CN105281729A

CN105281729A - 用于控制功率半导体开关的方法和电路

Info

Publication number: CN105281729A
Application number: CN201510331730.4A
Authority: CN
Inventors: C.耶格; J.G.拉文
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2014-06-16
Filing date: 2015-06-16
Publication date: 2016-01-27
Anticipated expiration: 2035-06-16
Also published as: US10033370B2; DE102014108451B3; CN105281729B; US20150365083A1

Abstract

本发明涉及用于控制半导体开关的方法和电路。描述一种用于控制半导体开关的控制电路。根据本发明的一个实例，控制电路包括与半导体开关连接的过载探测电路，该过载探测电路被构造用于探测半导体开关的过载状态。控制电路此外包括与半导体开关的控制端子连接的驱动电路，该驱动电路被构造用于在探测过载状态时产生具有这样的电平的驱动信号，使得半导体开关被关断或防止接通。驱动电路此外被构造用于按照控制信号产生用于控制半导体开关的驱动信号，其中为了接通晶体管在第一时间点产生具有第一电平的驱动信号，并且如果直至预先给定的时间段结束之后没有探测到过载状态，那么将电平提高到第二电平。

Description

用于控制功率半导体开关的方法和电路

技术领域

本发明涉及一种用于功率半导体开关、诸如IGBT的控制电路和一种相应的控制方法。

背景技术

功率半导体开关、诸如IGBT（绝缘栅双极晶体管）或MOSFET如今在多种应用中、例如在变流器电路中被使用。与功率半导体开关的具体应用无关地，通常期望在短路中的鲁棒的表现。在短路的负载的情况下，接通的功率半导体开关处于短路运行中，即在功率半导体开关的负载电流路径上同时高的电压降（在变流器的情况下大多等于中间回路电压）的情况下，高的短路电流流经功率半导体开关。结果是在功率半导体开关中的十分高的损耗功率并且相应高的加热到临界温度以上，这导致热散逸（thermalrunaway）进而功率半导体开关的破坏。

为了防止功率半导体开关在短路运行中（或一般在过载运行中）的破坏，必须在确定的时间（例如10μs）之后切断功率半导体开关，因此在过载运行期间散失的能量（短路电流乘以运行电压乘以时间）保持在临界值以下，其中该临界能量与功率半导体开关的具体结构有关。为了防止热散逸，可以控制功率半导体开关，使得短路电流不超过所定义的最大值并且因此直至功率半导体开关的切断临界能量没有被超过。然而，这能够负面地作用于功率半导体开关的正常运行中的性能（例如鉴于在接通状态中的损耗）。

发明内容

本发明所基于的任务可以在于，提供一种改进的控制电路和一种用于功率半导体开关、诸如IGBT的改进的控制方法，该控制方法一方面防止短路运行中的热散逸并且另一方面能够实现功率半导体开关在正常运行中的好的性能。

该任务通过根据权利要求1的控制电路以及根据权利要求12的方法来解决。本发明的不同的实例和改进形式是从属权利要求的主题。

描述一种用于控制半导体开关的控制电路。根据本发明的一个实例，控制电路包括与半导体开关连接的过载探测电路，该过载探测电路被构造用于探测半导体开关的过载状态。控制电路此外包括与半导体开关的控制端子连接的驱动电路，该驱动电路被构造用于在探测过载状态时产生具有这样的电平的驱动信号，使得半导体开关被切断或防止接通。驱动电路此外被构造用于按照控制信号来产生用于控制半导体开关的驱动信号，其中为了接通晶体管在第一时间点产生具有第一电平的驱动信号，并且如果直至预先给定的时间段结束没有探测到过载状态，那么该电平被提高到第二电平。

此外，描述一种用于控制半导体开关的方法。根据本发明的一个实例，该方法包括鉴于过载状态的出现来监控半导体开关以及通过产生输送给半导体开关的控制输入端的驱动信号来接通半导体开关，其中在第一时间点产生具有第一电平的驱动信号，以便接通半导体开关，并且其中如果直至预先给定的时间段结束过载状态没有出现，那么将电平提高到第二电平。

