CN105301341B - 用于测量带干扰的量的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于测量带干扰的量的方法和装置。本发明提供了用于将带干扰的测量量变换为数字信号的装置和方法。该数字信号然后在与干扰的周期相对应的数量的采样值上被求平均。

Description

用于测量带干扰的量的方法和装置

技术领域

本申请涉及用于测量带干扰的量、尤其具有周期性干扰的电压和电流的方法和装置。

背景技术

在许多应用中，希望测量一个量、例如电流或电压，并根据该测量来实施控制或调节。对此的一个示例是测量电动机中的电流，其中根据电流测量然后又控制该电动机。另一应用是测量例如太阳能电池单元的整流器中的电流。在这样的装置中使用了周期性的控制信号，例如用于驱动电机或控制整流器。所述周期性控制信号可能在要测量的信号中引起周期性的干扰，使得例如在电流或电压测量时测量了加载有周期性干扰的信号。对于一些应用，在所测量信号中的所述周期性干扰可能是不期望的。除了周期性干扰之外，由于控制信号的原因，在所测量的信号中也可能出现单个的尖峰，所述尖锋同样可能是所不期望的。在其他应用中，所关注的信号也可能叠加有周期性干扰。

不同的常规解决方案具有不同的缺点，例如针对电压或电流尖峰的敏感性或者相对高的延迟，其中这样的高的延迟例如在调节回路中可能导致不稳定。

发明内容

因此本申请的任务是提供如下的可能性，即能够以尽可能小的延迟来测量带干扰的量、例如电流。

提供一种根据本发明的装置以及一种根据本发明的方法。有利的设计方案在不同的实施方式中予以实施。

附图说明

图1是示出了根据一个实施例的装置的框图。

图2是用于说明根据一个实施例的方法的流程图。

图3示出了用于说明实施例的信号。

图4是示出了根据一个实施例的装置的框图。

图5是用于说明实施例的工作方式的图。

图6是用于说明实施例的信号图。

具体实施方式

下面详细解释本发明的实施例。应注意的是，这些实施例仅仅用作示例并且不应作为限制的来解释。

即使一些实施例以多个特性或特征来描述，这也不应如下来解释，即这些特性或特征是必要的。其他实施例可以具有更少的特征或特性和/或替代的特征或特性。此外，不同实施例的特征可以相互组合，除非另有说明。

在一些实施例中，加载有周期性干扰的信号利用一个采样频率被数字化，尤其被变换为多比特采样值。然后对多个多比特采样值实施求平均，多比特采样值的数量对应于干扰的周期持续时间或其整数倍。

在一些实施例中，可以多次时间偏移地在每个干扰周期中进行这样的求平均。因此在一些实施例中可以减少由于求平均值而产生的延迟。

对于上面所解释的概念的示例，在下文中参照附图来详细解释。

图1是示出了根据一个实施例的装置的框图。图1的装置包括用于检测要测量的量的传感器元件10，该要测量的量示意地通过箭头14来示出。要测量的量例如可以是电流。在该情况下，传感器元件10可以是任意的常规的电流测量元件，例如基于磁场测量的传感器元件，如霍尔传感器或磁阻元件，或者是测量定义的电阻上的电压降的传感器元件。在其他实施例中，测量量14是另一种量，例如电压、机械量诸如压力或力、或者其他任意的所关注的量。以模拟形式来表示要测量的量的该传感器元件10的输出信号由模数变换器（ADC，英语为“Analog to Digital Converter”）11来数字化。在一些实施例中，模数变换器11在此是多比特变换器，也即该模数变换器输出n比特值作为输出采样值，其中n>1。模数变换器11利用变换器时钟信号ADCclk来运行，其中该变换器时钟信号确定了模数变换器11的采样速率。模数变换器11例如可以是西格玛-德尔塔（Sigma-Delta）模数变换器，例如时间连续运行的西格玛-德尔塔模数变换器。

测量量14在图1的实施例中是带干扰的测量量，其中所述干扰包括具有周期持续时间的周期性的干扰。这样的周期性干扰信号例如可能由其中进行测量量14的测量的装置的运行而引起。例如用于电动机或整流器的控制信号可能引起相应的周期性干扰。这样的由控制信号所产生的周期性干扰稍后还要参照图3来详细解释。但在此所描述的技术和实施例的应用并不局限于由控制信号所引起的周期性干扰。例如通过根据所谓自旋电流霍尔传感器原理测量磁场信号可能产生作为周期性干扰信号的周期性偏移波纹信号（例如在4相电流自旋方法中）。在利用斩波放大器进行信号放大时，也可能生成周期性干扰。

