₆的输入端，电流源I₆的输出端接地；

Q201和Q202的栅极接控制信号Scon，Q203和Q204的栅极接与Scon反相的控制信号N_Scon。