附图说明

随后，借助在图中示出的实例详细地解释本发明。图示不必与比例完全相符并且本发明不仅仅局限于所示出的实施例和方面。更确切地说，重视本发明所基于的原理。

图1是示出用于控制IGBT的控制电路的一个实例的电路图；

图2借助时间图说明在IGBT的接通过程期间控制信号和栅极电压的示例变化；

图3借助时间图说明在接通过程期间控制信号和栅极电压的另一示例变化；

图4是示出根据本发明的第一实例的控制电路的电路图；

图5是示出根据本发明的另一实例的控制电路的电路图；

图6是其中示出栅极电压电平和允许的短路持续时间之间的关系的图；

图7是示出用于探测短路的电路的一个实例的电路图；以及

图8是用于示意性地示出栅极驱动器的工作原理的电路图。

在附图中，相同的附图标记表示相同或相似的组件或具有相同或相似意义的信号。

具体实施方式

在图1中，以电路图示出功率半导体开关T₁和与该功率半导体开关连接的控制电路10。在所示出的实例中，IGBT作为功率半导体开关被示出，然而如开头已经提及的也可以使用其他晶体管类型（例如MOSFET）作为功率半导体开关。根据图1，IGBTT₁被构造为低侧开关，即IGBTT₁被连接在负载和参考电位端子GND之间，该参考电位端子位于参考电位（地电位）上。负载利用R_L来表示并且被连接在IGBTT₁和供应电压端子（在运行电压V_B上）之间。IGBTT₁的与负载R_L连接的第一负载端子被称为集电极端子，IGBT的与参考电位端子GND连接的第二负载端子被称为发射极端子。在MOSFET的情况下，通常将负载端子命名为漏极端子和源极端子。所示出的低侧配置可以仅作为实例来理解。IGBTT₁也可以作为高侧开关或以桥电路来运行。功率半导体开关的具体应用对于进一步的讨论是不重要的。

控制电路10与功率半导体开关的控制端子G连接，该控制端子在IGBT的情况下被称为栅极端子。（二进制）控制信号IN作为输入信号被输送给控制电路10，并且控制电路10被构造用于按照控制信号IN产生用于控制IGBTT₁的驱动信号V_G。驱动信号V_G（直接地或经由电阻）被输送给IGBTT₁的栅极端子G。控制电路10通常包括控制逻辑电路12和栅极驱动器11。栅极驱动器11由改变的二进制控制信号IN’来产生用于IGBTT₁的驱动信号，该驱动信号在本实例中是（参考发射极端子E的电位的）栅极电压V_G。根据所改变的控制信号IN’的逻辑电平，栅极驱动器例如产生用于去激活/切断IGBT的0V的栅极电压和用于激活/接通IGBTT₁的12V或15V的栅极电压作为驱动信号。实际的值与应用和所使用的功率半导体开关有关。

在最简单的情况下，控制逻辑电路12将控制信号IN转发给栅极驱动器11并且只要需要就引起逻辑电平转化或逻辑电平的适配。在本实例中，控制逻辑电路12将控制信号IN与过载信号OL进行逻辑运算，该过载信号表明IGBTT₁的过载状态。例如逻辑电平OL＝1表示IGBTT₁的过载状态（例如在IGBT的电路运行中）并且逻辑电平OL＝0表示正常运行。在该情况下，控制逻辑电路12被构造用于将控制信号IN和过载信号OL进行逻辑运算，使得在正常运行中（OL＝0）被改变的控制信号IN’等于控制信号IN。在过载运行中（OL＝1），然而控制信号IN被无用化（ausgetastet）并且所改变的控制信号IN’等于零。作为布尔方程来书写，该关系的内容是：