由模数变换器11所输出的值在平均装置12中被求平均，其中采样值的被求平均的数量对应于一个周期持续时间或其整数倍。如此确定的平均值作为输出信号out被输出。

在图1的实施例中，平均装置12在此从计数器13接收信号ap，其中该信号ap说明对应于周期持续时间的采样值的数量，要在该周期持续时间上实施求平均。计数器13在此根据变换器时钟信号ADCclk和同步信号sync来确定值ap，该同步信号具有与干扰的周期相对应的周期。可以用作同步信号sync的这样的信号在其中出现这样的周期性干扰的多个装置中本来就存在，并且例如用于控制这样的装置。计数器13在此计数在同步信号sync的一个周期期间的变换器时钟信号ADCclk的周期数量。在其他实施例中，值ap可以借助由传感器元件10所测量的信号来确定，例如通过分析由模数变换器11所输出的信号。这通过图1中的点线箭头来表明。在该情况下，计数器13例如可以计数在模数变换器11的输出信号的一个干扰周期期间的变换器时钟信号ADCclk的周期数量。这必要时可以在多个干扰周期上来实施，以便获得可靠的值。在其他实施例中，值ap可以基于系统设计来预先给定。

应注意的是，除了在对应于一个干扰周期的持续时间上求平均之外，也可以例如在该干扰周期的整数倍上来实施更长的求平均。此外应注意的是，虽然在图1的实施例中被求平均的采样值的数量对应于一个干扰周期，但是求平均的开始不必与干扰的开始相同步。此外，如稍后参照图4和5来详细解释地，也可以时间偏移地实施多次求平均，以便输出具有比干扰周期相对应的频率更高的频率的输出值。

在图2中示出了用于说明根据一个实施例的方法的流程图。该方法步骤的所示顺序不应作为限制的来解释。所示的方法步骤尤其可以多次周期地或同时在不同的电路部分中来实施。图2的方法例如可以在图1的装置中或者也在下文所讨论的图4的装置中被实施，但并不局限于此。

在20中，检测测量量，例如电流。然后在21中，所检测的测量量被变换为数字信号，例如变换为具有多个依次相随的n比特采样值的多比特信号，其中n>1。然后在22中，数字信号的采样值在一个干扰周期的持续时间上被求平均，以便生成输出信号。在此求平均的开始不必与叠加在该测量量上的干扰信号的干扰周期的开始相重合，而是仅仅持续时间基本相一致。

在此也可以实施多次时间偏移的、部分重叠的求平均，以便更频繁地更新所生成的输出信号。在一些实施例中，这可以导致输出信号更小的延迟，这例如在基于输出信号来调节测量量的应用中是有利的。

为了更详细地解释图1的装置和图2的方法，图3示出了电机控制的示例的一些信号，其中利用脉宽调制（PWM）的控制信号32来控制电机。为了控制该电机，另外还使用了同步信号33、34，其周期持续时间对应于脉宽调制的控制信号32的周期。利用脉宽调制控制信号32例如来提高或降低电机电流。在控制信号32的高的值（例如为200伏特）时，例如电机中的电流提高，并且在低的值（例如为0伏特）时该电流下降，这引起三角形状的曲线31。虚线曲线30在此示出正弦形信号，其对应于所关注的交流电流，并且实线曲线36示出具有干扰的信号，也称作“波纹”，所述波纹在该信号中由脉宽调制的控制信号所引起，使得首先存在按照实线曲线36的带干扰的信号。该带干扰的信号例如可以由电流传感器、如霍尔传感器来检测。但对于一些应用，对应于曲线30的信号是所关注的。例如按照曲线30的正弦形信号可以用于调节目的，例如用于电机调节。对应于曲线30的信号也可以称作基本信号，其叠加有干扰，使得得到对应于曲线36的信号。

用31来示出该实线曲线36的放大片段，其中示出了三角形“波纹”连同例如由脉宽调制控制信号32的接通和断开或者由同步信号33、34所引起的尖峰。同步信号33、34具有与控制信号32的频率相同的频率，并因此具有例如与曲线31或实线曲线30相对应的干扰频率相同的频率。该三角形信号是周期干扰信号的示例，真正的测量量（虚线曲线30）加载了该干扰信号。通过求平均，如其参照图1和2所讨论的那样，该干扰信号的影响可以被消除或至少被降低。