IN’＝INAND（NOTOL），（1）

其中AND表示与逻辑运算并且NOT表示逻辑非。即一旦探测到和显示过载运行（OL＝1），就切断IGBTT₁（IN’＝0）或防止接通。在正常运行中，在IGBT的接通状态下，IGBT的负载电流i_L由运行电压V_B和负载（负载电阻R_L）来限制。负载电流i_L为（V_B－V_CE，SAT）/R_L，其中饱和电压V_CE，SAT（也是导通电压）表示IGBT的接通状态下的最小集电极-发射极电压V_CE。在正常运行中在IGBT中散失的损耗功率为P_V＝i_L·V_CE，SAT。在接通的状态下，IGBT在给定的栅极电压V_G的情况下可以引导确定的最大负载电流i_L，该最大负载电流被称为饱和电流i_L，SAT。因为在短路情况下整个运行电压V_B降落在IGBTT₁的集电极-发射极电流路径（负载电流路径）上（V_CE＝V_B），所以负载电流i_L通常上升直至饱和电流i_L，SAT。对于损耗功率P_MAX，在短路运行期间适用P_MAX＝V_B·i_L，SAT。在出现过载或短路直至切断IGBTT₁之间的时间利用t_SC来表示。于是对于所得的在短路运行中散失的能量E_MAX适用：

E_MAX＝V_B·i_L，SAT·t_SC，（2）

其中该能量E_MAX应该保持在开头所提及的临界能量E_KRIT以下，以便防止IGBT的热散逸。运行电压V_B大多通过应用来预先给定。对于探测到短路和随后切断晶体管所需的时间t_SC基本上取决于外部参数。因此不等式E_MAX<E_KRIT预先给定饱和电流i_L，SAT的上极限值，然而这在正常运行中导致更高的饱和电压V_CE，SAT进而更高的损耗。因此在一方面正常运行中的好的性能和另一方面所要求的短路强度之间存在目标冲突。

IGBT（以及也有MOSFET）的饱和电流i_L，SAT以及饱和电压V_CE，SAT与在栅极端子上所施加的栅极电压V_G有关（即与栅极驱动器12的输出信号的电压电平有关）。如果栅极电压V_G仅仅略大于IGBT的阈值电压V_TH，那么饱和电流i_L，SAT相对小并且饱和电压V_CE，SAT相对大。在栅极端子G上所施加的栅极电压V_G越高，饱和电流i_L，SAT就越高并且饱和电压V_CE，SAT（还有正常运行中的损耗）就越低。饱和电压V_CE，SAT和栅极电压V_G之间的关系是非线性的并且从栅极电压V_G的一个确定的电平起，电压电平的进一步提高不再导致饱和电压V_CE，SAT的显著的减小。

图2中的两个时间图示出根据本发明的第一实例的输入信号（控制信号）IN（或正常运行中的被改变的控制信号IN’）和所属的栅极驱动信号（栅极电压）V_G。所示出的信号可以利用与图1中的电路相似构造的控制电路来产生。控制信号IN起初在低逻辑电平（低电平，“逻辑0”）上，因此IGBTT₁是关断的。栅极驱动器11“看到”具有低逻辑电平的输入信号IN’并且因此产生具有电压电平V_G，OFF（例如V_G，OFF＝0）的栅极驱动信号V_G，该栅极驱动信号是足够低的（V_G，OFF<V_TH），以便关断IGBTT₁或将其关断地保持。在时间点t_ON，控制信号IN的电平变换到高逻辑电平（高电平，“逻辑1”）上，由此触发IGBT的接通过程。栅极驱动器11（参见图1和图4）“看到”输入信号IN’并且因此产生具有电压电平V_G，ON1的栅极驱动信号V_G，该栅极驱动信号是足够高的（V_G，ON1>V_TH），以便接通IGBTT₁。驱动信号V_G的电压电平V_G，ON1对应于确定的饱和电流i_L，SAT。在负载短路的情况下（在短路运行中），这导致短路电流i_MAX1＝i_L，SAT（V_G，ON1）和相应的能量E_MAX1＝V_B·i_MAX1·t_SC1（参见方程2），其中短路电流i_MAX1与驱动信号的电压电平V_G，ON1有直接关系。

控制电路10被构造用于，在探测到过载（例如短路）时（参见图1，过载信号OL＝1），切断IGBTT₁或将其切断地保持（即防止接通）。如果（在时间点T_ON之后）在预先定义的时间T_D之内没有探测到过载，那么栅极驱动信号V_G的电平被从V_G，ON1提高到V_G，ON2（V_G，ON2>V_G，ON1）。如之前所解释的，这在正常运行中导致较低的饱和电压V_CE，SAT，在负载短路的情况下导致较高的短路电流i_MAX2＝i_L，SAT（V_G，ON2）和相应的能量E_MAX2＝V_B·i_MAX2·t_SC2（参见方程2），其中短路电流i_MAX2与驱动信号的电压电平V_G，ON2有直接关系。能量值E_MAX1和E_MAX2不允许超过临界值E_KRIT，以便避免热散逸（thermalrunaway）。在极限情况下适用E_KRIT＝E_MAX1＝E_MAX2。由此得出：

t_SC1＝E_KRIT·/（i_MAX1·V_B），和（3）

t_SC2＝E_KRIT·/（i_MAX2·V_B）（4）。

这又意味着，在较小的短路电流i_MAX1（在V_G，ON1的情况下的饱和电流i_L，SAT）的情况下，短路的持续时间t_SC1允许是较大的，而不违背不等式E_MAX1<E_KRIT。

栅极端子G的在图2中示出的两级控制在接通IGBT的情况下导致，在时间点t_ON之后的长度T_D的第一时间间隔中，可能的短路的“允许的”持续时间大于针对时间点t_ON+T_D之后的以下时间点的情况，在所述时间点上具有高的电压电平V_G，ON2的驱动信号施加在IGBTT₁的栅极端子G上。该方案提供以下可能性，针对探测在接通时（即在时间点t_ON）已经存在的短路比针对探测在之后（在比t_ON+T_D晚的时间点）出现的短路具有更多的时间可供使用（即时间T_D≤t_SC1）。在接通时已经存在的短路随后被称为“类型I”的短路，而之后在接通的IGBT中出现的短路被称为“类型II”的短路。通常期望的是，针对探测类型I的短路具有相对长的时间可供使用，以便能够实现“正常的”高接通电流（由于负载的起动特性）和“有错误的”高接通电流（由于类型I短路）之间的可靠区分。典型地，可靠的探测可以在例如10μs的数量级中实现，因此在图2中的上述实例中可以设置间隔T_D＝10μs。在该阶段中“允许的”短路持续时间t_SC1必须大于或等于时间间隔T_D。假设（极限情况）t_SC1＝T_D＝10μs，在给定运行电压的情况下可以推导出饱和电流i_L，SAT的所属的值和驱动信号的所属的电平V_G，ON1。

在之后出现的短路的情况下，在“正常的”接通电流和短路电流之间的区分问题不存在，因此可以更加快速地对短路进行反应。“允许的”短路持续时间t_SC2可以在该阶段中被减小到例如2μs，这能够实现相应较高的饱和电流i_L，SAT、较低的饱和电压V_CE，SAT和驱动信号V_G的较高的电平V_G，ON2。这又导致正常运行中的较好的性能（较低的损耗P_V＝V_CE，SAT·i_L）。例如栅极电压V_G在时间点t_ON（V_G，ON1）可以为12V或15V。对于在t_ON+T_D之后的时间点，栅极电压V_G（V_G，ON2）例如可以高1V和5V之间。

图3同样包括时间图，所述时间图示出根据本发明的另一实例的输入信号IN（对应于在正常运行中的改变的控制信号IN’）和所属的栅极驱动信号（栅极电压）V_G的变化。根据图3的两级控制的上述效果不必以驱动信号V_G在时间点t_ON和t_ON+T_D之间的恒定的电压电平为前提。驱动信号的电平也可以在这两个时间点之间连续地被改变。根据在图3中示出的实例，控制电路12在时间点t_ON产生具有电平V_G，ON1的驱动信号（并且因此接通IGBT），该电平V_G，ON1之后直至时间点t_ON+T_D连续地（不逐级地）上升到（几乎）V_G，ON2的值。因此，在时间点t_ON+T_D，饱和电压V_CE，SAT不是突然地而是连续地从V_CE，SAT（V_G，ON1）下降到V_CE，SAT（V_G，ON2）。分更多级的过渡也是可以的。