此外，为了进行说明，在图3中用35来表示模数变换器的、例如图1的模数变换器11的时钟信号，该时钟信号具有频率f_ADC。在图3的示例信号中，计数器13将例如计数在同步信号33、34之一的两个脉冲之间模数变换器时钟信号35的周期的数量，以便因此确定干扰的周期持续时间或被求平均的采样值ap的数量。在所示的示例中，同步信号33、34具有以干扰的周期持续时间为间隔的脉冲，以便因此提供关于周期持续时间的信息，而在其他实施例中，这样的脉冲也可以具有周期持续时间的倍数或一小部分的间隔，这同样示出关于周期持续时间的信息。

信号35的时钟频率在此显著大于PWM控制信号32或同步信号33、34的频率，例如大10倍与20倍之间。

在图4中示出了用于说明另一实施例的框图。在图4的实施例中，借助传感器40、在所示的示例中借助霍尔传感器来测量电流。该电流例如可以是电动机中的电流、或者逆变器、例如太阳能电池单元的逆变器中的电流，但并不局限于此。代替霍尔传感器，也可以采用其他类型的传感器，例如XMR磁场传感器或基于在所定义的电阻上的电压测量的传感器。

在图4的实施例中，传感器的输出信号被传输给模数变换器44。在图4的实施例中，模数变换器44是具有数字追踪和多比特输出的多比特西格玛-德尔塔模数变换器，所述多比特输出如在图4中用符号“>1比特”来表示。在图4的实施例中，模数变换器44此外是时间连续运行的模数变换器。在其他实施例中，可以采用其他类型的模数变换器，例如连接有电容的模数变换器，或者其他类型的西格玛-德尔塔模数变换器。

模数变换器44包括减法器45，其中传感器40的信号被传输给减法器45的正输入端，并且模数变换器44的输出信号经由具有多比特数模变换器49的反馈回路被传输给减法器45的负输入端。该多比特数模变换器（DAC）49在此用于将数字输出信号变换为模拟信号。

减法器45的输出信号被传输给模拟积分器46。模拟积分器46的输出信号被传输给多级比较器47，该多级比较器利用变换器时钟频率f_ADC来采样模拟积分器46的输出信号，并例如与多个阈值相比较，以便根据该比较来输出多比特数字信号（例如2比特信号、3比特信号、4比特信号等等）的被分配的值。比较器47的输出信号然后由数字积分器48来积分，以便形成模数变换器44的输出信号。具有图4中所示构造的西格玛-德尔塔模数变换器在此具有固有的低通滤波器功能，利用该低通滤波器功能至少直至一定程度上已经可以抑制尖峰、例如图3的曲线31的尖峰。

模数变换器44的输出信号由块410来实施求平均。该块410在此包括四个数字积分器411-414，其将模数变换器44的输出信号分别在干扰的一个周期持续时间上来积分，其中在图4的实施例中通过这四个积分器411-414时间偏移地进行求平均。数字积分器411-414在此如所示地由在装置42中产生的信号update1至update4来控制。装置42接收具有频率f_ADC的模数变换器时钟信号以及表明干扰周期持续时间的同步信号sync，并由此生成信号update1至update4以及可选地生成信号update。这些信号为积分器411-414预先给定求平均周期的开始或结束。对此，装置42包括计数器43，其计数在同步信号sync的一个周期期间的模数变换器时钟信号的时钟周期的数量，如已经参照图1所解释的。通过延迟然后生成不同的信号update1至update4。多路复用器415然后例如通过信号update的控制而交替地输出积分器411-414的输出信号。多路复用器415的多比特输出信号然后还可以可选地传输给并行-串行变换器416，该并行-串行变换器416基于更新频率f_update、模数变换器时钟频率f_ADC和/或同步信号sync的同步频率f_sync而生成串行1比特输出信号out。在其他实施例中，由多路复用器415所输出的多比特信号也可以直接被用作输出信号。

此外，为了生成模数变换器时钟信号可以可选地使用具有分数锁相环（PLL）的振荡器41，利用该分数锁相环可以将时钟信号与同步信号sync在一定程度上相匹配。按照所使用的模数变换器，在此可以限制匹配的可行性。例如通常可以在如图4中所示的西格玛-德尔塔模数变换器中仅仅进行几个百分比的匹配，而不产生稳定性问题。通过这样的匹配，例如可以匹配时钟频率f_ADC，使得在干扰的一个周期内存在整数数量的采样值，例如f_ADC是干扰的频率的整数倍。

在图4的实施例中使用了四个积分器411-414，以便形成四个偏移的平均值，而在其他实施例中也可以使用其他数量的积分器。

可选地，如通过虚线箭头417所示，模数变换器44的输出信号另外也可以用于其他目的。例如该输出信号可以被传输给数字滤波路径418，通过该数字滤波路径例如可以监控“波纹”、也即干扰的幅度或“波纹”的其他特性。通过这样的监控，例如可以在电机调节的情况下来识别电机的错误功能，例如电机的卡住。