图4示出具有与图1中的控制电路相似的控制电路10的IGBTT₁。根据图4的控制电路10与根据图1中的实例的电路相同地构造，其中附加地设置有延迟单元13，该延迟单元被构造用于在时间点t_ON之后的时间间隔T_D结束后或在该时间间隔T_D期间（例如分级地或连续地）提高栅极驱动器11的输出级的放大。在当前情况下，输入信号IN经由延迟单元13延迟了时间T_D后被输送给栅极驱动器11的控制输入端。在时间点t_ON，栅极驱动器11产生具有第一电平V_G，ON1的栅极电压V_G。在延迟时间T_D结束之后才将IN’’的逻辑电平施加在栅极驱动器11的控制输入端上，由此提高栅极驱动器11的放大并且栅极电压的电平上升到值V_G，ON2。因此根据图4的电路引起根据图2的栅极电压V_G的信号变化。替代地，延迟单元13可以被构造用于连续地提高栅极驱动器11的放大，由此将得到根据图3的信号变化。

图5示出图4中的实例的一种替代方案，其中代替延迟单元13，延迟元件13’与栅极驱动器13的输出端连接。延迟元件例如仅具有无源的电子组件，在当前情况下是由齐纳二极管D_Z、电容器C_Z和（可选的）电阻R_Z组成的串联电路。该串联电路连接在栅极驱动器11的输出端和IGBT的发射极端子E之间，该发射极端子E在低侧开关的当前情况下与地端子GND连接。齐纳二极管D_Z的齐纳电压U_Z基本上对应于栅极驱动信号V_G的第一（较低的）电压电平V_G，ON1，并且电阻R_Z和电容器C_Z构成具有时间常数（（R_Z+R_G）C_Z）^-1的第一阶的RC延迟元件，其中R_G表示栅极驱动器11的末级的（未示出的）输出电阻。在控制信号IN’＝1的情况下，在本实例中栅极驱动器11产生V_G＝V_G，ON2的电压电平，该电压电平首先（在放电的电容器C_Z的情况下）被限制到齐纳电压U_Z＝V_G，ON1的值上。差电压V_G，ON2-V_G，ON1降落在栅极驱动器11的末级的输出电阻R_G（未示出，但是参见图8）和电阻R_Z上。电容器C_Z经由齐纳二极管D_Z和电阻R_Z以及栅极驱动器11的输出电阻R_G被充电并且栅极驱动器11的输出端上的电平在此期间连续地上升直至值V_G，ON2上。结果是驱动信号V_G的对应于图3中的实例的变化。

图6示出针对不同的栅极电压V_G和相应的“允许的”短路持续时间t_SC的集电极-发射极饱和电压V_CE，SAT的改进（减小）。以在栅极电压V_G为15V并且允许的短路持续时间t_SC为14μs时所给定的集电极-发射极饱和电压V_CE，SAT为出发点，集电极-发射极饱和电压V_CE，SAT在栅极电压V_G为16V时减小了大约110mV（ΔV_CE＝-110mV），在栅极电压V_G为17V时减小了大约200mV（ΔV_CE＝-200mV）并且在栅极电压V_G为18V时减小了大约250mV（ΔV_CE＝-250mV）。允许的短路持续时间相应地减小到大约11.7μs（在V_G＝16V时）、10.3μs（在V_G＝17V时）和9μs（在V_G＝18V时）。

IGBT的栅极的结合图2至图5描述的两级（或多级）控制允许在接通阶段中（即直接在接通IGBT之后的时间间隔T_D（T_D≥t_SC1）中）相对长的时间t_SC1以用于识别在接通时已经存在的短路（类型I）。在该接通阶段之后，继续提高栅极电压V_G（只要没有识别到短路），由此根据图6减小集电极-发射极饱和电压V_CE，SAT并且因此降低损耗功率。明显较短的允许的短路持续时间t_SC2（t_SC2<t_SC1）在此被承担，因为在运行中能够更快地对短路（类型II）进行反应，因为在正常的起动电流和短路电流之间的区分问题不存在。