为了进一步阐明图4的实施例的作用原理，在图5和6中示意示出了可能的信号曲线的示例。所述示例仅仅用于阐明，并且按照应用和实施所述信号曲线也可以采用其他的形式。

曲线55示出了无干扰的信号曲线，在该情况下是正弦形信号曲线。该正弦形信号曲线在图5的示例中被叠加了三角形的干扰，所述干扰导致在数模变换器、如图4的数模变换器44的输出端上的采样值54。用Σ来表示的括弧53表示分别在干扰的一个周期上求平均值。这对应于通过唯一的积分器、例如图4的积分器411的求平均值。根据该平均值于是例如得到曲线57，由该曲线然后可以重建正弦曲线56。相对于最初的曲线55，该曲线56具有相对高的延迟。

在图5中的括弧50-52和括弧53说明通过多个积分器、例如如图4中所示的四个积分器（积分器411-414）的时间偏移的求平均值。在此因此在每个干扰周期中都开始四次求平均值。这导致了输出信号，如通过曲线59所示，由该曲线又可以重建正弦信号58。该正弦信号58相对于曲线55具有比曲线56明显更小的延迟。因此可以在通过时间偏移的求平均值的实施例中减少输出信号的延迟，这例如在应用于调节回路中时能够是有利的，也即在基于输出信号来调节测量量时。在对延迟不严格的应用中，例如也可以实施具有唯一的求平均值、例如唯一的积分器的设计方案。

在一些实施例中，可以通过所示的求平均值来实现在输出信号产生中的比其他方法、例如采用具有后置的模数变换器的低通滤波器情况更小的延迟。

在图6中示出了输出信号的更新速率到同步信号sync上的同步以及在信号update1至update4之间相位偏移的采样值的数量N的确定。图6在此示出了具有频率f_ADC的变换器时钟信号以及同步信号的示例。求平均值的持续时间例如可以从同步信号的一个下降沿至同步信号的下个下降沿。于是利用update1至update4来表示图4中的相应信号的示例，所述信号分别跨越了N个采样值。在这些update信号中的两个之间的相位偏移于是为N/M个采样值，其中M是update信号的数量（在示例中为4）。

如此获得的更新速率f_update因此可以是干扰频率的多倍，例如如所示地是干扰的多倍频。例如为了得到计数值，频率f_ADC例如可以处于10MHz的数量级，并且数模变换器的多比特输出信号可以是具有采样值的6比特输出信号，所述采样值在该示例中以100ms的时间间隔来产生。在同步信号f_sync的频率（对应于干扰的频率）为50kHz以及四次时间偏移的求平均值的情况下，如所示地，如在图5中针对曲线58所示的延迟例如为5μs。关于200个采样值进行求平均，其中关于200个6比特采样值的平均值将导致约14比特的有效分辨率。在该示例中更新速率为200kHz。通常，更新速率f_update大于或等于干扰的频率f_ripple，但明显小于模数变换器时钟信号的频率f_ADC。这可以降低输出线路的电磁辐射。

在所述计数值的情况下，振荡器41例如可以用于匹配在分数分频器的两个相邻整数值之间的频率f_ADC，也即例如在50或51之间，在上文所讨论的情况中f_ADC=10MHz，f_update=200kHz，f_ripple=f_sync=50kHz。这导致10μs的有效延迟以及5μs的更新周期。在该情况下，例如内部振荡器仅必须围绕着百分之2被示出。上述的计数值仅仅用于阐明，并且按照实施和应用可以是其他的值。

上面所讨论的实施例仅仅用作示例，并且其可以有不同的变型方案和变化形式。例如被求平均的输出信号（例如图1的块12或图4的块410的输出信号）可以经受另外的滤波。在进行这样的滤波时，前面的输出值可以增加加权因数，例如借助三角滤波器，在该三角滤波器中前面的输出信号被加权1/2，在此之前的输出信号被加权1/4，等等。在图5的示例中，这样的滤波也可以基于偏移的求平均来进行，例如：例如目前的例如正好被输出的总信号50+1/2乘以之前的总信号51+1/4乘以之前的总信号52+1/8乘以之前的总信号53+1/16乘以之前的总信号50。也可以考虑更多或更少之前的总信号。由此还可以改进对干扰的滤波，另一方面在实施例中通过该方法增大了延迟。

在其他实施例中，附加地或替代地可以使用预测算法，以便例如将反馈模数变换器49预调到目标值上，这可以使处理加速。换句话说，例如在按照逐次逼近原理工作的变换器中，基于之前的输出信号预调目标值。

在一些实施例中，所使用的模数变换器、如图4的西格玛-德尔塔模数变换器44可以利用所使用的斩波放大器的斩波频率、和/或利用霍尔传感器的所谓“自旋电流”的频率来同步。在“自旋电流”技术中，霍尔传感器的端子交替地例如被用作输入端和输出端，以便因此补偿偏移量。

在一些实施例中，为了降低尖峰的影响可以使用所谓的“保护弯曲（guardbending）”方案，其中例如一个求平均周期的第一个和最后一个采样值被丢弃，并且不进入到求平均中，因为尤其在例如PWM控制信号230切换时可能出现尖峰。这尤其在使用具有所连接的电容的模数变换器时能够是有利的，而在时间连续运行的西格玛-德尔塔变换器中效果较小。

如已经提及的，代替使用同步信号，也可以直接由测量量通过确定干扰的周期来确定求平均值的时长。

另外，在所示的示例中使用单相干扰，也即例如图3中的单相PWM控制信号32。在其他实施例中可以使用多相信号，这于是相应地影响干扰。在该情况下，同步信号必要时仅仅针对相位之一存在，并且对于其他的相则通过相位偏移来确定，以便然后最终基于同步信号来确定相应的求平均周期。

明显的是，所示实施例的多个变化形式和变型方案因此是可以的。这些实施例因此不应作为限制的来解释。

Claims (20)

1.用于处理测量信号的装置，包括：

用于接收测量信号并用于输出数字采样值的模数变换器，其中所述测量信号包括基本信号与周期性干扰的叠加，

以及

平均装置，其中所述平均装置被设置用于在与周期性干扰的周期持续时间相对应的时间段上形成采样值的平均值。

2.根据权利要求1所述的装置，其中所述模数变换器包括多比特模数变换器。

3.根据权利要求1或2所述的装置，其中所述模数变换器（11，44）包括西格玛-德尔塔模数变换器。

4.根据权利要求3所述的装置，其中所述西格玛-德尔塔模数变换器是时间连续的西格玛-德尔塔模数变换器。

5.根据权利要求1或2所述的装置，其中所述平均装置（12；410）包括数字积分器。

6.根据权利要求1或2所述的装置，其中所述模数变换器由模数变换器时钟信号来提供时钟，其中所述装置另外包括计数器（13；43），所述计数器被设置用于确定在干扰的周期期间的所述模数变换器时钟信号的周期数量，以便确定在与所述周期性干扰的周期持续时间相对应的时间段上用于求平均的采样值的数量。

7.根据权利要求6所述的装置，其中所述计数器被设置用于接收同步信号，所述同步信号表明关于干扰的周期持续时间的信息。

8.根据权利要求6所述的装置，包括：

用于生成模数变换器时钟信号的振荡器装置（41），其中所述振荡器装置（41）包括调节装置，所述调节装置被设置用于调节所述模数变换器时钟信号的频率，使得在周期持续时间内存在整数数量的采样值。

9.根据权利要求1或2所述的装置，其另外包括用于提供测量信号的传感器（10；40）。

10.根据权利要求9所述的装置，其中所述传感器包括电流传感器。

11.根据权利要求1或2所述的装置，其中所述平均装置（12；410）被设置用于丢弃在求平均周期的开始和/或结束处的至少一个采样值。

12.根据权利要求1或2所述的装置，其中所述装置被设置用于基于所述平均装置（12；410）的多个输出信号来实施滤波。

13.根据权利要求1或2所述的装置，其另外包括滤波装置（418），所述滤波装置与所述模数变换器（44）的输出端相耦合，以便监控周期性干扰。

14.测量方法，包括：

检测测量信号，所述测量信号包括基本信号与周期性干扰的叠加，

将所述测量信号变换为具有一系列数字采样值的数字信号，以及

在与所述周期性干扰的周期持续时间相对应的时间段上实施所述采样值的求平均。

15.根据权利要求14所述的测量方法，其另外包括计数在干扰周期期间控制所述变换的时钟信号的周期数量，以便确定在与所述周期性干扰的周期持续时间相对应的时间段上用于求平均的采样值的数量。

16.根据权利要求14或15所述的测量方法，其中所述求平均包括数字积分。

17.根据权利要求14或15所述的测量方法，其中所述检测测量信号包括检测电机电流。

18.根据权利要求14或15所述的测量方法，其中所述将测量信号变换为数字信号包括实施西格玛-德尔塔变换。

19.根据权利要求18所述的测量方法，其中所述西格玛-德尔塔变换是时间连续的西格玛-德尔塔变换。

20.根据权利要求14或15所述的测量方法，其中所述数字信号是多比特信号。