图7示出用于探测类型I和类型II的短路（过载探测电路）并且用于产生过载信号OL的电路20的实例，该过载信号OL例如可以被输送给根据图1的驱动电路。图7示出（如已经在图1中示出）低侧配置中的IGBTT₁与驱动电路10，该驱动电路根据（二进制的）输入信号IN和过载信号OL来产生栅极信号V_G（例如如在图4或图5中那样）。图7附加地示出过载探测电路20，该过载探测电路与IGBTT₁连接。在本实例中，电路20包括比较器21，IGBTT₁的集电极-发射极电压V_CE作为输入信号被输送给该比较器并且该比较器产生比较器信号OL’。比较器21可以具有迟滞现象，以便避免切换，即如果集电极-发射极电压V_CE达到或超过第一参考值V_REF1，过载信号OL从0切换到1，并且如果集电极-发射极电压V_CE达到或低于第二参考值V_REF2，过载信号从1切换到0，其中V_REF1>V_REF2。在极限情况下V_REF1＝V_REF2，比较器没有迟滞现象。参考值位于饱和电压V_CE，SAT和运行电压V_B之间，使得在正常运行中（V_CE＝V_CE，SAT）适用V_CE<V_REF2并且OL’＝0。在短路运行中，集电极-发射极电压V_CE从V_CE，SAT上升直至运行电压V_B并且适用V_CE>V_REF1和OL＝1。由于该原因，比较器21也可以被称为不饱和探测器（DesaturationDetector）。已经能够使用比较器输出信号OL’，以便识别类型II的短路。然而，在接通IGBTT₁时已经存在的短路（类型I）不能轻而易举地可靠地与（可能很高的）接通电流进行区分。如果负载具有电容部分、例如在图7中通过与负载R_L并联的电容器C_L来代表的（寄生的）线路电容，那么能够出现例如高的接通电流。在短暂的接通电流衰减之后（即线路电容已经充电），才能够进行可靠的过载探测。为了避免错误探测，比较器输出信号OL’在从IN＝0过渡到IN＝1之后在确定的时间间隔之内被无用化（抑制）。如果到该时间间隔结束还总是识别到过载状态，那么比较器输出信号OL’作为过载信号OL被输出并且用信号通知短路（OL＝1）。

在本实例中，通过输入信号IN的上升沿（从IN＝0到IN＝1的过渡）触发单稳态触发器23并且产生所定义长度的反相脉冲（信号X）。比较器的输出（信号OL’）和单稳态触发器23的输出（信号X）被输送给与门22，该与门的输出信号是过载信号OL。在正常运行中，比较器输出信号OL’被贯通循环到与门22的输出端，因为X＝1。仅对于在接通IGBTT₁之后的短的、通过单稳态触发器23来定义的脉冲持续时间内，X＝0，并且因此与比较器输出信号OL’无关地也有OL＝0。结果，只有当过载条件（V_CE>V_REF1）在预先给定的（例如通过单稳态触发器23所定义的）探测持续时间之后还一直被满足时，才识别为在接通时已经存在的短路。

单稳态触发器23的脉冲持续时间可以在IGBTT₁的接通阶段期间被校准到允许的短路时间t_SC上进而被校准到延迟时间T_D上（参见图2和3）。因此单稳态触发器23也可以被图4中的延迟单元13所包括。延迟时间T_D（参见图2或4）可以与单稳态触发器23的脉冲持续时间相同地选择。

替代于探测基于集电极-发射极电压V_CE的过载，也可以为了过载探测直接或间接地测量过载电流i_L并且与一个或多个参考值进行比较。在该情况下，也可以在接通IGBT之后在短的时间（例如10μs）之内抑制比较结果，以便避免由于高的接通电流所致的错误探测。过载探测电路20也可以执行温度测量并且在超过临界温度时也用信号通知过载。

十分高的负载电流i_L（短路电流）的切断（只要IGBT的切断/去激活十分快速地进行）可以导致负载电流回路中的由于电感所致的过压。已经不可避免的漏电感可以导致所提及的过压（电压尖锋），所述过压又能够引起极为不同的问题（例如IGBT的闩锁效应）。用于接通或切断IGBT的开关时间通常借助栅极驱动器11的输出电阻（大多被称为栅极电阻R_G）来影响，其中开关时间基本上通过RC元件的时间常数（R_G·C_G）^-1来确定，该RC元件由栅极电阻R_G和栅极电容C_G来构成。因此高的栅极电阻比低的栅极电阻导致更长的开关时间。在此通过栅极电阻来设定负载电流i_L的电流沿的斜率︱di_L/dt︱（电流梯度的绝对值）。

为了避免所提及的电压尖锋，可以（根据最大负载电流（短路电流））高地设计栅极电阻，使得不超过确定的开关时间。在切断IGBT时，电流梯度di_L/dt于是保持在非临界的区域中。对此，为了切断高的短路电流特别是可以选择比用于切断正常运行中的更大的栅极电阻。同时，慢的切断也对短路情况下散失的能量起负面作用。因为最大负载电流i_L在这里描述的实施例中在类型I的短路的情况下比在类型II的短路的情况下低（由于更低的栅极电压），所以在短路情况下的负载电流切断时可以将栅极电阻适配于最大短路电流。栅极驱动器11的该工作原理在图8中示例性地描绘。该图示不一定对应于电路的实际的实施方案，但是阐明所期望的功能。

图8基本上示出栅极驱动器的产生电压V_G’的输出级111和后置于输出级的可变的栅极电阻R_G，该栅极电阻的电阻值可以根据信号IN和OL（借助控制逻辑电路111）来调节。在正常的开关运行中（OL＝0），在接通和关断IGBT时可以为R_G设定相同或不同的电阻值。在由于过载而切断的情况下，无论如何在时间间隔T_D（从t_ON至t_ON+T_D，参见图2和3）期间比在时间点t_ON+T_D之后设定更低的栅极电阻值。如果根据栅极电压调节在过载切断时所使用的栅极电阻值，那么得出相同的结果。如果栅极电压超过所定义的阈值（该阈值处于V_G，ON1和V_G，ON2之间，例如（V_G，ON1+V_G，ON2）/2）,那么例如可以提高电阻值R_G。与具体的实施方案无关地，开关时间在短路情况下（OL＝1）的“非切断”的情况下将取决于最大短路电流（该短路电流又取决于栅极电压）。开关时间的这种适配可以通过栅极电阻R_G的适配（例如切换）来实现。然而，其他的方案也是可以的，例如使用受控的电流源或类似的。

在探测过载状态的情况下，由栅极驱动器产生驱动信号V_G，使得不低于（最小的、可通过电路设计预先给定的）关断时间。该最小的关断时间可以直接地或间接地取决于驱动信号V_G的电平（参见图2和3，电平V_G，ON1，V_G，ON2）。例如可以通过有效的栅极电阻R_G的适配在预先给定的时间段T_D结束之后减小该关断时间（参见图2和3）。

在这里描述的实例示出IGBT作为功率半导体开关。在多种应用中，可以毫无困难地通过MOS晶体管（功率MOSFET）来代替IGBT。在这里描述的原理可以移植到MOSFET上并且因此本发明不局限于结合IGBT的应用。本身易于理解的是，所示出的逻辑电路也可以与所示出的不同地来实施，而不改变电路的有效功能。特别是，电路可以以反相的逻辑电平来实现。

Claims

1.用于控制半导体开关的电路，所述电路具有：

与所述半导体开关（T₁）连接的过载探测电路，所述过载探测电路被构造用于探测所述半导体开关（T₁）的过载状态，

与所述半导体开关（T₁）的控制端子（G）连接的控制电路（10），所述控制电路被构造用于，

　　在探测过载状态时产生具有这样的电平（V_G，OFF）的驱动信号（V_G），使得所述半导体开关被关断或防止接通，和

　　按照控制信号（IN’）来产生用于控制所述半导体开关（T₁）的驱动信号（V_G），其中为了接通晶体管（T₁）在第一时间点（t_ON）产生具有第一电平（V_G，ON1）的驱动信号（V_G），并且如果直至预先给定的时间段（T_D）结束没有探测到过载状态，那么驱动信号（V_G）的电平被改变到第二电平（V_G，ON2）上。

2.根据权利要求1所述的电路，其中所述第二电平（V_G，ON2）是如此高的，使得只要没有探测到过载状态，所述半导体开关（T₁）的导通电压（V_CE，SAT）在预先给定的时间段结束之后就比在第一时间点（t_ON）的更小。

3.根据权利要求1或2所述的电路，其中如果过载条件在确定的探测持续时间上被满足，那么探测到过载状态。

4.根据权利要求3所述的电路，其中所述探测持续时间在预先给定的时间段（T_D）结束之后比在之前的更小。

5.根据权利要求3或4所述的电路，其中如果经过所述半导体开关的负载电流（i_L）和/或在所述半导体开关上的电压降（V_CE）超过所属的参考值，那么过载条件被满足。

6.根据权利要求1至5之一所述的电路，其中所述控制电路（10）包括栅极驱动器（11），所述栅极驱动器被构造用于按照控制信号（IN’）来产生用于控制所述半导体开关（T₁）的驱动信号（V_G），其中所述栅极驱动器具有可调节的放大。

7.根据权利要求1至5之一所述的电路，其中所述控制电路（10）包括栅极驱动器（11），所述栅极驱动器被构造用于按照控制信号（IN’）来产生用于控制所述半导体开关（T₁）的驱动信号（V_G），其中栅极驱动器（11）的输出电阻（R_G）负荷有RC元件和半导体开关的控制输入端（G）。

8.根据权利要求1至7之一所述的电路，其中在探测过载状态的情况下产生所述驱动信号（V_G），使得不超过电流沿斜率。

9.根据权利要求8所述的电路，其中关断时间直接或间接地取决于所述驱动信号（V_G）的电平（V_G，ON1，V_G，ON2）。

10.根据权利要求8所述的电路，其中所述关断时间在预先给定的时间段（T_D）结束之后被减小。

11.根据权利要求8所述的电路，其中所述控制电路（10）具有带有输出电阻（R_G）的栅极驱动器（11），所述输出电阻被确定大小或是能够适配的，使得不超过所述电流沿斜率。

12.用于控制半导体开关的方法，所述方法具有以下步骤：

鉴于过载状态的出现来监控半导体开关（T₁）；

通过产生被输送给半导体开关（T₁）的控制输入端（G）的具有第一电平（V_G，ON1）的驱动信号（V_G）来接通所述半导体开关（T₁）；和

如果直至预先给定的时间段（T_D）结束没有出现过载状态，那么将所述驱动信号（V_G）的电平改变到第二电平（V_G，ON2）。

13.根据权利要求12所述的方法，其中所述第二电平（V_G，ON2）是如此高的，使得（只要没有探测到过载状态，）所述半导体开关（T₁）的导通电压（V_CE，SAT）在预先给定的时间段（T_D）结束之后比第一时间点（t_ON）的更小。

14.根据权利要求12或13所述的方法，其中所述半导体开关（T₁）的鉴于出现过载状态的监控包括：

如果过载条件在确定的探测持续时间上被满足，那么用信号通知过载状态，

其中在接通半导体开关之后，在预先给定的时间段（T_D）结束之后的探测持续时间比之前的更短。

15.根据权利要求12至14之一所述的方法，其中在探测过载状态的情况下切断所述半导体开关（T₁），使得不超过电流沿斜率。

16.根据权利要求15所述的方法，其中所述关断时间与预先给定的时间段（T_D）的结束或所述驱动信号（V_G）的电平相关。